DE1807105B2 - Treiberschaltung für Flip-Flops - Google Patents
Treiberschaltung für Flip-FlopsInfo
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
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Description
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschal- und den Ausgang der zweiten Inverterstufe einge-
tung zum Betreiben von Flip-Flops, die aus Ober- fügten sechsten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
flächen-Feldeffekt-Transistoren bestehen. bestehenden zweiten Triggerkreis dadurch gelöst, daß
Es ist bereits der Versuch gemacht worden, Flip- der Eingang des eine dritte Inverterstufe darstellen-Flops
unter Verwendung von Schaltungen mit Ober- 5 den Inverters aus dem Oberflächen-Feldeffekt-Tranflächen-Feldeffekt-Transistoren,
wie beispielsweise sistor und der Lastimpedanz dafür mit den Gate-Metall-Isolator-Halbleiter-Feldeffekt-Transistorenjdie
Elektroden des dritten und des sechsten Oberflächenim folgenden kurz als MIS-Transistoren bezeichnet Feldeffekt-Transistors und sein Ausgang mit den
werden sollen, aufzubauen. Ein Beispiel für einen Gate-Elektroden des zweiten und des fünften Obersolchen
Flip-Flop findet sich etwa in der USA.- io flächen-Feldeffekt-Transistors zusammengeschaltet
Patentschrift 3 363 115. Von Vorteil ist dabei, daß sind und der Eingang des Inverters mit einer Signalsich
ein MIS-Transistor ohne weiteres in ein einziges impulsquelle verbunden ist.
halbleitendes Substrat integrieren läßt und daß sein Mit Hilfe der Erfindung läßt sich ein transistori-Leistungsbedarf
infolge der spannungsgesteuerten sierter Flip-Flop bauen, der mit einer Spannungs-Bauart
gering ist. Dementsprechend erweist sich auch 15 quelle niedriger Spannung betrieben und ohne weiein
Flip-Flop, der unter Verwendung von MIS- teres als in integrierter Schaltungstechnik ausgeführter
Transistoren aufgebaut ist, als vorteilhaft. Halbleiterkörper hergestellt werden kann.
Bei Untersuchungen des Erfinders hat sich nun Für die nachstehende, der weiteren Erläuterung
einerseits gezeigt, daß oftmals beim Betrieb derartiger von Zielsetzung, Merkmalen und Vorteilen der ErFlip-Flops,
wie sie in der obenerwähnten USA.- 20 findung dienende Beschreibung wird auf die Zeich-Patentschrift
beschrieben sind, ein fehlerhaftes nung Bezug genommen; in dieser sind Arbeiten zu beobachten ist, und andererseits, daß F i g. 1 und 10 Schaltbilder für jeweils aus Oberdieses
fehlerhafte Arbeiten auf eine ungewollte zeit- flächen-Feldeffekt-Transistoren bestehende Flipliche
Beziehung zwischen einem ersten, von einer Flops,
Impulsquelle gelieferten Eingangssignalimpuls und 25 F i g. 2 eine Darstellung der bei diesen Flip-Flops
einem zweiten, die Invertierung des ersten Eingangs- eingangsseitig und ausgangsseitig auftretenden Signalsignalimpulses
darstellenden Eingangsimpuls zurück- wellenformen,
zuführen ist. Dieser Sachverhalt wird weiter unten F i g. 3 und 4 eine schematische Schnittdarstellung
unter Bezugnahme auf die Zeichnung noch näher von in einen integrierten Halbleiterkörper einge-
und im einzelnen erläutert. 30 bauten Oberflächen-Feldeffekt-Transistoren und ein
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt Ersatzschaltbild für einen in beiden Figuren innerdaher
der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine halb des durch gestrichelte Linien umrahmten GeTreiberschaltung
anzugeben, die ein fehlerhaftes bietes liegenden Triggerkreis,
Arbeiten eines aus Oberflächen-Feldeffekt-Transi- F i g. 5 eine Darstellung des Arbeitsbereichs eines
stören bestehenden Flip-Flops verhindert. 35 Flip-Flops in Abhängigkeit von der Spannungsver-
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer sorgung,
Treiberschaltung zur Verwendung in Kombination F i g. 6 ein Schaltbild für eine übliche Treiber-
mit einem Flip-Flop, der aufgebaut ist aus einer schaltung in Verbindung mit einem Flip-Flop,
kreuzweisen Zusammenschaltung der Eingänge und F i g. 7 eine Darstellung der eingangsseitigen und
der Ausgänge einer ersten und einer zweiten, jeweils 40 der ausgangsseitigen Signalwellenformen für die
aus einem Oberflächen-Feldeffekt-Transistor und Schaltung nach F i g. 6,
einer Lastimpedanz bestehenden Inverterstufe, aus Fig. 8 ein Schaltbild für eine Treiberschaltung
einem mit dem Ausgang der ersten Inverterstufe gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung
und dem Eingang der zweiten Inverterstufe verbun- in Verbindung mit einem Flip-Flop und
denen und aus einem ersten Oberflächen-Feldeffekt- 45 F i g. 9 eine Darstellung der eingangsseitigen und
Transistor, einem mit dem Strompfad zwischen der ausgangsseitigen Signalwellenformen für die
seiner Source-Elektrode und seiner Drain-Elektrode Schaltung nach F i g. 8.
zwischen die Drain-Elektrode des ersten Oberflächen- In F i g. 1 ist eine übliche Flip-Flop-Schaltung dar-Feldeffekt-Transistors
und den Ausgang der ersten gestellt, die aus MIS-Transistoren besteht. Inverterstufe eingefügten zweiten Oberflächen-Feld- 50 Bei einer solchen Flip-Flop-Schaltung wird die
effekt-Transistor und einem mit dem Strompfad Gate-Kapazität der MIS-Transistoren zeitweilig als
zwischen seiner Source-Elektrode und seiner Drain- Speicherelement ausgenutzt, so daß man eine Binär-Elektrode
zwischen die Gate-Elektrode des ersten zählung erzielen kann. Eine solche Flip-Flop-Schal-Oberflächen-Feldeffekt-Transistors
und den Ausgang tung ist einem üblichen, aus bipolaren Transistoren der ersten Inverterstufe eingefügten dritten Ober- 55 bestehenden binären Flip-Flop-Zähler insofern weit
flächen-Feldeffekt-Transistor bestehenden ersten überlegen, als sie mit einer wesentlich geringeren
Triggerkreis und aus einem mit dem Ausgang der Anzahl an benötigten Bauelementen auskommt. Ein
zweiten Inverterstufe und dem Eingang der ersten weiterer Vorteil einer derartigen Flip-Flop-Schaltung
Inverterstufe verbundenen und aus einem vierten liegt darin, daß ihre Herstellung in Form eines in
Oberfiächen-Feldeffekt-Transistor, einem mit dem 60 integrierter Schaltungstechnik ausgeführten HaIb-Strompfad
zwischen seiner Source-Elektrode und leiterkörper wesentlich erleichtert ist, da sie aus MIS-seiner
Drain-Elektrode zwischen der Drain-Elektrode Transistoren besteht, die sich dazu besser eignen als
des vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors und alle anderen Transistoren.
den Ausgang der zweiten Inverterstufe eingefügten In F i g. 1 bezeichnen die Bezugssymbole T1 und
fünften Oberflächen-Feldeffekt-Transistor und einem 65 T5 Inverter-MIS-Transistoren und die Bezugssymbole
mit dem Strompfad zwischen seiner Source-Elektrode T9 und T10 Last-MIS-Transistoren, deren Drain-
und seiner Drain-Elektrode zwischen die Gate-Elek- Elektroden jeweils über eine Anschlußklemme P mit
trode des vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors einer Gleichspannungsquelle (Spannung VDD) ver-
bunden sind. Die Bezugssymbole T4 und T8 gehören
zu Sperr-MIS-Transistoren, deren Gate-Elektroden jeweils mit einer Eingangsklemme E für die Zuführung
eines ersten Eingangsimpulses verbunden sind. Die Bezugssymbole T3 und T7 beziehen sich auf
Speicher-MIS-Transistoren, die jeweils auf die Erzeugung eines Speichereffektes mit Hilfe ihrer Gate-Kapazitäten
C1 bzw. C2 eingerichtet sind, und die
Bezugssymbole T2 und T6 bezeichnen Trigger-MIS-Transistoren,
deren Gate-Elektroden jeweils mit einer zweiten Eingangsklemme E' für die Zuführung eines
zweiten Eingangsimpulses verbunden sind.
Durch Anlegen von um 180° gegeneinander phasenverschobenen Eingangsimpulsen, wie sie in
den Zeilen b und α in F i g. 2 veranschaulicht sind,
an die erste bzw. an die zweite Eingangsklemme E bzw. E' in F i g. 1 kann man an Ausgangsklemmen A
bzw. A' Ausgangsimpulse erhalten, deren Folgefrequenz halb so groß ist wie die Folgefrequenz der
Eingangsimpulse, wie dies in den Zeilen d bzw. c in F i g. 2 veranschaulicht ist. Ein Flip-Flop nach Art
der Schaltung von F i g. 1 ist also zu einer binären Zählung imstande, und demzufolge kann man jeden
beliebigen Zähler, jedes beliebige Schieberegister u. dgl. durch Zusammenschalten derartiger Flip-Flops
zu einer Flip-Flop-Kette aufbauen.
Für den Versuch jedoch, einen solchen Flip-Flop in Form einer in integrierter Schaltungstechnik ausgeführten
Halbleiteranordnung aufzubauen, ist es sehr wesentlich, daß man dafür sorgt, daß der
Leistungsverzehr auf ein Minimum reduziert wird. Dies ist jedoch gleichbedeutend mit der Forderung,
daß der Flip-Flop auch dann noch zufriedenstellend arbeitet, wenn die Spannung VDD der Speisespannungsquelle
niedrig liegt.
Ist die Spannung VDD der Speisespannungsquelle
niedrig, so wird auch der die MIS-Transistoren in leitendem Zustand durchfließende Strom herabgesetzt,
und damit vermindert sich der Leistungsverzehr in dem Flip-Flop selbst. Dies ist insofern
von Vorteil, als man dadurch einen Temperaturanstieg in der in integrierter Schaltungstechnik ausgeführten
Halbleiterschaltung verhindern kann. Wird eine Kette von derartigen Flip-Flops in einem einzigen
halbleitenden Substrat integriert, so ist es erforderlich, den Leistungsverzehr auf ein Minimum
abzusenken, um eine unzulässige Wärmeerzeugung zu verhüten, da die MIS-Transistoren in einem solchen
einzigen halbleitenden Substrat mit hoher Dichte zusammengepackt sind. Zur Erfüllung dieser
Forderung sollte sich der Flip-Flop daher mit einer niedrigen Speisespannung betreiben lassen.
Auf der anderen Seite hat der oben beschriebene Flip-Flop insofern einen Nachteil, als die Eingangsimpulsspannung
VE zum Betreiben der Sperr-MIS-Transistoren
T4 und T8 hoch sein muß.
Dies bedeutet, daß nachteiligerweise die Gate-Spannung für die Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8
gegenüber einem Bezugspotential, die zum Überführen dieser Transistoren in den leitenden Zustand
erforderlich ist und im folgenden als Schwellenspannung bezeichnet werden soll, mehr als das Zweifache
(beispielsweise —13 Volt) der Schwellenspannung (von beispielsweise -6VoIt) für die Speicher-MIS-Transistoren
T3 und T7 betragen muß, da die
Source-Elektroden der Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8 mit den Gate-Elektroden der Speicher-MIS-Transistoren
T3 und T7 verbunden sind.
Der Grund dafür liegt darin, daß, da die p-leitenden
Bereiche 32 und 42 (F i g. 3), welche die Source-Elektroden S der Transistoren T3 und T4 bilden, und
die p-leitenden Bereiche 33 und 43, welche die Drain-Elektroden D dieser Transistoren bilden, integral
in einem einzigen halbleitenden Substrat 31 aus η-leitendem Silizium ausgebildet sind und das halbleitende Substrat 31 in der in F i g. 3 gezeigten Weise
über eine Anschlußklemme G2 mit einem Bezugs-
potential, wie etwa dem Erdpotential, verbunden ist,
die Schwellenspannungen der Transistoren T4 (oder T2) und T8 (oder T6), deren Source-Elektroden 8
nicht unmittelbar mit dem Bezugspotential verbunden sind, durch das halbleitende Substrat 31 in der
Weise beeinflußt werden, daß sie höher werden als die des Transistors T3 (oder T7), wie dies aus Fig. 3
und 4 zu ersehen ist. Empirisch läßt sich zeigen, daß die Schwellenspannung im wesentlichen proportional
zu der Quadratwurzel aus der umgekehrten Spannung zwischen dem halbleitenden Substrat 31 und der jeweiligen
Source-Elektrode 8 zunimmt. Demzufolge werden die Schwellenspannungen des Sperr-MIS-Transistors
T4 (oder T8) durch das Substrat 31 so
beeinflußt, daß sie etwas mehr als das Zweifache der Schwellenspannung des Speicher-MIS-Transistors T3
(oder T7) betragen, dessen Source-Elektrode unmittelbar
mit dem Bezugspotential verbunden ist, wie dies oben beschrieben ist.
Im Gegensatz dazu werden die Schwellenspannungen der Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 durch
das Substrat 31 nicht beeinflußt und nehmen einen niedrigen Wert (von beispielsweise —6 Volt) an, da
der Einschaltvorgang, bei dem der Trigger-MIS-Transistor
T2 oder T6 leitend wird, lediglich auf den
Fall begrenzt ist, in dem der Speicher-MIS-Transistor T3 oder T7 leitend wird, obwohl die Source-Elektroden
der MIS-Transistoren T2 und T6 über den
Strompfad zwischen den Source-Elektroden und den Drain-Elektroden der Speicher-MIS-Transistoren T3
und T7 mit dem Bezugspotential verbunden sind. Dementsprechend wird die zur Gewinnung des zweiten
eingangsimpulses erforderliche Spannung VE niedriger
als die zur Gewinnung des ersten Eingangsimpulses erforderliche Spannung VE (V E beträgt beispielsweise
den halben Wert der Spannung VE).
Aus den obigen Darlegungen läßt sich ersehen, daß der oben beschriebene übliche Flip-Flop insofern
von Nachteil ist, als zwar die Eingangsimpulsspannung VE niedrig sein kann, die Eingangsimpulsspan-So
nung VE dagegen hoch sein muß.
Dementsprechend hat man, um einen solchen Flip-Flop mit einer niedrigen Eingangsimpulsspannung VE
betreiben zu können, in üblicher Weise den Versuch gemacht, vor dem Flip-Flop 2 einen Inverter 1 anzubringen
und die Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8
durch das Ausgangssignal dieses Inverters betreiben zu lassen, wie dies in F i g. 6 veranschaulicht ist. Die
Anordnung nach F i g. 6 ist so aufgebaut, daß dann, wenn eine niedrige Impulsspannung VE als Eingangssignal
an den Inverter 1 angelegt wird, der mit einer Speisespannungsquelle für eine hohe Spannung VGG
verbunden ist, an einer Ausgangsklemme A1 eine hohe Spannung VE für den Betrieb der Sperr-MIS-Transistoren
T4 und T6 erhalten wird.
Bei Untersuchungen des Erfinders hat sich jedoch gezeigt, daß bei dieser üblichen Methode zum Betreiben
eines Flip-Flops die Möglichkeit besteht, daß der Inverter-Transistor T20 in dem Inverter 1 eine im
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folgenden näher erläuterte falsche Arbeitsweise des nung F00 wählbare Bereich begrenzt, wenn die
Flip-Flops 2 verursachen kann. Spannung F00 beispielsweise niedriger ist als
Durch Anlegen einer Impulsspannung VE, wie sie —25 Volt, und das Arbeiten des Flip-Flops 2 hört
in der Zeile α in F i g. 7 dargestellt ist, an die Ein- auf, wenn die Spannung F00 höher wird. Der Grund
gangsklemme E1 des Inverters 1 wird eine invertierte 5 dafür liegt darin, daß durch eine Zunahme der Span-Impulsspannung
VE erzeugt, in der für die ansteigen- nung F00 der Pegel für die Ausgangsspannung Vn
den und die abfallenden Teile des Impulses eine des Inverters 1 auf den Wert -E2 zunimmt, wie dies
Verzögerung auftritt, wie dies in der Zeile & in in der Zeile b in F i g. 7 in gestrichelten Linien ver-Fig.
7 veranschaulicht ist. Die Anstiegszeit oder der anschaulicht ist, so daß sich der Zeitabschnitt toff in
Anstiegszeitabschnitt zwischen einem Zeitpunkt tv zu io der durch das Bezugssymbol tof/ (tt proportional ts)
dem der Inverter-Transistor T20 ausgeschaltet ist, angedeuteten Weise ausdehnt und so die Möglichkeit
und einem Zeitpunkt t2, zu dem dieser Transistor einer falschen Arbeitsweise vergrößert. Dies bedeutet
eingeschaltet ist, hängt von dem Produkt aus dem umgekehrt, daß die Spannung VDp nicht niedriger
Widerstand des Inverter-Transistors T20 in einge- gemacht werden kann als bis zu einem bestimmten,
schalteten! Zustand und der Eingangskapazität des 15 durch die Beziehung zu der Spannung F00 festgeleg-Flip-Flops
2 bzw. der sich daraus ergebenden Zeit- ten Grenzwert, falls die Spannung F00 niedriger
konstante ab. Diese Anstiegszeit ist so groß, daß der liegt als beispielsweise —35 Volt.
Sperr-MIS-Transistor T4 (oder T8) dann, wenn die Der Erfindung liegen Versuche und Untersuchungen
Spannung VE stärker negativ ist als die Schwellen- zugrunde, die auf Grund des Umstandes ausgeführt
spannung Eth des Sperr-MIS-Transistors T4 (T8), da- 20 wurden, daß das für den Übergang eines Speicherzu
neigt, während einer Zeit toff (vgl. F i g. 7) gleich- MIS-Tränsistors vom leitenden in den nichtleitenden
zeitig mit dem Trigger-MIS-Transistor T2 (oder T6) Zustand nach Anlegen einer Impulsspannung an den
zu arbeiten, wodurch sich eine fehlerhafte Arbeits- Sperr-MIS-Transistor erforderliche Zeitintervall gröweise
ergibt. ßer ist als das für den Übergang eines Trigger-MIS-
Diese Arbeitsweise soll nun an Hand von F i g. 7 25 Transistors vom gesperrten in den leitenden Zustand
näher untersucht werden. Dazu sei angenommen, daß erforderliche Zeitintervall, und kennzeichnend für
in dem Zeitpunkt I1 die Trigger-MIS-Transistoren T2 die Erfindung ist, daß die Trigger-MIS-Transistoren
und T6 in den leitenden Zustand übergehen, so daß durch das Ausgangssignal eines aus MIS-Transistoren
sich die Zustände der Inverter-MIS-Transistoren T1 bestehenden Inverters betrieben werden und daß die
und T5 umkehren. Geht dabei der Inverter-MIS- 30 Eingänge der Sperr-MIS-Transistoren mit denen des
Transistor T5 aus dem nichtleitenden Zustand in den Inverters zusammengeschaltet werden,
leitenden Zustand über, so bedeutet dies, daß der In der nachstehenden Beschreibung wird die Er-
Inverter-MIS-Transistor T1 durch das Leitendwerden findung des besseren Verständnisses halber noch
der Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 im Zeit- weiter erläutert.
punkt tt aus dem leitenden Zustand in den nicht- 35 In F i g. 8 ist eine Ausführungsform der Erfindung
leitenden Zustand umgeschaltet wird. Würden nun veranschaulicht, wobei Bauelemente, die denen von
die Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8 im Zeitpunkt tt F i g. 6 entsprechen, mit den gleichen Bezugssymaugenblicklich
abgeschaltet, so schadete dies der bolen wie in dieser Figur bezeichnet sind. Erfindungsnormalen
Arbeitsweise des Flip-Flops nicht. Da die gemäß ist ein zusätzlicher Inverter 3 vorgesehen, der
Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8 jedoch infolge 40 einen Inverter-MIS-Transistor T30 und einen Lastder
Verzögerung der Signalspannung VE während MIS-Transistor T31 aufweist. Eine Ausgangsklemme
des Zeitabschnitts to!i in eingeschaltetem Zustand A2 des Inverters 3 ist mit den Gate-Elektroden der
gehalten werden, liegt die Drain-Spannung (d. h. die Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 des Flip-Flops 2
Spannung im ausgeschalteten Zustand) für den In- verbunden, und die Gate-Elektroden der Sperr-MIS-verter-MIS-Transistor
T1 während dieses Zeitab- 45 Transistoren T1 und T8 des Flip-Flops sind an die
Schnitts toff über den Sperr-MIS-Transistor T4 an der Eingangsklemme E2 des Inverters 3 angeschlossen.
Gate-Elektrode des Speicher-MIS-Transistors T3 an, Als nächstes soll die Arbeitsweise der Erfindung
so daß dieser Transistor augenblicklich eingeschaltet näher erläutert werden. Der Einfachheit der Darwird.
Auf der anderen Seite befindet sich der Trigger- stellung halber sei angenommen, daß an der Ein-MIS-Transistor
T2 in diesem Zeitpunkt in leitendem 50 gangsklemme E2 des Inverters 3 und an der Eingangs-Zustand.
Demzufolge geht der Inverter-MIS-Tran- klemme E für die Sperr-Transistoren T4 und T8 eine
sistor T1 wieder vom nichtleitenden in den leitenden vollkommen rechteckförmige Spannung VE auftritt,
Zustand über. Das bedeutet aber, daß der Inverter- wie sie in F i g. 9 in der Zeile b veranschaulicht ist.
MIS-Transistor T1 im Zeitpunkt tt vom leitenden in Diese Impulsspannung VE wird durch den Inverter 3
den nichtleitenden Zustand übergeführt wird, jedoch 55 umgekehrt und verzögert, so daß man an der Ausim
Zeitpunkt f4 wieder in den leitenden Zustand gangsklemme A2 des Inverters 3 eine Signalspannung
zurückkehrt, woraus eine fehlerhafte Arbeitsweise VE erhält, wie sie in F i g. 9 in der Zeile α verandes
Flip-Flops resultiert. schaulicht ist. Die invertierte Signalspannung VE wird
Als Ergebnis einer solchen fehlerhaften Arbeits- den Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 als Einweise
wird der Arbeitsbereich des Flip-Flops hin- 60 gangssignal zugeführt.
sichtlich der Speisespannung verringert. Fig. 5 ver- Es sei angenommen, daß der Inverter-MIS-Trananschaulicht
den Arbeitsbereich 10 des Flip-Flops 2, sistor T1 des Flip-Flops 2 zwischen den Zeitpunkten tt
wobei dieser Arbeitsbereich durch die schraffierten und t2 in F i g. 9 eingeschaltet und daher der InLinien
angedeutet ist und die Speisespannung VDD verter-MIS-Transistor T5 des Flip-Flops 2 in diesem
für den Flip-Flop 2 entlang der horizontalen Achse 65 Zeitintervall ausgeschaltet ist. Dann entsteht an der
und die Speisespannung F00 für den Inverter 1 ent- Drain-Elektrode des Inverter-MIS-Transistors T5
lang der vertikalen Achse aufgetragen sind. eine Spannung F0, und die Drain-Elektrode des In-
Wie man aus F i g. 5 ersieht, ist der für die Span- verter-MIS-Transistors T1 wird auf einem Bezugs-
potential gehalten. Zu diesem Zeitpunkt wird, da die
Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8 leiten, die Drain-Spannung
V0 des Inverter-MIS-Transistors T1 in
der Gate-Kapazität C2 des Speicher-MIS-Transistors T1 gespeichert, wodurch dieser Transistor eingeschaltet
wird. Außerdem wird die Gate-Spannung für den Speicher-MIS-Transistor T3 auf Null reduziert.
Nachdem die Sperr-MIS-Transistoren T4 und T8
im Zeitpunkt t2 abgeschaltet sind, werden die Trigger-MIS-Transistoren
T2 und T6 im Zeitpunkt tz eingeschaltet.
Auf diese Weise kann es bei einer solchen Anordnung nicht zu einem solchen Fehlverhalten
kommen, wie es bei der üblichen Anordnung zu beobachten ist (vgl. F i g. 7 Zeilen α und b).
Zwischen den Zeitpunkten t3 und i4 sind die
Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 eingeschaltet, so
daß der Inverter-MIS-Transistor T5 eingeschaltet
wird, während der Inverter-MIS-Transistor T1 durch
das Leitendwerden der Transistoren T6 und T7 leitend
wird. Auf diese Weise werden die Zustände der Inverter-MIS-Transistoren T1 und T5 durch die den
Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 zugeführte Impulsspannung
VE umgekehrt.
Die Trigger-MIS-Transistoren T2 und T6 befinden
sich zwischen den Zeitpunkten J4 und i5 immer noch
in leitendem Zustand, und im Zeitpunkt i4 wird an
den Sperr-MIS-Transistor T4 (und an den Sperr-MIS-Transistor
T8) die Impulsspannung VE angelegt
und schaltet diesen ein. Dementsprechend könnte man vermuten, daß die Möglichkeit besteht, daß der
Speicher-MIS-Transistor T3 eingeschaltet wird, während
der Speicher-MIS-Transistor T7 abgeschaltet ist.
Jedoch wird der Zeitabschnitt zwischen dem Zeitpunkt, in dem die Impulsspannung VE tatsächlich an
der Eingangsklemme E anliegt, bis zu dem Zeitpunkt, in dem der Speicher-MIS-Transistor T3 eingeschaltet
wird (die Summe der Zeitabschnitte, die zum Einschalten des Sperr-MIS-Transistors T4 und
des Speicher-MIS-Transistors T3 erforderlich, sind),
größer als der in F i g. 9 veranschaulichte Zeitintervall toff, so daß der Speicher-MIS-Transistor T3 eingeschaltet
und der Speicher-MIS-Transistor T7 abgeschaltet wird, nachdem die Trigger-MIS-Transistoren
T2 und T6 zum Zeitpunkt ts abgeschaltet sind. Dementsprechend
gibt es keine fehlerhafte Betriebsweise, bei der der Trigger-MIS-Transistor T2 und der
Speicher-MIS-Transistor T3 zwischen den Zeitpunkten
i4 und t5 gleichzeitig eingeschaltet wären.
Erfindungsgemäß ist es daher möglich, eine fehlerhafte Arbeitsweise, wie sie bei üblichen Anordnungen
auftritt, zu verhüten, da der Flip-Flop erst dann durch Überführen der Trigger-MIS-Transistoren in
den leitenden Zustand reversiert wird, nachdem die Sperr-MIS-Transistoren vollkommen abgeschaltet
sind, und anschließend werden die Trigger-MIS-Transistoren
wieder abgeschaltet, und danach werden die Sperr-MIS-Transistoren abgeschaltet, wie dies
oben beschrieben ist.
Der in F i g. 5 mit gestrichelten Linien umrahmte Arbeitsbereich 11 entspricht dem Fall eines Einsatzes
der Erfindung zum Betreiben des Flip-Flops 2. Aus dieser Figur kann man daher erkennen, daß durch
die Erfindung der Arbeitsbereich des Flip-Flops 2 hinsichtlich der Speisespannung größer gemacht
werden kann als bei der bekannten Anordnung, und daß ein Betrieb sogar bei niedriger Spannung möglich
ist. In diesem Falle entspricht die untere Grenze für die Spannung F00 dem Minimalwert, bei dem
die Trigger-MIS-Transistoren des nachgeschalteten Flip-Flops in der Anordnung von Fig. 8 betrieben
werden können, und die Untergrenze für die Spannung VGG entspricht dem Minimalwert, bei dem die
Sperr-MIS-Transistoren des nachgeschalteten Flip-Flops in der Anordnung in Fig. 8 betrieben werden
können.
Die Erfindung läßt sich daher mit Vorteil in den Fällen einsetzen, in denen eine Flip-Flop-Kette aus
einer Vielzahl von Flip-Flops 2 aufgebaut werden soll. Bei einer solchen Flip-Flop-Kette ist es erforderlich,
daß die an der Ausgangsklemme A" eines Flip-Flops 2 verfügbare Ausgangsimpulsspannung VE
zwischen aufeinanderfolgenden Flip-Flop-Stufen in eine hohe Impulsspannung VE umgewandelt wird,
da der anschließende Flip-Flop durch diese Ausgangsimpulsspannung betrieben werden muß. Zur
Erfüllung dieser Forderung ist jeweils zwischen einer ersten Flip-Flop-Stufe und einer dieser folgenden
zweiten Flip-Flop-Stufe ein Inverter 1 und der erfindungsgemäße Inverter 3 vorzusehen. Die so entstehende
Flip-Flop-Kette läßt sich mit einem geringeren Wert für die Speisespannung VDD für den Flip-Flop
befriedigend betreiben, als dies bei einer üblichen Anordnung der Fall ist, wie man aus Fig. 5
ersehen kann. Daraus ergibt sich ohne weiteres, daß durch die Erfindung der Leistungsverzehr in der
Flip-Flop-Kette herabgesetzt werden kann und daß sich die Flip-Flops ohne weiteres in integrierter
Schaltungstechnik aufbauen lassen.
Selbstverständlich läßt sich die Erfindung auch auf Flip-Flops 2 anwenden, die einen einzigen Trigger-MIS-Transistor
T2' verwenden, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist.
Claims (4)
1. Treiberschaltung zur Verwendung in Kombination mit einem Flip-Flop, der aufgebaut ist
aus einer kreuzweisen Zusammenschaltung der Eingänge und der Ausgänge einer ersten und
einer zweiten, jeweils aus einem Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
und einer Lastimpedanz bestehenden Inverterstufe, aus einem mit dem Ausgang der ersten Inverterstufe und dem Eingang
der zweiten Inverterstufe verbundenen und aus einem ersten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor,
einem mit dem Strompfad zwischen seiner Source-Elektrode und seiner Drain-Elektrode
zwischen die Drain-Elektrode des ersten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors
und den Ausgang der ersten Inverterstufe eingefügten zweiten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
und einem mit dem Strompfad zwischen seiner Source-Elektrode und seiner Drain-Elektrode zwischen die Gate-Elektrode
des ersten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors und den Ausgang der ersten Inverterstufe
eingefügten dritten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor bestehenden ersten Triggerkreis und aus
einem mit dem Ausgang der zweiten Inverterstufe und dem Eingang der ersten Inverterstufe
verbundenen und aus einem vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor, einem mit dem Strompfad
zwischen seiner Source-Elektrode und seiner Drain-Elektrode zwischen der Drain-Elektrode
des vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors und den Ausgang der zweiten Inverterstufe eingefügten
fünften Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
009 513/158
und einem mit dem Strompfad zwischen seiner Source-Elektrode und seiner Drain-Elektrode
zwischen die Gate-Elektrode des vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors und den Ausgang
der zweiten Inverterstufe eingefügten sechsten Oberflächen-Feldeffekt-Transistor bestehenden
zweiten Triggerkreis, dadurch gekennzeichnet,
daß der Eingang (E2) des eine dritte Inverterstufe darstellenden Inverters (3) aus dem
Oberflächen-Feldeffekt-Transistor (T30) und der
Lastimpedanz (T31) dafür mit den Gate-Elektroden
des dritten und des sechsten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors (T1 bzw. T8) und sein Ausgang
(A2) mit den Gate-Elektroden des zweiten und des fünften Oberflächen-Feldeffekt-Transistors
(T2 bzw. T6) zusammengeschaltet sind und
der Eingang (E2) des Inverters (3) mit einer Signalimpulsquelle verbunden ist (Fig. 8).
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1 zur Verwendung in Verbindung mit einem Flip-Flop, der
aufgebaut ist aus einer kreuzweisen Zusammenschaltung der Eingänge und der Ausgänge einer
ersten und einer zweiten, jeweils aus einem Oberflächen-Feldeffekt-Transistor und einer Lastimpedanz
dafür bestehenden Inverterstufe aus jeweils mit ihren Drain-Elektroden mit dem Ausgang
der ersten Inverterstufe und dem Eingang der zweiten Inverterstufe verbundenen ersten und
zweiten Oberflächen-Feldeffekt-Transistoren, von denen der zweite Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
an seiner Gate-Elektrode mit der Source-Elektrode des ersten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors
verbunden ist, aus jeweils mit ihren Drain-Elektroden mit dem Ausgang der zweiten
Inverterstufe und dem Eingang der ersten Inverterstufe verbundenen dritten und vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistoren,
von denen der vierte Oberflächen-Feldeffekt-Transistor an
seiner Gate-Elektrode mit der Source-Elektrode des dritten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors
verbunden ist, und aus einem mit seiner Drain-Elektrode an die Source-Elektrode des zweiten
und des vierten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors angeschlossenen fünften Oberflächen-Feldeffekt-Transistor,
dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang^) des eine dritte Inverterstufe darstellenden
Inverters (3) aus dem Oberflächen-Feldeffekt-Transistor (T30) und der Lastimpedanz (T31) dafür
mit den Gate-Elektroden des ersten und des dritten Oberflächen-Feldeffekt-Transistors (T4
bzw. T8) und dessen Ausgang (A2) mit der Gate-Elektrode
des fünften Oberflächen-Feldeffekt-Transistors (T2') zusammengeschaltet sind und
der Eingang (E) des Inverters (3) mit einer Signalimpulsquelle verbunden ist (Fig. 10). ,■
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Eingang
(E2) des Inverters (3) und die Signalimpulsquelle
eine vierte Inverterstufe (1) eingeschaltet ist, die aus einem Oberflächen-Feldeffekt-Transistor
(T20) und einer Lastimpedanz (T21) besteht
und an eine erste Spannungsquelle (F00) angeschlossen
ist, und daß die erste, die zweite und die dritte Inverterstufe (T1, T5, 3, T30) gemeinsam
mit einer zweiten Spannungsquelle (VDD) verbunden
sind (Fig. 8).
4. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Lastimpedanzen
aus Oberflächen-Feldeffekt-Transistoren bestehen und daß auch die die ersten, zweiten und dritten
Inverterstufen bildenden Transistoren Oberflächen-Feldeffekt-Transistoren sind.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
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- 1968-11-05 NL NL6815729A patent/NL6815729A/xx unknown
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SH | Request for examination between 03.10.1968 and 22.04.1971 | ||
E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
EHJ | Ceased/non-payment of the annual fee |