DE102017110204A1

DE102017110204A1 - Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische maschine

Info

Publication number: DE102017110204A1
Application number: DE102017110204.3A
Authority: DE
Inventors: Koji IRIE
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2016-05-13
Filing date: 2017-05-11
Publication date: 2017-11-16
Also published as: JP2017204993A; US20170331403A1; US9899944B2; JP6747050B2

Abstract

In einem Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine wird eine Phasenrückkopplungsverstärkung derart eingestellt, das erste und zweite Bedingungen erfüllt sind. Die erste Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind. Die zweite Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige erste Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen ist. Eine Amplitudenrückkopplungsverstärkung wird derart eingestellt, dass dritte und vierte Bedingungen erfüllt werden. Die dritte Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind. Die vierte Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der dritten und vierten Übertragungsfunktionen ist.

Description

HINTERGRUND
Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine, die elektrisch mit einem Wechselrichter verbunden ist.
Stand der Technik
Als diese Bauart von Steuerungsgerät ist ein Steuerungsgerät bekannt, das eine Phasensteuerung zum Betreiben eines Wechselrichters auf der Grundlage einer Spannungsphase durchführt. Die Spannungsphase ist die Phase eines Spannungsvektors einer Spannung, die an eine rotierende elektrische Maschine angelegt wird. Somit wird eine Regelung durchgeführt, um das Drehmoment der rotierenden elektrischen Maschine auf ein Befehlsdrehmoment zu steuern. Dabei ist ein in der JP-A-2012-39730 offenbartes Verfahren als ein Verfahren zur Einstellung einer Rückkopplungsverstärkung bekannt, die in der Regelung verwendet wird. Dieses Verfahren verwendet ein Modell einer rotierenden elektrischen Maschine mit Einzeleingang und Einzelausgang, von der der Eingang die Spannungsphase und der Ausgang das Drehmoment ist. Insbesondere wird in diesem Verfahren Verstärkung durch eine Annäherung einer Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine angibt, an eine Konstante auf der Grundlage einer Beziehung zwischen dem Drehmoment und der Spannungsphase, während die rotierende elektrische Maschine sich in einem stationären Zustand befindet, während eines Rechteckwellenantriebs der rotierenden elektrischen Maschine eingestellt.
Einige Steuerungsgeräte für rotierende elektrische Maschinen führen eine Phasenamplitudensteuerung durch. In der Phasenamplitudensteuerung wird der Wechselrichter auf der Grundlage einer Phasenamplitude zusätzlich zu der Spannungsphase betrieben. Die Phasenamplitude ist der Betrag des Spannungsvektors. In Fällen, in denen die Phasenamplitudensteuerung durchgeführt wird, kann eine Interferenz zwischen einer Befehlsstromsteuerung auf der Grundlage der Spannungsamplitude und der Drehmomentsteuerung auf der Grundlage der Spannungsphase auftreten. Die Drehmomentsteuerbarkeit in der rotierenden elektrischen Maschine kann sich verschlechtern. Das in der JP-A-2012-39730 beschriebene Verfahren zur Einstellung der Rückkopplungsverstärkung, das auf der Voraussetzung eines Einzeleingangs und eines Einzelausgangs basiert, kann nicht auf eine Konfiguration angewendet werden, bei der eine gegenseitige Interferenz auftritt.
ZUSAMMENFASSUNG
Es ist somit wünschenswert, ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine bereitzustellen, das in der Lage ist, eine Verringerung der Drehmomentsteuerbarkeit während einer Phasenamplitudensteuerung zu verhindern.
Ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung stellt ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine bereit, die mit einem Wechselrichter elektrisch verbunden ist. Das Steuerungsgerät weist eine Phasenberechnungseinheit, eine Amplitudenberechnungseinheit und eine Steuerungseinheit auf. Die Phasenberechnungseinheit berechnet eine Spannungsphase, die eine Phase eines Spanungsvektors einer an die rotierende elektrische Maschine angelegten Spannung ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine auf ein Solldrehmoment. Die Amplitudenberechnungseinheit berechnet die eine Spannungsamplitude (Vr), die ein Betrag des Spannungsvektors ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Stroms auf einen Befehlsstrom (Iλ*) entsprechend dem Befehlsdrehmoment. Die Steuerungseinheit steuert das Drehmoment auf das Befehlsdrehmoment durch Betreiben des Wechselrichters auf der Grundlage der Spannungsphase und der Spannungsamplitude. In der rotierenden elektrischen Maschine wird der Spannungsvektor derart gesteuert, dass ein maximales Drehmoment bei einer optimalen Strombedingung, wie eine minimale Stromgröße, innerhalb eines Bereichs erzielt wird, der ein Verwirklichen des Befehlsdrehmoments ermöglicht.
Das Steuerungsgerät weist eine Phasenverstärkungseinstelleinheit und eine Amplitudenverstärkungseinstelleinheit auf.
Die Phasenverstärkungseinstelleinheit stellt eine für die Regelung der Phasenberechnungseinheit verwendete Phasenrückkopplungsverstärkung derart ein, dass eine erste Bedingung und eine zweite Bedingung erfüllt werden. Die erste Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind. Die zweite Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer ersten Übertragungsfunktion und einer zweiten Übertragungsfunktion ist.
Die erste Schleifen-Übertragungsfunktion ist eine Schleifen-Übertragungsfunktion, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Drehmoment erhalten wird. Die Schleifen-Übertragungsfunktion weist eine Übertragungsfunktion zur Regelung der Phasenberechnungseinheit und eine phasenseitige Übertragungsfunktion auf. Die phasenseitige Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase und ein Ausgang das Drehmoment ist. Die Übertragungsfunktion weist die erste Übertragungsfunktion und die zweite Übertragungsfunktion auf. Die erste Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment ist. Die zweite Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang das Drehmoment ist.
Die Amplitudenverstärkungseinstelleinheit stellt die eine zur Reglung der Amplitudenberechnungseinheit verwendete Amplitudenrückkopplungsverstärkung derart ein, dass eine dritte Bedingung und eine vierte Bedingung erfüllt werden. Die dritte Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet werden. Die vierte Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer dritten Übertragungsfunktion und einer vierten Übertragungsfunktion ist.
Die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion ist eine Schleifen-Übertragungsfunktion, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Befehlsstrom erhalten wird. Die die Schleifen-Übertragungsfunktion weist eine Übertragungsfunktion zur Reglung der Amplitudenberechnungseinheit und eine amplitudenseitige Übertragungsfunktion auf. Die amplitudenseitige Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Phasenamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist. Die Übertragungsfunktion weist die dritte Übertragungsfunktion und die vierte Übertragungsfunktion auf. Die dritte Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist. Die vierte Übertragungsfunktion ist eine Übertragungsfunktion, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist.
Gemäß der vorstehend beschriebenen Offenbarung ist die folgende Übertragungsfunktion als die phasenseitige Übertragungsfunktion definiert. Die Übertragungsfunktion drückt Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine aus, deren Eingang die Spannungsphase ist und der Ausgang das Drehmoment der rotierenden elektrischen Maschine ist, und weist die erste Übertragungsfunktion und die zweite Übertragungsfunktion auf.
In einem Niedrigfrequenzbereich, in dem die Frequenzen der Spannungsphase und des Befehlsstroms während einer Phasenamplitudensteuerung der rotierenden elektrischen Maschine niedriger als die Resonanzwinkelfrequenzen der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen sind, ändern sich die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken und die Phasenfrequenzcharakteristiken der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen nicht signifikant in Bezug auf die Frequenzänderungen der Spannungsphase oder des Befehlsstroms, die als Eingang dienen. Daher ändern sich die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken und die Phasenfrequenzcharakteristiken der phasenseitigen Übertragungsfunktion einschließlich der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen nicht signifikant auf der Grundlage des Betrags der Frequenzen der Spannungsphase und des Befehlsstroms in dem Niedrigfrequenzbereich.
Demgegenüber ist gemäß der vorstehend beschriebenen Offenbarung die nachfolgende Übertragungsfunktion als amplitudenseitige Übertragungsfunktion definiert. Die Übertragungsfunktion drückt die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine aus, von der der Eingang die Spannungsamplitude ist und der Ausgang der Befehlsstrom ist, und weist die dritten und vierten Übertragungsfunktionen auf.
In einem Niedrigfrequenzbereich, in dem die Frequenzen der Spannungsphase und des Befehlsstroms während einer Phasenamplitudensteuerung der rotierenden elektrischen Maschine niedriger als die Resonanzwinkelfrequenzen der dritten und vierten Übertragungsfunktionen sind, ändern sich die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken und die Phasenfrequenzcharakteristiken der dritten und vierten Übertragungsfunktionen nicht signifikant in Bezug auf die Frequenzänderungen der Spannungsphase oder des Befehlsstroms, die als Eingang dienen. Daher ändern sich die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken und die Phasenfrequenzcharakteristiken der amplitudenseitigen Übertragungsfunktion einschließlich der dritten und vierten Übertragungsfunktionen nicht signifikant auf der Grundlage des Betrags der Frequenzen der Spannungsphase und des Befehlsstroms in dem Niedrigfrequenzbereich.
Die Wirkungen der gegenseitigen Interferenz zwischen der Befehlsstromsteuerung auf der Grundlage der Spannungsamplitude und der Drehmomentsteuerung auf der Grundlage der Spannungsphase können durch Verwendung der vorstehend beschriebenen Frequenzcharakteristiken der phasenseitigen Übertragungsfunktion und der amplitudenseitigen Übertragungsfunktion unterdrück werden. Als Ergebnis der Unterdrückung der Wirkungen der gegenseitigen Interferenz können die erste Schleifen-Übertragungsfunktion, die die phasenseitige Übertragungsfunktion aufweist, und die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion, die die amplitudenseitige Übertragungsfunktion aufweist, unabhängig voneinander entworfen werden. Die Rückkopplungsverstärkungen, die eine Verhinderung einer Verschlechterung der Drehmomentsteuerbarkeit ermöglichen, können separat entworfen werden.
Gemäß der vorstehend beschriebenen Offenbarung wird die Phasenrückkopplungsverstärkung, die zur Regelung der Phasenberechnungseinheit verwendet wird, durch die Phasenverstärkungseinstelleinheit derart eingestellt, dass eine erste Bedingung und eine zweite Bedingung erfüllt werden. Die erste Bedingung ist, dass der Verstärkungsspielraum und der Phasenspielraum in den Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet werden. Die zweite Bedingung ist, dass die Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als die jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen ist. Zusätzlich wird die Amplitudenrückkopplungsverstärkung, die zur Regelung der Amplitudenberechnungseinheit verwendet wird, durch die Amplitudenverstärkungseinstelleinheit derart eingestellt, dass eine dritte Bedingung und eine vierte Bedingung erfüllt werden. Die dritte Bedingung ist, dass der Verstärkungsspielraum und der Phasenspielraum in den Frequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet werden. Die vierte Bedingung ist, dass die Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als die jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der dritten und vierten Übertragungsfunktionen ist. Als Ergebnis der Durchführung der Drehmomentsteuerung auf der auf diese Weise eingestellten Rückkopplungsverstärkungen kann eine Verringerung der Drehmomentsteuerbarkeit während der Phasenamplitudensteuerung verhindert werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:
1 eine Darstellung einer Gesamtkonfiguration eines Motorsteuerungssystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel,
2 ein Funktionsblockschaltbild einer Motorsteuerungsverarbeitung,
3 eine Darstellung von Änderungen in einem Stromvektor, die Änderungen in einen Spannungsvektor begleiten,
4 eine Darstellung eines Verfahrens zur Berechnung eines Winkels, der durch eine d-Achse und eine λ-Achse geformt wird,
5 zeigt eine Darstellung zur Erläuterung der λ-Achse,
6 zeigt eine Darstellung eines Verfahrens zur Berechnung eines λ-Achsen-Stroms,
7 zeigt eine Darstellung einer Bahnkurve (Locus) des Stromvektors, einer Konstantspannungsellipse, und einer Konstantdrehmomentkurve während einer Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung,
8 ein Blockschaltbild eines Drehmomentregelungssystems,
9A bis 9D Darstellungen von Frequenzcharakteristiken von Übertragungsfunktionen eines Motorgenerators,
10A und 10B Darstellungen von Frequenzcharakteristiken von Übertragungsfunktionen eines Motorgenerators, in der eine Nicht-Interferenz erreicht wird,
11 ein Blockschaltbild eines Drehmomentregelungssystems, bei dem eine Nicht-Interferenz erreicht ist,
12 ein Flussdiagramm der Schritte in einer Verstärkungseinstellungsverarbeitung,
13 eine Darstellung der Verhalten der Strom- und Spannungsvektoren während einer Phasenamplitudensteuerung und einer Phasensteuerung,
14 ein Funktionsblockschaltbild einer Motorsteuerungsverarbeitung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel,
15A und 15B Darstellungen von Kennfeldinformationen für Verstärkung, die in einer Speichereinheit gespeichert sind,
16 ein Flussdiagramm der Schritte in einer Verstärkungseinstellungsverarbeitung,
17A und 17B Darstellungen von Kennfeldinformationen für Verstärkung, die in einer Speichereinheit gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel gespeichert sind, und
18 ein Blockschaltbild eines Drehmomentregelungssystems, bei dem eine Nicht-Interferenz erreicht wird, gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
(Erstes Ausführungsbeispiel)
Ein erstes Ausführungsbeispiel, das ein Steuerungsgerät gemäß der vorliegenden Offenbarung erzielt, ist nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Das Steuerungsgerät gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird bei einem Drei-Phasen-Wechselrichter angewendet, der mit einer rotierenden elektrischen Drei-Phasen-Maschine verbunden ist. Das Steuerungsgerät und die rotierende elektrische Maschine sind an einem Fahrzeug wie einem Elektroauto oder einem Hybridauto montiert.
Wie es in 1 gezeigt ist, weist ein Motorsteuerungssystem einen Motorgenerator 10, einen Drei-Phasen-Wechselrichter 20 und ein Steuerungsgerät 30 auf. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Motorgenerator 10 eine bordeigene Hauptmaschine. Ein (nicht gezeigter) Rotor des Motorgenerators 10 ist in der Lage, eine Leistungsübertragung mit einem Antriebsrad durchzuführen. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Synchronmotor als Motorgenerator 10 verwendet. Genauer wird ein Innenpermanentmagnet-Synchronmotor (IPMSM) verwendet.
Der Motorgenerator 10 ist mit einer Batterie 21 über den Wechselrichter 20 verbunden. Die Batterie 21 dient als eine Gleichstromleistungsversorgung. Eine Ausgangsspannung der Batterie 21 beträgt beispielsweise 100 V oder mehr. Ein Glättungskondensator 22 ist zwischen der Batterie 21 und dem Wechselrichter 20 vorgesehen. Der Glättungskondensator 22 glättet eine Eingangsspannung des Wechselrichters 20. Dabei entspricht, wenn Steuerungssystem mit einem Aufwärtswandler versehen ist, der die Ausgangsspannung der Batterie 21 verstärkt und die verstärkte Spannung an den Wechselrichter 20 anlegt, der Aufwärtswandler der Gleichstromleistungsversorgung.
Der Wechselrichter 20 weist einen Reihenschaltungskörper für jede Phase auf. Der Reihenschaltungskörper ist aus Oberzweigschaltern Sup, Svp und Swp sowie Unterzweigschaltern Sun, Svn und Swn zusammengesetzt. Jeder Reihenschaltungskörper ist parallel zu der Batterie 21 geschaltet. Ein Verbindungspunkt zwischen den U-Phasen-Ober- und Unter-Zweigschaltern Sup und Sun ist mit einer U-Phase des Motorgenerators 10 verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen V-Phasen-Ober- und Unterzweig-Schaltern Svp und Svn ist mit einer V-Phase des Motorgenerators 10 verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen den W-Phasen-Ober- und Unterzweig-Schaltern Swp und Swn ist mit einer W-Phase des Motorgenerators 10 verbunden. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden Halbleiterschaltelemente der Spannungssteuerungsbauart für die Schalter Sup, Sun, Svp, Svn, Swp und Swn verwendet. Genauer werden Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) verwendet. Freilaufdioden Dup, Dun, Dvp, Dvn Dwp und Dwn sind jeweils umgekehrt parallel zu den Schaltern Sup, Sun, Svp, Svn, Swp und Swn geschaltet.
Das Motorsteuerungssystem weist weiterhin eine Phasenstromerfassungseinheit auf. Die Phasenstromerfassungseinheit erfasst Ströme von zumindest zwei Phasen unter den Phasenströmen, die zu dem Motorgenerator 10 fließen. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist die Phasenstromerfassungseinheit eine V-Phasen-Stromerfassungseinheit 23V und eine W-Phasen-Stromerfassungseinheit 23W auf. Die V-Phasen-Stromerfassungseinheit 23V erfasst den zu der V-Phase des Motorgenerators 10 fließenden Strom. Die W-Phasen-Stromerfassungseinheit 23W erfasst den zu der W-Phase des Motorgenerators 10 fließenden Strom. Zusätzlich weist das Motorsteuerungssystem eine Spannungserfassungseinheit 24 und eine Winkelerfassungseinheit 25 auf. Die Spannungserfassungseinheit 24 erfasst die Ausgangsspannung der Batterie 21 als eine Leistungsversorgungsspannung VINV des Wechselrichters 20. Die Winkelerfassungseinheit 25 erfasst einen elektrischen Winkel θe des Motorgenerators 10. Beispielsweise kann ein Resolver als die Winkelerfassungseinheit 25 verwendet werden.
Die Erfassungswerte der verschiedenen Erfassungseinheiten werden dem Steuerungsgerät 30 über einen (nicht gezeigten) Analog-Digital-(AD-)Wandler und dergleichen zugeführt. Das Steuerungsgerät 30 betreibt den Wechselrichter 20 derart, dass eine Regelung zu Steuerung des Drehmoments des Motorgenerators 10 auf ein Befehlsdrehmoment Trq* durchgeführt wird. Das Steuerungsgerät 30 erzeugt Betriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn auf der Grundlage der Erfassungswerte aus den verschiedenen Erfassungseinheiten, die vorstehend beschrieben worden sind, um die Schalter Sup, Sun, Svp, Svn, Swp und Swn, die den Wechselrichter 20 konfigurieren, ein- und auszuschalten. Das Steuerungsgerät 30 gibt dann die erzeugten Befehlssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn zu Antriebsschaltungen Dr aus, die den Schaltern des Sup, Sun, Svp, Svn, Swp und Swn entsprechen. Dabei sind die Betriebssignale gUp, gVp, und gWp für die Oberzweigseite und die entsprechende Betriebssignale gUn, gVn und gWn für die Unterzweigseite zueinander komplementäre Signale. Das heißt, dass der Oberzweigschalter und der entsprechenden Unterzweigschalter abwechselnd in den EIN-Zustand versetzt werden. Das Befehlsdrehmoment Trq* wird dann beispielsweise aus einem Steuerungsgerät ausgegeben, das außerhalb der Steuerungsgerät 30 vorgesehen ist und sich auf einer höheren Stufe als der Steuerungsgerät 30 befindet.
Nachstehend ist die Drehmomentsteuerung des Motorgenerators 10, die durch das Steuerungsgerät 30 durchgeführt wird, unter Bezugnahme 2 beschrieben.
Eine Zwei-Phasen-Wandlungseinheit 30a wandelt einen U-Phasen-Strom IU, einen V-Phasen-Strom IV und einen W-Phasen-Strom IW in einem festen Drei-Phasen-Koordinatensystem des Motorgenerators 10 in d- und q-Achsen-Ströme Idc und Iqc in einem dq-Achsen-Koordinatensystem um. Das dq-Achsen-Koordinatensystem ist ein rotierendes Zwei-Phasen-Koordinatensystem. Die Zwei-Phasen-Wandlungseinheit 30a führt die Umwandlung auf der Grundlage des durch die V-Phasen-Stromerfassungseinheit 23V erfassten V-Phasen-Stroms IV, des durch die W-Phasen-Stromerfassungseinheit 23W erfassten W-Phasen-Stroms IW und des elektrischen Winkels θe durch.
Eine Filtereinheit 30b führt eine Filterverarbeitung an den d- und q-Achsen-Strömen Idc und Iqc, die aus der Zwei-Phasen-Umwandlungseinheit 30a ausgegeben werden, durch, um Frequenzkomponenten in einem Dämpfungsbereich zu entfernen. Die Filtereinheit 30b gibt dann d- und q-Achsen-Ströme Idr und Iqr aus.
Eine Drehmomentschätzeinheit 30c berechnet ein geschätztes Drehmoment Te des Motorgenerators 10 auf der Grundlage der aus der Filtereinheit 30b ausgegebenen d- und q-Achsen-Ströme Idr und Iqr. Dabei kann das geschätzte Drehmoment Te und unter Verwendung einer Modellgleichung oder eines Kennfeldes berechnet werden, die bzw. das die d- und q-Achsen-Ströme Idr und Iqr mit dem geschätzten Drehmoment Te verknüpft.
Eine Drehmomentabweichungsberechnungseinheit 30d berechnet eine Drehmomentabweichung ΔT durch Subtrahieren des geschätzten Drehmoments Te von dem Befehlsdrehmoment Trq*.
Eine Phasenberechnungseinheit 30e berechnet eine Spannungsphase δ auf der Grundlage der durch die Drehmomentabweichungsberechnungseinheit 30d berechneten Drehmomentabweichung ΔT. Die Spannungsphase δ dient als eine Stellgröße, die für die Regelung zur Steuerung des geschätzten Drehmoments Te auf das Befehlsdrehmoment Trq* verwendet wird. Die Spannungsphase δ ist die Phase eines Spannungsvektors Vnvt des Wechselrichters 20. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Spannungsphase δ durch eine Proportional-Integral-Steuerung berechnet, bei der die Drehmomentabweichung ΔT der Eingang ist, wie es in der nachstehend beschriebenen Gleichung (eq1) gezeigt ist. δ = Kpδ·ΔT + Kiδ∫ΔT·dt (eq1)
In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq1) bezeichnet Kpδ eine erste Proportionalverstärkung und bezeichnet Kiδ eine erste Integralverstärkung. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entsprechen die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ einer Phasenrückkopplungsverstärkung.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist mit einer positiven Richtung der d-Achse als Referenz eine Richtung gegen den Uhrzeigersinn von der Referenz als eine positive Richtung der Spannungsphase δ definiert.
Eine Befehlsstromberechnungseinheit 30f berechnet d- und q-Achsen-Befehlsströme Id* und Iq* auf der Grundlage des Befehlsdrehmoments Trq*. Die d- und q-Achsen-Befehlsströme Id* und Iq* werden zum Verwirklichen des Befehlsdrehmoments Trq* verwendet. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden Ströme zum Verwirklichen einer Minimalstrom-Maximaldrehmoment-Steuerung (Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung) als die d- und q-Achsen-Befehlsströme Id* und Iq* berechnet.
Eine λ-Achsen-Einstelleinheit 30g berechnet einen Winkel θλ auf der Grundlage von d- und q-Achsen-Induktivitäten Ld und Lq des Motorgenerators 10 und der durch die Phasenberechnungseinheit 30e berechneten Spannungsphase δ. Der Winkel θλ ist ein Winkel, der durch die d-Achse und eine λ-Achse in dem dq-Achsen-Koordinatensystem gebildet wird. Die λ-Achse ist nachstehend beschrieben.
Eine Spannungsgleichung des Permanentmagnet-Synchronmotors ist durch die nachstehende Gleichung (eq2) ausgedrückt.
In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq2) bezeichnet p einen Differenzialoperator, bezeichnet R einen Ankerwicklungswiderstandswert, bezeichnet Ωe eine elektrische Winkelfrequenz des Motorgenerators und bezeichnet ψ einen quadratischen Mittelwert einer Ankerflussverkettung des Permanentmagneten, der den Rotor konfiguriert. In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq2) gilt p = 0, wenn ein stationärer Zustand, in dem eine Drehfrequenz des Motorgenerators 10 fest ist, angenommen wird, und eine Bedingung, dass ein Übergangsphänomen vernachlässigt wird, angenommen wird. Zusätzlich wird eine Bedingung, dass die Drehfrequenz des Motorgenerators 10 ausreichend hoch ist und Beziehungen, die durch R << ωe × Ld und R << ωe × Lq ausgedrückt sind, hergestellt sind, bei der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq2) angewendet.
Daraus wird die vorstehend beschriebene Gleichung (eq2) durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq3) ausgedrückt.
Eine Beziehung zwischen d- und q-Achsen-Spannungen Vd und Vq und der Spannungsphase δ und einer Spannungsamplitude Vr ist durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq4) ausgedrückt.
Dabei bezieht sie sich Spannungsamplitude Vr auf den Betrag des Spannungsvektors Vnvt. Insbesondere ist die Spannungsamplitude Vr als eine Quadratwurzel einer Summe eines Quadrats der d-Achsen-Spannung Vd und eines Quadrats der q-Achsen-Spannung Vq definiert. Die q-Achsen-Spannung Vq ist eine q-Achsen-Komponente des Spannungsvektors Vnvt.
Dabei ist eine Spannungsgleichung, wenn die Spannungsphase δ sich lediglich durch eine geringe Größe Δδ ändert, durch die nachstehende Gleichung (eq5) unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Gleichungen (eq3) und (eq4) ausgedrückt. Nachstehend ist die vorstehend beschriebene geringe Größe Δδ als eine geringe Phasenänderungsgröße bezeichnet.
wobei Vdδ = Vrcos(δ + Δδ) = Vr(cosδcosΔδ – sinδsinΔδ) ≈ Vd – Δδ·Vrsinδ Vqδ = Vrsin(δ + Δδ) = Vr(sinδcosΔδ + cosδsinΔδ) ≈ Vq + Δδ·Vrcosδ
Wenn die vorstehend beschriebene Gleichung (eq3) von der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq5) subtrahiert wird, wird eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq6) hergeleitet.
In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq6) gibt Idδ – Id auf der rechten Seite eine d-Achsen-Stromänderungsgröße ΔIdδ an. Iqδ – Iq gibt eine q-Achsen-Stromänderungsgröße ΔIgδ an. Wenn die vorstehend beschriebene Gleichung (eq6) nach den Stromänderungsgrößen ΔIdδ und ΔIgδ aufgelöst wird, wird eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq7) hergeleitet.
3 zeigt den Spannungsvektor Vnvt und einen Stromvektor Invt in dem dq-Achsen-Koordinatensystem. In 3 ist eine Änderung in dem Stromvektor Invt, wenn die Spannungsphase δ sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert, durch ΔIδ angegeben. Zusätzlich ist eine Änderung in dem Stromvektor Invt, wenn die Spannungsamplitude Vr sich um eine geringe Größe ΔVr ändert, durch ΔIvn angegeben. Nachstehend ist die vorstehend beschriebene geringe Größe ΔVr als geringe Amplitudenänderungsgröße bezeichnet.
4 zeigt eine vergrößerte Ansicht der Änderungen in dem Stromvektor Invt. Eine Änderungsrichtung α des Stromvektors Invt in Bezug auf die d-Achse, wenn die Spannungsphase δ durch die vorstehend beschriebene Gleichung (eq7) geringfügig geändert wird, ist durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq8) ausgedrückt. α = Tan^–1( ΔIqδ / ΔIdδ) = Tan^–1( Ld / Lqtanδ) (eq8)
Beispielsweise kann die Änderungsrichtung α zwischen –π und +π durch eine Arcustangens-Operation berechnet werden, wie in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq8). Dabei ist in 5 eine Koordinatenachse, die sich in eine Richtung senkrecht zu der Änderungsrichtung α des Stromvektors Invt erstreckt, als die λ-Achse angegeben, die eine nichtinterferierende Achse ist. Das heißt, dass die λAchse eine Koordinatenachse in einer Richtung ist, in der die Änderung in dem Stromvektor Invt, wenn die Spannungsphase δ sich geringfügig ändert, null ist. Von der Änderung ΔIvn in dem Stromvektor Invt, wenn die Spannungsamplitude Vr sich lediglich um die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ändert, ist die λ-Achsen-Komponente, in der die Änderung ΔIvn auf die λ-Achse abgebildet wird, ein Nicht-Interferenz-Strom, der durch die Änderung in der Spannungsphase δ nicht beeinträchtigt wird. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird dieser Strom als ein λ-Achsen-Strom Iλ bei der Berechnung für die Spannungsamplitude Vr verwendet. Dabei wird der durch die d-Achse und die λ-Achse geformte Winkel θλ, der ein Parameter ist, der zur Einstellung der λ-Achse erforderlich ist, durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq9) ausgedrückt. θλ = α – π / 2 = Tan^–1( Ld / Lqtanδ) – π / 2 (eq9)
Unter Rückkehr zu der Beschreibung von der vorstehend beschriebenen 2 berechnet die λ-Achsen-Einstelleinheit 30g den durch die d-Achse und die λ-Achse gebildeten Winkel θλ auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq9).
Eine λ-Achsen-Befehlsstromberechnungseinheit 30h berechnet einen λ-Achsen-Befehlsstrom Iλ* auf der Grundlage der Befehlsströme Id* und Iq*, die aus der Befehlsstromberechnungseinheit 30f ausgegeben werden, und des durch die λ-Achsen-Einstelleinheit 30g berechneten Winkels θλ unter Verwendung einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq10). Iλ* = Id*·cosθλ + Iq*·sinθλ (eq10)
6 zeigt einen Berechnungsaspekt für den λ-Achsen-Befehlsstrom Iλ. In 6 ist ein Befehlsstromvektor, der durch die d- und q-Achsen-Befehlsströme Id* und Iq* spezifiziert ist, durch In* angegeben. Ein Stromvektor ist durch Invt angegeben.
Eine λ-Achsen-Ist-Stromberechnungseinheit 30i berechnet einen λ-Achsen-Strom Iλr auf der Grundlage der aus der Filtereinheit 30b ausgegebenen d- und q-Achsen-Ströme Idr und Iqr und des durch die λ-Achsen-Einstelleinheit 30g berechneten Winkels θλ unter Verwendung einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq11). Iλr = Idr·cosθλ + Iqr·sinθλ (eq11)
Eine λ-Achsen-Stromabweichungsberechnungseinheit 30j berechnet eine λ-Achsen-Stromabweichung ΔIr durch Subtrahieren des λ-Achsen-Stroms Iλr von dem λ-Achsen-Befehl Strom Iλ*.
Eine Amplitudenberechnungseinheit 30k berechnet die Spannungsamplitude Vr auf der Grundlage der λ-Achsen-Stromabweichung ΔIr. Insbesondere berechnet die Amplitudenberechnungseinheit 30k die Spannungsamplitude Vr als eine Stellgröße zu Durchführung einer Regelung zu Steuerung des λ-Achsen-Stroms Iλr auf dem λ-Achsen-Befehlsstrom Iλ*. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine Proportional-Integral-Steuerung als die Regelung verwendet, wie es in einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq12) gezeigt ist: Vr = Kpv·ΔIr + Kiv∫ΔIr·dt (eq12)
In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq12) bezeichnet Kpv eine zweite Proportionalverstärkung und bezeichnet Kiv eine zweite Integralverstärkung. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entsprechen die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv einer Amplitudenrückkopplungsverstärkung.
Ein Modulator 30m berechnet Befehlsspannungen GU, GV und GW der U-, V- und W-Phasen auf der Grundlage der durch die Amplitudenberechnungseinheit 30k berechneten Spannungsamplitude Vr, der durch die Phasenberechnungseinheit 30e berechneten Spannungsphase δ, des elektrischen Winkels θe und der Leistungsversorgungsspannung VINV. Die Phasen der Befehlsspannungen GU, GV und GW sind voneinander im elektrischen Winkel um 120 Grad verschoben.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel schaltet der Modulator 30m zwischen einer Phasenamplitudensteuerung und einer Phasensteuerung zur Steuerung des geschätzten Drehmoments Te auf das Befehlsdrehmoment Trq* und führt diese aus. In der Phasenamplitudensteuerung werden sowohl die Spannungsphase δ als auch die Spannungsamplitude θ einem Stellen unterzogen. In der Phasensteuerung wird lediglich die Spannungsphase θ dem Stellen unterzogen.
Während der Phasenamplitudensteuerung wird eine Sinuswellen-Impulsbreitenmodulations-(PWM-)Steuerung oder eine Übermodulations-PWM-Steuerung durchgeführt. Die Sinuswellen-PWM-Steuerung ist eine Steuerung, die durchgeführt wird, um den Wechselrichter 20 derart zu betreiben, dass die Ausgangsspannung des Wechselrichters 20 eine Sinuswelle ist, die sich mit der elektrischen Winkelfrequenz ωe ändert, wenn ein Modulationsfaktor Mr kleiner als ein erster Modulationsfaktor Ma ist. Der Modulationsfaktor Mr ist ein Wert, der erhalten wird, indem die Spannungsamplitude Vr durch die Leistungsversorgungspannung VINV normalisiert wird. Die Sinuswellensteuerung wird durchgeführt, wenn Spitzenwerte der Befehlsspannungen GU, GV und GW 1/2 der Leistungsversorgungsspannung VINV oder niedriger sind. Beispielsweise ist der erste Modulationsfaktor Ma auf 100% eingestellt.
Der Modulationsfaktor Mr kann auf der Grundlage einer nachstehend beschriebenen Gleichung (iq13) berechnet werden.
Die Übermodulations-PWM-Steuerung wird durchgeführt, um den Wechselrichtern 20 zu betreiben, während ein Nichtausreichen der Spannung, die tatsächlich an den Motorgenerator 10 angelegt wird, in Bezug auf die Befehlsspannungen GU, GV und GW kompensiert wird, wenn die Spitzenwerte der Befehlsspannungen GU, GV und GW 1/2 der Leistungsversorgungspannung VINV überschreiten. Die Übermodulations-PWM-Steuerung wird durchgeführt, wenn der Modulationsfaktor Mr der erste Modulationsfaktor Ma oder größer ist und kleiner als ein zweiter Modulationsfaktor Mb (> Ma) ist.
Wie es in 7 gezeigt ist, bewegt sich, wenn die Phasenamplitudensteuerung durchgeführt wird, der Ist-Stromvektor auf einer MTPA-Linie Lmtpa. Die MTPA-Linie Lmtpa ist eine Bahnkurve (Locus) der d- und q-Achsen-Ströme Id und Iq, die durch die Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung bestimmt ist. Der Ist-Stromvektor ist an einem Schnittpunkt zwischen der MTPA-Linie Lmtpa und einer Konstantdrehmomentkurve entsprechend dem Befehlsdrehmoment Trq* positioniert.
Demgegenüber wird während der Phasensteuerung eine Rechteckwellensteuerung durchgeführt. Die Rechteckwellensteuerung ist eine Steuerung, bei der während eines einzelnen elektrischen Winkelzyklus des Motorgenerators 10 eine Periode, während der der Oberzweigschalter eingeschaltet ist, und eine Periode, während der der Unterzweigschalter eingeschaltet ist, jeweils einmal auftreten. In der Rechteckwellensteuerung ist der Modulationsfaktor auf den zweiten Modulationsfaktor Mb fest eingestellt. Daher ist lediglich die Spannungsphase δ eine Stellgröße.
Wie es in 7 gezeigt ist, bewegt sich, wenn eine Phasensteuerung durchgeführt wird, der Ist-Stromvektor auf einer Konstantspannungsellipse Lvc. Die Konstantspannungsellipse Lvc ist eine Bahnkurve (Locus) der d- und q-Achsen-Ströme Id und Iq, die möglich ist, wenn lediglich die Spannungsphase δ gestellt wird. Der Ist-Stromvektor ist an einem Schnittpunkt zwischen der Konstantspannungsellipse Lvc und der Konstantdrehmomentkurve entsprechend dem Befehlsdrehmoment Trq* positioniert.
Unter Rückkehr zu der Beschreibung von 2, die vorstehend gegeben worden ist, erzeugt eine Signalerzeugungseinheit 30n die Betriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn auf der Grundlage der Befehlsspannungen GU, GV und GW der drei Phasen, die aus dem Modulator 30m ausgegeben werden. Die Signalerzeugungseinheit 30n gibt dann die Betriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn zu den Antriebsschaltungen Dr aus. Die Signalerzeugungseinheit 30n kann die Betriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn beispielsweise durch eine Dreieckwellen-Vergleichs-PWM-Steuerung erzeugen, die auf einen Betragsvergleich zwischen den Befehlsspannungen GU, GV und GW und einem Trägersignal eines Dreieckwellensignals oder dergleichen beruht. Anstelle des Erzeugens der Betriebssignale auf der Grundlage des Trägersignals kann das Betriebssignal auf der Grundlage eines Impulsmusters erzeugt werden.
Eine Drehzahlberechnungseinheit 30p berechnet die elektrische Winkelfrequenz θe des Motorgenerators 10 auf der Grundlage des elektrischen Winkels θe.
Eine Verstärkungseinstelleinheit 30q stellt die erste Proportionalverstärkung Kpδ, die erste Integralverstärkung Kiδ, die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv auf der Grundlage der elektrischen Winkelfrequenz θe, der Leistungsversorgungspannung VINV, des Befehlsdrehmoments Trq* und der Spannungsamplitude Vr ein. Eine Entwurfstechnik für die Verstärkungen, gefolgt von einer Verarbeitung zur Einstellung der Verstärkungen durch die Verstärkungseinstelleinheit 30q ist nachstehend beschrieben.
Zunächst ist die Entwurfstechnik der Verstärkungen beschrieben.
8 zeigt ein Blockschaltbild eines Drehmomentregelungssystems. Das Steuerungssystem ist konfiguriert durch Übertragungsfunktionen, in denen das Steuerungssystem gemäß 2 nahe an jedem Betriebspunkt des Motorgenerators 10 linearisiert wird. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Betriebspunkt durch die Leistungsversorgungspannung des Wechselrichters 20 sowie das Drehmoment und die elektrische Winkelfrequenz des Motorgenerators 10 spezifiziert. In 8 ist die Übertragungsfunktion der Phasenberechnungseinheit 30e durch Pa(s) angegeben, und ist die Übertragungsfunktion der Amplitudenberechnungseinheit 30k durch Pb(s) angegeben.
In 8 gibt eine Befehlsdrehmomentänderungsgröße ΔTrq* eine geringe Änderungsgröße des Befehlsdrehmoments von einem Gleichgewichtspunkt an, der auf den gegenwärtigen Befehlsdrehmoment Trq* eingestellt ist.
Eine Übertragungsfunktion Ht(s) ist eine Übertragungsfunktion, die einen Beobachter ausdrückt und weist die Filtereinheit 30b auf. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Übertragungsfunktion Ht(s) eine Übertragungsfunktion eines Tiefpassfilters, das beispielsweise ein Verzögerungsfilter erster Ordnung ist. Die Übertragungsfunktion Ht(s) des Filters entspricht einer Konfiguration innerhalb des Steuerungssystems von der Zwei-Phasen-Umwandlungseinheit 30a bis zu der Drehmomentabweichungsberechnungseinheit 30d über die Filtereinheit 30b.
Der Ausgang der Übertragungsfunktion Pa(s) der Phasenberechnungseinheit 30e ist die geringe Phasenänderungsgröße Δδ. Die geringe Phasenänderungsgröße Δδ entspricht einem Wert, der erhalten wird, indem eine Spannungsphase δ0 an dem Gleichgewichtspunkt von der gegenwärtigen Spannungsphase δ subtrahiert wird. Wenn der Antriebszustand des Motorgenerators 10 der stationäre Zustand wird, konvergiert die gegenwärtige Spannungsphase δ auf die Spannungsphase δ0 an dem Gleichgewichtpunkt und konvergiert die geringe Phasenänderungsgröße Δδ auf null.
Eine Übertragungsfunktion Ctλ ist eine Übertragungsfunktion, bei der der Eingang die Befehlsdrehmomentänderungsgröße Δtrq* ist und der Ausgang eine kleine Änderungsgröße Δiλ* des λ-Achsen-Befehlsstrom Iλ* ist, wenn das Befehlsdrehmoment Trq* sich um Δtrq* ändert. Die Übertragungsfunktion Ctλ entspricht einer Konfiguration innerhalb der Steuerungssystem von der Befehlsstromberechnungseinheit 30f bis zu der λ-Achsen-Befehlsstromberechnungseinheit 30h. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel hängt die Übertragungsfunktion Ctλ nicht von der Frequenz des Eingangssignals ab und hängt nur von dem Drehmoment des Motorgenerators 10 ab.
Wenn die Befehlsdrehmomentänderungsgröße Δtrq* auf null konvergiert, konvergiert die kleine Änderungsgröße Δiλ* des λ-Achsen-Befehlsstroms Iλ auf null.
Eine Übertragungsfunktion Hi(s) ist eine Übertragungsfunktion, die einen Beobachter ausdrückt und weist die Filtereinheit 30b auf. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Übertragungsfunktion Hi(s) eine Übertragungsfunktion eines Tiefpassfilters, das beispielsweise ein Verzögerungsfilter erster Ordnung ist. Die Übertragungsfunktion Hi(s) des Filters entspricht einer Konfiguration innerhalb des Steuersystems von der Zwei-Phasen-Wandlungseinheit 30a bis zu der λ-Achsen-Stromabweichungsberechnungseinheit 30j über die Filtereinheit 30b.
Der Ausgang der Übertragungsfunktion Pb(s) der Amplitudenberechnungseinheit 30k ist die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr. Die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr entspricht einem Wert, der erhalten wird, indem eine Spannungsamplitude VR0 an dem Gleichgewichtspunkt von der gegenwärtigen Spannungsamplitude Vr subtrahiert wird. Wenn der Antriebszustand des Motorgenerators 10 einen stationären Zustand erreicht, konvergiert die gegenwärtige Spannungsamplitude Vr auf die Spannungsamplitude Vr0 an dem Gleichgewichtspunkt und konvergiert die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr auf null.
Unter den Übertragungsfunktionen, die den Motorgenerator 10 ausdrücken, ist eine erste Übertragungsfunktion Gδt(s) diejenige, bei der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ist und der Ausgang eine erste Drehmomentänderungsgröße Δtr1 ist. Die erste Drehmomentänderungsgröße Δtr1 ist die Drehmomentänderungsgröße des Motorgenerators 10, wenn die Spannungsphase δ sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert. Wenn die geringe Phasenänderungsgröße Δδ auf null konvergiert, konvergiert die erste Drehmomentänderungsgröße Δtr1 auf null.
Unter den Übertragungsfunktionen, die den Motorgenerator 10 ausdrücken, ist eine zweite Übertragungsfunktion Gvt(s) diejenige, bei der der Eingang die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ist und der Ausgang eine zweite Drehmomentänderungsgröße Δtr2 ist. Die zweite Drehmomentänderungsgröße Δtr2 ist die Drehmomentänderungsgröße des Motorgenerators 10, wenn die Spannungsamplitude Vr sich um die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ändert. Wenn die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr auf null konvergiert, konvergiert die zweite Drehmomentänderungsgröße Δtr2 auf null.
Der Wert, der erhalten wird, indem die erste Drehmomentänderungsgröße Δtr1 und die zweite Drehmomentänderungsgröße Δtr1 addiert werden, ist eine Gesamtdrehmomentänderungsgröße Δtrq. Die Gesamtdrehmomentänderungsgröße Δtrq wird der Drehmomentabweichungsberechnungseinheit 30d über die Übertragungsfunktion Hat(s) des Filters zugeführt.
Unter den Übertragungsfunktionen, die den Motorgenerator 10 ausdrücken, ist eine dritte Übertragungsfunktion Gδλ(s) diejenige, bei der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ist und der Ausgang eine erste λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi1 ist. Die erste λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi1 ist die Änderungsgröße des λ-Achsen-Stroms, wenn die Spannungsphase δ sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert. Wenn der Antriebszustand des Motorgenerators 10 der stationäre Zustand wird und die geringe Phasenänderungsgröße Δδ auf null konvergiert, konvergiert die erste λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi1 auf null.
Unter den Übertragungsfunktionen, die den Motorgenerator 10 ausdrücken, ist eine vierte Übertragungsfunktion Gvλ(s) diejenige, bei der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße ΔVr als der Eingang ist, und der Ausgang eine zweite λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi2 ist. Die zweite λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi2 ist die Änderungsgröße des λ-Achsen-Stroms, wenn die Spannungsamplitude Vr sich um die geringe Phasenänderungsgröße ΔVr ändert. Wenn der Antriebszustand des Motorgenerators 10 der stationäre Zustand wird und die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr auf null konvergiert, konvergiert die zweite λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi2 auf null.
Der Wert, der erhalten wird, indem die erste λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δi1 und die zweite λ-Achsen-Strom-Änderungsgröße ΔI2 addiert werden, ist eine Gesamt-λ-Achsen-Strornnderungsgröße Δiλ. Die Gesamt-λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δiλ wird der λ-Achsen-Stromabweichungsberechnungseinheit 30j über die Übertragungsfunktion Hi(s) des Filters zugeführt.
Dabei ist eine Übertragungsfunktion, von der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße Δδ und die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ist und der Ausgang die Gesamtdrehmomentänderungsgröße Δtrq ist, durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq14) ausgedrückt. Δtrq = Δtr1 + Δtr2 = G_δt(s)Δδ + G_vt(s)ΔV_r (eq14)
In der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq14) bezeichnet s einen Laplace-Operator. Zusätzlich ist eine Übertragungsfunktion, von der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße Δδ und die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ist und der Ausgang die Gesamt-λ-Achsen-Stromänderungsgröße Δiλ ist, durch eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq15) ausgedrückt. Δiλ = Δi1 + Δi2 = G_δλ(s)Δδ + G_vλ(s)ΔV_r (eq15)
Die vorstehend beschriebenen Gleichungen (eq14) und (eq15) werden als nachstehend beschriebenen Gleichungen (eq16) und (eq17) ausgedrückt.
Dabei sind die Spannungsphase δ und der λ-Achsenstrom Iλ nicht-interferierend. Daher sind die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken in dem Niedrigfrequenzbereich der vierten Übertragungsfunktion Gvλ(s) ausreichend kleiner als 0 dB und können vernachlässigt werden. Daher kann die vorstehend beschriebene Gleichung (eq17) als eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq18) ausgedrückt werden.
9A bis 9D zeigen die Frequenzcharakteristiken der Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ, wenn ein vorbestimmter Betriebspunkt der Gleichgewichtspunkt ist. Wie es in 9A bis 9D gezeigt ist, weisen die Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ eine Resonanzwinkelfrequenz nahe an der elektrischen Winkelfrequenz auf. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Resonanzwinkelfrequenzen ωr der Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ an jedem Betriebspunkt des Motorgenerators 10 dieselbe Winkelfrequenz.
In den Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ ist die Verstärkung in dem Niedrigfrequenzbereich im Wesentlichen fest eingestellt, der ausreichend niedriger als die Resonanzwinkelfrequenz ωr ist. Zusätzlich ist in den Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ eine Phasenverzögerung null oder ein Wert nahe an null in dem Niedrigfrequenzbereich, der ausreichend niedriger als die Resonanzwinkelfrequenz ωr ist. Daher können gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Übertragungsfunktionen Gδt, Gδλ, Gct und Gvλ an jedem Betriebspunkt als Konstanten in dem Niedrigfrequenzbereich betrachtet werden.
Dabei wird, wenn eine Bedingung, dass der Antriebszustand des Motorgenerators 10 der stationäre Zustand ist, das heißt, wenn eine Bedingung, dass s = 0 gilt, angewendet wird, die vorstehend beschriebene Gleichung (eq16) eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq19).
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird Aδt in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq19) als eine phasenseitige Übertragungsfunktion bezeichnet. Die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und Gvt(0) können berechnet werden, sollte der Betriebspunkt des Motorgenerators 10 bestimmt sein. Daher kann, sollten der Betriebspunkt und das Verhältnis der geringen Amplitudenänderungsgröße ΔVr und der geringe Phasenänderungsgröße Δδ bekannt sein, die phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt anhand der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq19) berechnet werden. 10A zeigt die phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt an einem vorbestimmten Betriebspunkt.
Demgegenüber wird, wenn die Bedingung, dass der Antriebszustand des Motorgenerators 10 der stationäre Zustand ist, angewendet wird, die vorstehend beschriebene Gleichung (eq18) eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq20).
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist Bvλ in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq20) als eine amplitudenseitige Übertragungsfunktion bezeichnet. Die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) kann berechnet werden, sollte der Betriebspunkt des Motorgenerators 10 bestimmt sein. Daher kann, sollte der Betriebspunkt bekannt sein, die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ anhand der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq20) berechnet werden. In diesem Fall ist das Verhältnis der geringen Amplitudenänderungsgröße ΔVr und der geringen Phasenänderungsgröße Δδ unnötig. 10B zeigt die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ an einem vorbestimmten Betriebspunkt.
Das in 8 gezeigte Blockschaltbild kann als das in 11 gezeigte Blockschaltbild durch Verwendung der vorstehend beschriebenen phasenseitigen Transferfunktion Δδt und der amplitudenseitigen Übertragungsfunktion Bvλ ausgedrückt werden. In dem in 11 gezeigten Blockschaltbild sind eine Interferenz von der Spannungsphase δ auf die Spannungsamplitude Vr und eine Interferenz von der Spannungsamplitude Vr auf die Spannungsphase 6 aufgelöst. Daher kann das Regelungssystem mit der Phasenberechnungseinheit 30e und das Regelungssystem mit der Amplitudenberechnungseinheit 30k separat entworfen werden, um eine Verringerung der Drehmomentsteuerbarkeit zu verhindern, die einer gegenseitigen Interferenz zugeordnet ist.
Nachstehend ist die Verstärkungseinstellungsverarbeitung unter Bezugnahme auf 12 beschrieben. Die Verstärkungseinstellungsverarbeitung wird wiederholt durch die Verstärkungseinstelleinheit 30q beispielsweise zu jedem vorbestimmten Zyklus durchgeführt.
In der Verarbeitungsabfolge beschafft zunächst in Schritt S10 die Verstärkungseinstelleinheit 30q das Befehlsdrehmoment Trq*, die elektrische Winkelfrequenz ωe, die Leistungsversorgungsspannung VINV und die Spannungsamplitude Vr, die durch die Amplitudenberechnungseinheit 30k berechnet wird. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht die Verarbeitung in Schritt S10 einer Informationsbeschaffungseinheit.
In dem darauffolgenden Schritt S12 bestimmt die Verstärkungseinstelleinheit 30q, ob die Spannungsamplitude Vr kleiner als ein oberer Grenzwert Vlim davon ist oder nicht. Die Verstärkungseinstelleinheit 30q führt diese Verarbeitung durch, um zu bestimmen, welche der Phasenamplitudensteuerung und der Phasensteuerung durchgeführt wird. Dabei ist der obere Grenzwert Vlim auf eine Spannungsamplitude entsprechend dem vorstehend beschriebenen zweiten Modulationsfaktor Mb eingestellt.
Wenn in Schritt S12 JA bestimmt wird, bestimmt die Verstärkungseinstelleinheit 30q, dass die Phasenamplitudensteuerung durchgeführt wird und geht zu Schritt S14 über. In Schritt 514 berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr und die geringe Phasenänderungsgröße Δδ während der Phasenamplitudensteuerung. Dabei zeigt 13 durch (a) den Stromvektor Invt und den Spannungsvektor Vnvt während der Phasenamplitudensteuerung. ΔIδ gibt die Stromänderungsgröße an, wenn die Spannungsphase 6 sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert. ΔIV gibt die Stromänderungsgröße an, wenn die Spannungsamplitude Vr sich um die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ändert. ΔIn gibt die Änderung in dem Betrag des Stromvektors Inv an und ist entlang einer MTPA-Linie Lmtpa während der Phasenamplitudensteuerung orientiert. Daher können die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr und die geringe Phasenänderungsgröße Δδ anhand der kleinen Änderungsgrößen in der Spannungsamplitude und der Spannungsphase des Spannungsvektors Vntv beschafft werden, wenn der Stromvektor sich auf der MTPA-Linie Lmtpa geringfügig ändert. Zusätzlich gibt Vr0 den Betrag des Spannungsvektors Vnvt an. Vr0 × Δδ gibt die Änderung des Spannungsvektors Vnvt an, wenn die Spannungsphase δ sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert.
Unter Rückkehr auf die vorstehend gegebene Beschreibung von 12 berechnet in dem darauffolgenden Schritt S16 die Verstärkungseinstelleinheit 30q die phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq19). Insbesondere berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q zunächst die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und die Gvt(0), die als reale Zahlen gegeben sind, auf der Grundlage des Befehlsdrehmoments Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV. Dann berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt durch Eingabe der berechneten ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und Gvt(0) sowie des Verhältnisses der geringen Amplitudenänderungsgröße ΔVr und der geringen Phasenänderungsgröße Δδ in die Gleichung (eq19). Beispielsweise können die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und Gvt(0) auf der Grundlage einer mathematischen Gleichung oder eines Kennfeldes berechnet werden, in denen die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und Gvt(0) in Zusammenhang mit dem Befehlsdrehmoment Tr*, der elektrischen Windgeschwindigkeit ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV vorgeschrieben sind.
Zusätzlich berechnet in Schritt S16 die Verstärkungseinstelleinheit 30q die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq20). Insbesondere berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0), die als ein realer Wert gegeben ist, auf der Grundlage des Befehlsdrehmoments Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV. Die Verstärkungseinstelleinheit 30q stellt dann die berechnete vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) als die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ ein. Beispielsweise kann die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) auf der Grundlage einer mathematischen Gleichung oder eines Kennfeldes berechnet werden, in denen die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) in Zusammenhang mit dem Befehlsdrehmoment Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV vorgeschrieben ist.
Demgegenüber bestimmt, wenn in Schritt S12 NEIN bestimmt wird, die Verstärkungseinstelleinheit 30q, dass die Phasensteuerung ausgeführt wird und geht zu Schritt S18 über. In Schritt S18 berechnete die Verstärkungseinstelleinheit 30q die erste Übertragungsfunktionen Gδt(0) auf der Grundlage des Befehlsdrehmoments Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungspannung VINV. Die Verstärkungseinstelleinheit 30q stellt dann die berechnete erste Übertragungsfunktionen Gδt(0) als die phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt ein. Ein Grund dafür ist, dass, da die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr null wird, während die Phasensteuerung ausgeführt wird, die vorstehend beschriebene Gleichung (eq19) eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq21) werden kann. 13 zeigt durch (b) den Stromvektor Invt und den Spannungsvektor Vnvt während der Phasensteuerung. A_δt = G_δt(0) (eq21)
Zusätzlich berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q in Schritt S18 die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq20).
Nach Abschließen der Verarbeitung in Schritten S16 oder S18 geht die Verstärkungseinstelleinheit 30q zu Schritt S20 über. Die Verstärkungseinstelleinheit 30q stellt die Filtercharakteristiken der Übertragungsfunktionen Ht(s) und Hi(s) des Filters auf der Grundlage der elektrischen Winkelfrequenz ωe ein. Dabei stellt die Verstärkungseinstelleinheit 30q die Filtercharakteristiken derart ein, dass eine Resonanz der ersten bis vierten Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt, Gδλ und Gvλ des Motorgenerators 10 unterdrückt wird. Insbesondere können die Filtercharakteristiken derart eingestellt werden, dass eine Grenzfrequenz ωoff auf der Übertragungsfunktionen Ht(s) und Hi(s) niedriger als die Resonanzwinkelfrequenz ωr ist.
In dem darauffolgenden Schritt S22 berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ derart, dass die nachfolgenden Bedingungen (A) bis (D) erfüllt werden.
Bedingung (A) ist, dass ein Verstärkungsspielraum in den Verstärkungsfrequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktionen Ga(s), die in einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq22) gezeigt ist, ein erster vorbestimmter Wert Da oder größer ist. Dabei ist der Verstärkungsspielraum ein Wert, bei dem, in Bezug auf eine Phasenschnittpunktwinkelfrequenz, die Verstärkung in der Verstärkungsfrequenzcharakteristik der Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) kleiner als 0 dB ist. Die Phasenschnittpunktwinkelfrequenz ist die Winkelfrequenz, wenn die Phasenfrequenzcharakteristik der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) 180 Grad ist. G_a(s) = P_a(s)·A_δt·H_t(s) (eq22)
Die Bedingung (B) ist, dass ein Phasenspielraum in den Phasenfrequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) eine erste vorbestimmte Phase Ea oder größer ist. Dabei ist der Phasenspielraum ein Wert, bei dem, in Bezug auf eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz die Phasenfrequenzcharakteristiken der Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) größer als –180 Grad ist. Die Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz ist eine Winkelfrequenz, wenn die Verstärkungsfrequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) 0 dB ist.
Die Bedingung (C) ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz ωc1 der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) kleiner als die jeweilige Resonanzwinkelfrequenz ωr der ersten Übertragungsfunktion Gδt(s) und der zweiten Übertragungsfunktion Gvt(s) ist.
Die Bedingung (D) ist, dass die vorstehend beschriebenen Bedingungen (A) bis (C) erfüllt sind und eine Integralzeit Ti1 der Integralsteuerung der Phasenberechnungseinheit 30e die kürzeste ist.
In dem darauffolgenden Schritt S24 berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel berechnet die Verstärkungseinstelleinheit 30q die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv derart, dass die nachfolgenden Bedingungen (E) bis (H) erfüllt sind.
Die Bedingung (E) ist, dass der Verstärkungsspielraum in den Verstärkungsfrequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion Gb(s), die in einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq23) gezeigt ist, ein zweiter vorbestimmter Wert Db oder größer ist. G_b(s) = P_b(s)·B_vλ·H_i(s) (eq23)
Die Bedingung (F) ist, dass der Phasenspielraum in den Phasenfrequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion Gb(s) eine zweite Phase Eb oder größer ist.
Die Bedingung (G) ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz ωc2 der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion Gb(s) kleiner als die jeweilige Resonanzwinkelfrequenz ωr der dritten Übertragungsfunktion Gδλ(s) und der vierten Übertragungsfunktion Gvλ(s) ist.
Die Bedingung (H) ist, dass die vorstehend beschriebenen Bedingungen (E) bis (G) erfüllt sind und eine Integralzeit Ti2 der Integralsteuerung der Amplitudenberechnungseinheit 30k die kürzeste ist.
In dem darauffolgenden Schritt S26 gibt die Verstärkungseinstelleinheit 30q die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ, die in der Verarbeitung von Schritt S22 berechnet worden sind, zu der Phasenberechnungseinheit 30e aus. Als Ergebnis werden die berechnete erste Proportionalverstärkung Kpδ und die berechnete erste Integralverstärkung Kiδ bei der Berechnung für die Spannungsphase δ verwendet.
In dem darauffolgenden Schritt S28 gibt die Verstärkungseinstelleinheit 30q die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv, die in der Verarbeitung von Schritt S24 berechnet worden sind, zu der Amplitudenberechnungseinheit 30k aus. Als Ergebnis werden die berechnete zweite Proportionalverstärkung Kpv und die berechnete zweite Integralverstärkung Kiv bei der Berechnung für die Spannungsamplitude Vr verwendet.
Die Verstärkungseinstelltechnik durch die vorstehend beschriebene Verstärkungseinstellungsverarbeitung beruht darauf, dass die Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt, Gδλ und Gvλ in der Niedrigfrequenzregion, die niedriger als die Resonanzwinkelfrequenz ωr ist, als Konstanten betrachtet werden können. Daher kann beispielsweise die vorstehend beschriebene Verstärkungseinstellungsverarbeitung unter einer Bedingung durchgeführt werden, dass die elektrische Winkelfrequenz ωe gleich wie oder kleiner als eine vorbestimmte Winkelfrequenz ist, die kleiner als die Resonanzwinkelfrequenz ωr ist. Zusätzlich kann beispielsweise eine Drehmomentsteuerung des Motorgenerators 10 derart durchgeführt werden, dass die elektrische Winkelfrequenz ωe die vorbestimmte Winkelfrequenz oder niedriger wird.
Gemäß dem vorstehend ausführlich beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel können die nachfolgenden Wirkungen erreicht werden.
Die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(s) und Gvt(s), die in der phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt enthalten sind, werden auf die ersten und zweiten Übertragungsfunktionen Gδt(0) und Gvt(0) eingestellt, wenn s = 0 gilt. Zusätzlich wird die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(s), die in der amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ enthalten ist, auf die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) eingestellt, wenn s = 0 gilt. Daher sind die Frequenzcharakteristiken der ersten, zweiten und vierten Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt und Gvλ null Grad oder ein Wert nahe an null Grad. Folglich können die ersten, zweiten und dritten Übertragungsfunktionen Gδt(0), Gvt(0) und Gvλ(0) an jedem Betriebspunkt des Motorgenerators 10 als Konstanten betrachtet werden. Als Ergebnis können die Wirkungen von gegenseitiger Interferenz zwischen der Drehmomentsteuerung auf der Grundlage der Spannungsphase δ und der Drehmomentsteuerung auf der Grundlage der Spannungsamplitude Vr unterdrückt werden. Folglich können Steuerungssysteme unabhängig in der Phasenberechnungseinheit 30e und der Amplitudenberechnungseinheit 30k entworfen werden. Proportional- und Integralverstärkungen, die eine Verhinderung einer Verschlechterung der Drehmomentsteuerbarkeit ermöglichen, können separat eingestellt werden.
Die ersten, zweiten und vierten Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt und Gvλ werden auf der Grundlage des Befehlsdrehmoments Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungspannung VINV berechnet. Daher kann, selbst wenn der Betriebspunkt des Motorgenerators 10 sich ändert, Ansprechen und Stabilität der Drehmomentsteuerbarkeit in den Motorgenerator 10 auf einem hohen Niveau beibehalten werden.
Während der Phasensteuerung ist die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr null, da die Phasenamplitude fest eingestellt ist. Daher kann die zweite Übertragungsfunktion Gvt in der phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt vernachlässigt werden. Als Ergebnis ist es nicht erforderlich, die zweite Übertragungsfunktion Gvt zu berechnen, wenn die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ berechnet werden. Folglich kann die auf der Steuerungsgerät 30 auferlegte Berechnungslast reduziert werden.
Die MTPA-Linie Lmtpa erstreckt sich von einem Ursprungpunkt O derart, dass sie sich weg von der Koordinatenachse des q-Achsen-Stroms Iq bewegt. Daher ist es erforderlich, dass die Spannungsphase δ und die Spannungsamplitude Vr jeweils um eine gewisse Stellgröße gestellt werden, um den Stromvektor Invt auf die MTPA-Linie Lmtpa zu positionieren. Als Ergebnis tendieren während der Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr und die geringe Phasenänderungsgröße Δδ jeweils dazu, sich um ein gewisses Ausmaß zu erhöhen. Folglich ist, selbst wenn Rauschen auf die kleinen Änderungsgrößen ΔVr und δΔ, die zur Berechnung der phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt verwendet werden, überlagert wird, das Risiko, dass die kleinen Änderungsgrößen ΔVr und Δδ in dem Rauschen untergehen, klein. Daher kann in der Konfiguration, in der die Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung verwendet wird, die Berechnungsgenauigkeit der phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt verbessert werden.
Die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ werden unter der vorstehend beschriebenen Bedingung (D) berechnet. Zusätzlich werden die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv unter der vorstehend beschriebenen Bedingung (H) berechnet. Daher können die Verstärkungen nahe an den Resonanzwinkelfrequenzen der ersten und zweiten Schleifen-Übertragungsfunktionen Ga und Gv reduziert werden. Die Stabilität der Drehmomentsteuerung kann verbessert werden.
Die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(s), bei der der Eingang die Spannungsphase ist und der Ausgang der λ-Achsen-Strom ist, wird zum Entwurf des Steuerungssystems verwendet. Wenn die amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ berechnet wird, kann die vierte Übertragungsfunktion Gvλ(0) vernachlässigt werden, und ist es nicht erforderlich, diese zu berechnen. Daher kann die auf der Steuerungsgerät 30 auferlegte Berechnungslast reduziert werden.
(Zweites Ausführungsbeispiel)
Nachstehend ist ein zweites Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die Beschreibung fokussiert sich hauptsächlich auf die Unterschiede zu dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel. Gemäß den vorliegenden Ausführungsbeispielen ist die Einstellungstechnik der Rückkopplungsverstärkung modifiziert.
14 zeigt ein Funktionsblockschaltbild einer Drehmomentsteuerung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel. In 14 sind Konfigurationen, die dieselben wie die vorstehend beschriebenen Konfigurationen sind, die in 2 gezeigt sind, der Einfachheit halber mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Wie es in 14 gezeigt ist, weist eine Verstärkungseinstelleinheit 30r einen Speicher auf, der als eine Speichereinheit dient. Wie es in 15A und 15B gezeigt ist, speichert der Speicher vorab Kennfeldinformationen, die die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ in Zusammenhang mit dem Befehlsdrehmoment Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV vorschreiben. Die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ, die in dem Speicher gespeichert sind, sind angepasst, um die vorstehend beschriebenen Bedingungen (A) bis (D) zu erfüllen.
Der Speicher speichert ebenfalls vorab darin Kennfeldinformationen, die die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv in Zusammenhang mit dem Befehlsdrehmoment Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV vorschreiben. Die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv, die in dem Speicher gespeichert sind, sind angepasst, um die vorstehend beschriebenen Bedingungen (E) bis (H) zu erfüllen.
Nachstehend ist eine Verstärkungseinstellungsverarbeitung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme 16 beschrieben. Die Verstärkungseinstellungsverarbeitung wird wiederholt durch die Verstärkungseinstellungseinheit 30r beispielsweise zu jedem vorbestimmten Zyklus durchgeführt. In 16 sind Verarbeitungen, die dieselben wie die vorstehend beschriebenen Verarbeitungen gemäß 12 sind, der Einfachheit halber mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
In der Verarbeitungsabfolge bestimmt die Verstärkungseinstelleinheit 30r bei Bestimmung von JA in Schritt S12, dass die Phasenamplitudensteuerung durchgeführt wird und geht zu Schritt S40 über. In Schritt S40 wählt die Verstärkungseinstelleinheit 30r die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ aus den in dem Speicher gespeicherten Informationen auf der Grundlage des beschafften Befehlsdrehmoments Trq*, der beschafften elektrischen Winkelfrequenz ωe und der beschafften Leistungsversorgungspannung VINV aus. Die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ, die in Schritt S40 ausgewählt werden, sind durch Verwendung der phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt angepasst, die in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq19) gezeigt ist.
Demgegenüber bestimmt die Verstärkungseinstelleinheit 30r, wenn NEIN in Schritt S12 bestimmt wird, dass die Phasensteuerung durchgeführt wird und geht zu Schritt S42 über. In Schritt S42 wählt die Verstärkungseinstelleinheit 30r die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ aus den in dem Speicher gespeichert Informationen auf der Grundlage des beschafften Befehlsdrehmoments Trq*, beschafften elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV aus. Die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ, die in Schritt S42 ausgewählt werden, werden durch Verwendung der in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq21) gezeigten phasenseitigen Übertragungsfunktion Aδt angepasst.
Bei Abschluss der Verarbeitung in Schritt S40 oder S42 geht die Verstärkungseinstelleinheit 30r zu Schritt S44 über. In Schritt S44 wählt die Verstärkungseinstelleinheit 30r die entsprechende zweite Proportionalverstärkung Kpv und zweite Integralverstärkung Kiv aus den in dem Speicher gespeicherten Informationen auf der Grundlage des beschafften Befehlsdrehmoment Trq*, der beschafften elektrischen Winkelfrequenz ωe und der beschafften Leistungsversorgungspannung VINV aus. Die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv, die in Schritt S44 ausgewählt werden, werden durch Verwendung der in der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq20) gezeigten amplitudenseitige Übertragungsfunktion Bvλ angepasst.
In dem darauffolgenden Schritt S46 gibt die Verstärkungseinstelleinheit 30r die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ, die in der Verarbeitung in Schritt S40 oder S42 ausgewählt werden, zu der Phasenberechnungseinheit 30e aus. Zusätzlich gibt in Schritt S46 die Verstärkungseinstelleinheit 30r die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv, die in der Verarbeitung in Schritt S44 ausgewählt werden, zu der Amplitudenberechnungseinheit 30k aus.
Es ist erforderlich, ein nichtlineares Gleichungssystem zu lösen, um jede Rückkopplungsverstärkung jedes Mal in Echtzeit zu berechnen. Daher erhöht sich die auf das Steuerungsgerät 30 auferlegte Berechnungslast. In dieser Hinsicht ist gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Konfiguration derart, dass die Rückkopplungsverstärkungen aus den Kennfeldinformationen auf der Grundlage des Betriebspunkts ausgewählt werden. Daher kann die auf das Steuerungsgerät 30 auferlegte Berechnungslast reduziert werden.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der Speicher darin lediglich die Rückkopplungsverstärkungen für die Phasensteuerung in der Form von Kennfeldinformationen speichern. Ein Grund dafür ist nachstehend beschrieben.
Zum Auslegen einer gewünschten Rückkopplungsverstärkung ist es erforderlich, einen Betriebspunkt des Motorgenerators 10 zu bestimmen. Der Betriebspunkt ist auf der Grundlage des Drehmoments, der Leistungsversorgungsspannung und der elektrischen Winkelfrequenz des Motorgenerators 10 vorgeschrieben. Dann ist es erforderlich, die vier Übertragungsfunktionen an dem bestimmten Betriebspunkt zu spezifizieren. Der Betriebspunkt kann als der Stromvektor betrachtet werden, der durch die d- und q-Achsen-Ströme bestimmt ist. Daher ist die Rückkopplungsverstärkung eine Funktion der d- und q-Achsen-Ströme Id und Iq.
Dabei ist, wenn der maximale Wirkungsgrad des Motorgenerators 10 in Betracht gezogen wird, der Betriebspunkt in der nachfolgenden Weise definiert. Insbesondere während der Phasensteuerung, bei der die Spannung gesättigt wird, wie es in der vorstehend beschriebenen 7 gezeigt ist, ist ein Schnittpunkt zwischen der Konstantspannungsellipse Lvc und der Konstantdrehmomentkurve Lct der Betriebspunkt. Demgegenüber ist während der Phasenamplitudensteuerung, bei der die Spannung nicht gesättigt ist, ein Schnittpunkt zwischen der MTPA-Linie-Lmtpa und der Konstantdrehmomentkurve Lct der Betriebspunkt. Die MTPA-Linie Lmtpa und die Konstantdrehmomentkurve Lct sind eindeutig durch das Drehmoment des Motorgenerators 10 bestimmt.
Demgegenüber ist, obwohl die Konstantspannungsellipse Lvc durch die elektrische Winkelfrequenz und die Leistungsversorgungsspannung vorgeschrieben ist, es erforderlich, ein nichtlineares Gleichungssystem zu lösen, um den Schnittpunkt zwischen der Konstantspannungsellipse Lvc und der Konstantdrehmomentkurve Lct zu bestimmen. Daher tritt ein Problem dahingehend auf, dass die auf das Steuerungsgerät 30 auferlegte Berechnungslast groß wird. Als eine Gegenmaßnahme gegen dieses Problem können Kennfeldinformationen lediglich der Rückkopplungsverstärkungen für die Phasensteuerung erzeugt werden.
(Drittes Ausführungsbeispiel)
Nachstehend ist ein drittes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die Beschreibung fokussiert sich hauptsächlich auf die Unterschiede zu dem vorstehend beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Speicherart zum Speichern Rückkopplungsverstärkungen in dem Speicher modifiziert. Insbesondere speichert, wie es in 17A und 17B gezeigt ist, der Speicher darin vorab Kennfeldinformationen, die die erste Proportionalverstärkung Kpδ und die erste Integralverstärkung Kiδ in Zusammenhang mit Verhältnisinformationen, die durch VINV/ωe ausgedrückt sind, und dem Befehlsdrehmoment Trq* vorschreiben. Bei den Verhältnisinformationen, die durch VINV/ωe ausgedrückt sind, handelt es sich um einen Wert, der durch Dividieren der Leistungsversorgungspannung VINV durch die elektrische Winkelfrequenz ωe erhalten wird. Der Speicher speichert ebenfalls darin vorab Kennfeldinformationen, die die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv in Zusammenhang mit den Verhältnisinformationen und dem Befehlsdrehmoment Trq* vorschreiben. Insbesondere werden gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Kennfeldinformationen lediglich der Rückkopplungsverstärkungen für die Phasensteuerung erzeugt.
Die vorstehend beschriebene Speicherart wird verwendet, um die in dem Speicher gespeicherte Informationsmenge zu reduzieren. Ein Grund des Zuordnens der Rückkopplungsverstärkungen und der Verhältnisinformationen ist nachstehend beschrieben.
Die Konstantspannungsellipse Lvc wird berücksichtigt werden. Die Konstantspannungsellipse Lvc ändert sich auf der Grundlage der elektrischen Winkelfrequenz und der Leistungsversorgungsspannung. Die Spannungsgleichung des Permanentmagnet-Synchronmotors in einem stationären Zustand und bei Vernachlässigen des Ankerwicklungswiderstandswerts R ist durch die vorstehend beschriebene Gleichung (eq3) ausgedrückt. Wenn die Summe der Quadrate der d- und q-Achsen-Spannungen Vd und Vq der Gleichung (eq3) berechnet wird, wird eine nachstehende Gleichung (eq24) hergeleitet. Vr² = Vd² + Vq² (eq24)
Die vorstehend beschriebene Gleichung (eq24) wird als eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq25) umgeschrieben und zusammengefasst, wobei Vr/ωe verwendet wird, was die Spannungsamplitude Vr entsprechend der Leistungsversorgungspannung VINV aufweist.
Die vorstehend beschriebene Gleichung (eq25) ist eine Gleichung, die eine Ellipse ausdrückt. Die Gleichung (eq25) gibt an, dass, wenn Vr/ωe fixiert ist, die Ellipsen dieselbe Form aufweisen. Daher kann während der Phasensteuerung, bei der die Spannung gesättigt ist, der Betriebspunkt des Motorgenerators 10 durch Vr/ωe und das Drehmoment, das heißt VINV/ωe und das Drehmoment identifiziert werden.
Nachstehend ist eine Verstärkungseinstellungsverarbeitung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beschrieben, wobei sich hauptsächlich auf die Unterschiede gegenüber der in 16 gezeigten vorstehend beschriebenen Verarbeitung fokussiert wird.
Die Verstärkungseinstelleinheit 30r berechnet die Verhältnisinformationen, die durch VINV/ωe ausgedrückt werden, auf der Grundlage der beschafften elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV. Die Verstärkungseinstelleinheit 30r wählt dann die erste Proportionalverstärkung Kpδ, die erste Integralverstärkung Kiδ, die zweite Proportionalverstärkung Kpv und die zweite Integralverstärkung Kiv aus den in dem Speicher gespeicherten Informationen auf der Grundlage der berechneten Verhältnisinformationen und des Befehlsdrehmoments Trq* aus.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel die in dem Speicher gespeicherte Informationsmenge reduziert werden.
(Viertes Ausführungsbeispiel)
Nachstehend ist ein viertes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die Beschreibung fokussiert sich hauptsächlich auf die Unterschiede gegenüber dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist, wie es in 18 gezeigt ist, die erste Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s), die zur Berechnung der Rückkopplungsverstärkung verwendet wird, ein erstes Totzeitelement Xa(s) auf. Zusätzlich weist die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion Gb(s) ein zweites Totzeitelement Xb(s) auf. In 18 sind Konfigurationen, die dieselben wie die in 11 gezeigten vorstehend beschriebenen Konfigurationen sind, der Einfachheit halber mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Die Totzeitelemente Xa(s) und Xb(s) sind bereitgestellt, um die Phasenspielraumbestimmungsgenauigkeit durch verschiedene Verzögerungszeiten in den Drehmomentregelungssystem zu verbessern, die als Totzeit reflektiert sind und zu den Bedingungen für die Phasenbestimmung hinzugefügt sind. Als Ergebnis wird die Berechnungsgenauigkeit für die Rückkopplungsverstärkung Kpδ, Kiδ, Kpv und Kiv verbessert.
Die verschiedenen Verzögerungszeiten umfassen beispielsweise eine Eingangsverzögerungszeit von einer Stromerfassung durch die Phasenstromerfassungseinheit bis zu der Eingabe des Stromerfassungswerts in die Filtereinheit 30b, eine Signalverzögerungszeit von dem Steuerungsgerät 30 zu dem Wechselrichter 20, eine Verzögerungszeit, die durch eine Analog-Digital-Umwandlung verschiedene Erfassungswerte verursacht wird, und eine Verzögerungszeit, die eine Ausgangsverwirklichung bei jedem Steuerungszyklus zugeordnet ist.
Nachstehend ist ein Verfahren zur Berücksichtigung der Totzeitelemente Xa(s) und Xb(s) beschrieben.
In Schritt S22 gemäß 12 stellt die Verstärkungseinstelleinheit 30q die erste Schleifen-Übertragungsfunktion Ga(s) in der Weise einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq26) ein. G_a(s) = P_a(s)·X_a(s)·A_δt·H_t(s) (eq26)
Dabei wird die Verzögerungszeit in eine Phasenverzögerung bei der gegenwärtigen elektrischen Winkelfrequenz ωe auf der Grundlage eines Werts umgewandelt, der durch Multiplizieren der Totzeit ta des ersten Totzeitelements Xa mit der elektrischen Winkelfrequenz ωw erhalten wird. Zusätzlich stellt in Schritt S24 gemäß 12 die Verstärkungseinstelleinheit 30q die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion Gb(s) in der Weise einer nachstehend beschriebenen Gleichung (eq27) ein. G_b(s) = P_b(s)·X_b(s)·B_vλ·H_i(s) (eq27)
Dabei wird die Verzögerungszeit in eine Phasenverzögerung bei der gegenwärtigen elektrischen Winkelfrequenz ωe auf der Grundlage eines Werts umgewandelt, der durch Multiplizieren der Totzeit tb des zweiten Totzeitelements Xb mit der elektrischen Winkelfrequenz ωe erhalten wird.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel kann die Bestimmungsgenauigkeit für den Phasenspielraum verbessert werden. Weiterhin kann die Berechnungsgenauigkeit für Rückkopplungsverstärkung und verbessert werden.
(Andere Ausführungsbeispiele)
Die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele können in der nachfolgenden Weise modifiziert werden.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen dritten Ausführungsbeispiel können Kennfeldinformationen der Rückkopplungsverstärkung während der Phasenamplitudensteuerung zusätzlich zu der Rückkopplungsverstärkungen für die Phasensteuerung erzeugt werden.
Die Rückkopplungsverstärkungen der vorstehend beschriebenen zweiten und dritten Ausführungsbeispiele können durch weitere Verwendung der Totzeitelemente, die gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel beschrieben sind, angepasst werden.
Die Bedingung (D) in der Verarbeitung in Schritt S22 von 12 ist nicht wesentlich. Zusätzlich ist die Bedingung (H) in der Verarbeitung in Schritt S24 nicht wesentlich.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel werden die Proportional- und Integralverstärkungen auf der Grundlage der Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt und Gvλ eingestellt, wenn s = 0 ist. Jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht darauf begrenzt. Beispielsweise können die Proportional- und Integralverstärkungen auf der Grundlage der Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt und Gvλ eingestellt werden, wenn 0 < ωe < ωr gilt. In diesem Fall können ebenfalls die Wirkungen gegenseitiger Interferenz unterdrückt werden, da die Phasen der Übertragungsfunktionen Gδt, Gvt und Gvλ nicht signifikant von null abweichen.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel wird die Spannungsamplitude Vr als die Stellgröße berechnet, die die Regelung durchführt, um den λ-Achsenstrom Iλr auf den λ-Achsen-Befehlsstrom Iλ* zu steuern. Jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht darauf begrenzt. Beispielsweise kann die Spannungsamplitude als eine Stellgröße zur Durchführung der Regelung zu Steuerung des d-Achsen-Stroms Idr auf einen d-Achsen-Befehlsstrom Id* berechnet werden. In diesem Fall wird die dritte Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion Gδd, bei der der Eingang die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ist und der Ausgang eine erste d-Achsen-Stromänderungsgröße ΔId1 ist. Die erste d-Achsen-Stromänderungsgröße Δid1 ist die Änderungsgröße des d-Achsenstroms, wenn die Spannungsphase δ sich um die geringe Phasenänderungsgröße Δδ ändert. Zusätzlich wird die vierte Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion Gvd(s), bei der der Eingang die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ist und der Ausgang eine zweite d-Achsen-Stromänderungsgröße ΔId2 ist. Die zweite d-Achsen-Stromänderungsgröße Δid2 ist die Änderungsgröße des d-Achsen-Befehlsstroms, wenn die Spannungsamplitude Vr sich um die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr ändert. Der Wert, der durch Addieren der ersten d-Achsen-Stromänderungsgröße Δid1 und der zweiten d-Achsen-Stromänderungsgröße Δid2 erhalten wird, ist eine Gesamt-d-Achsen-Stromänderungsgröße Δidt. In dieser Konfiguration ist eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq28) anstelle der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq15) definiert. Δidt = Δid1 + Δid2 = G_δd(s)Δδ + G_vd(s)ΔV_r (eq28)
Die vorstehend beschriebene Gleichung (eq28) wird als eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq29) ausgedrückt.
In diesem Fall ist es selbst während der Phasensteuerung, bei der die Spannung gesättigt ist, erforderlich, die amplitudenseitige Übertragungsfunktion durch die geringe Phasenänderungsgröße Δδ und die geringe Amplitudenänderungsgröße ΔVr zu berechnen, die in die vorstehend beschriebene Gleichung (eq29) eingegeben werden.
Das Verfahren zur Berechnung der d- und q-Achsen-Befehlsströme Id* und Iq* ist nicht auf dasjenige begrenzt, das auf der Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung basiert. Beispielsweise kann das Verfahren dasjenige sein, bei der der d-Achsen-Befehlsstrom Id* null ist.
Das für die Drehmomentregelung verwendete Drehmoment ist nicht auf den geschätzten Drehmomentwert begrenzt. Beispielsweise kann das Drehmoment ein erfasster Wert einer Drehmomenterfassungseinrichtung sein, die das Drehmoment des Motorgenerators 10 erfasst.
Eine Differenzialsteuerung kann in der Regelung der Phasenberechnungseinheit 30e und der Amplitudenberechnungseinheit 30k enthalten sein.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel werden das Befehlsdrehmoment Trq*, die elektrische Winkelfrequenz ωe und die Leistungsversorgungsspannung VINV als Parameter verwendet, die den Betriebspunkt des Motorgenerators 10 in Zusammenhang mit den Übertragungsfunktionen des Motorgenerators 10 ausdrücken. Jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht darauf begrenzt. Beispielsweise kann ein Teil von und zumindest eine(r) des Befehlsdrehmoments Trq*, der elektrischen Winkelfrequenz ωe und der Leistungsversorgungsspannung VINV verwendet werden. Dies gilt in ähnlicher Weise für die Betriebspunkte in Zusammenhang mit den Rückkopplungsverstärkungen gemäß den vorstehend beschriebenen zweiten und dritten Ausführungsbeispielen.
Zusätzlich kann die Spannungsamplitude Vr oder der Modulationsfaktor Mr anstelle der Leistungsversorgungspannung VINV als ein Parameter verwendet werden, der den Betriebspunkt ausdrückt. Alternativ dazu kann eine mechanische Winkelfrequenz des Motorgenerators anstelle der elektrischen Winkelfrequenz ωe verwendet werden.
In der vorstehend beschriebenen 2 kann die Filtereinheit 30b zwischen der Zwei-Phasen-Wandlungseinheit 30a und der Drehmomentschätzeinheit 30c oder zwischen der Drehmomentschätzeinheit 30c und der Drehmomentabweichungsberechnungseinheit 30d vorgesehen sein.
Der Motorgenerator ist nicht auf den IPMSM begrenzt, und kann ein Oberflächenpermanentmagnetsynchronmotor (SPMSM) sein. In diesem Fall kann der q-Achsen-Befehlsstrom Iq* anstelle des Befehlsdrehmoments Trq* als ein Parameter verwendet werden, der den Betriebspunkt ausdrückt.
Zusätzlich ist der Motorgenerator nicht auf die Permanentmagnetfeldbauart begrenzt, und kann eine Bauart mit Feldwicklung sein. Weiterhin ist der Motorgenerator nicht auf einen Synchronmotor begrenzt, und kann beispielsweise ein Induktionsmotor sein.
Der Motorgenerator ist nicht auf einen Drei-Phasen-Motor begrenzt, und kann außer drei eine beliebige Anzahl von Phasen aufweisen.
Der Motorgenerator ist nicht auf denjenigen begrenzt, der als eine fahrzeugeigene Hauptmaschine verwendet wird, kann einer sein, der für andere Zwecke verwendet wird, wie ein Elektromotor, der ein elektrisches Servolenkungsgerät konfiguriert.
Wie es vorstehend beschrieben worden ist, wird in einem Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine eine Phasenrückkopplungsverstärkung derart eingestellt, das erste und zweite Bedingungen erfüllt sind. Die erste Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind. Die zweite Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in den Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige erste Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der ersten und zweiten Übertragungsfunktionen ist. Eine Amplitudenrückkopplungsverstärkung wird derart eingestellt, dass dritte und vierte Bedingungen erfüllt werden. Die dritte Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind. Die vierte Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der dritten und vierten Übertragungsfunktionen ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2012-39730 A [0002, 0003]

Claims

Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine (10), die elektrisch mit einem Wechselrichter (20) verbunden ist, wobei das Steuerungsgerät aufweist: eine Phasenberechnungseinheit (30), die eine Spannungsphase (δ), die eine Phase eines Spanungsvektors einer an die rotierende elektrische Maschine angelegten Spannung ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine auf ein Solldrehmoment berechnet, eine Amplitudenberechnungseinheit (30), die eine Spannungsamplitude (Vr), die ein Betrag des Spannungsvektors ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Stroms auf einen Befehlsstrom (Iλ*) entsprechend dem Befehlsdrehmoment berechnet, eine Steuerungseinheit (30), die das Drehmoment auf das Befehlsdrehmoment durch Betreiben des Wechselrichters auf der Grundlage der Spannungsphase und der Spannungsamplitude steuert, eine Phasenverstärkungseinstelleinheit (30), die eine für die Regelung der Phasenberechnungseinheit verwendete Phasenrückkopplungsverstärkung derart einstellt, dass eine erste Bedingung und eine zweite Bedingung erfüllt sind, wobei die erste Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktion (Ga) gewährleistet sind, wobei die zweite Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer ersten Übertragungsfunktion (Gδt) und einer zweiten Übertragungsfunktion (Gvt) ist, wobei die erste Schleifen-Übertragungsfunktion (Ga) eine Schleifen-Übertragungsfunktion ist, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Drehmoment erhalten wird, wobei die Schleifen-Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion zur Regelung der Phasenberechnungseinheit und eine phasenseitige Übertragungsfunktion (Aδt) aufweist, wobei die phasenseitige Übertragungsfunktion (Aδt) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase und ein Ausgang das Drehmoment ist, wobei die Übertragungsfunktion die erste Übertragungsfunktion (Gδt) und die zweite Übertragungsfunktion (Gvt) aufweist, wobei die erste Übertragungsfunktion (Gδt) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment ist, wobei die zweite Übertragungsfunktion (Gvt) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang das Drehmoment ist, und eine Amplitudenverstärkungseinstelleinheit (30), die eine zur Reglung der Amplitudenberechnungseinheit verwendete Amplitudenrückkopplungsverstärkung derart einstellt, dass eine dritte Bedingung und eine vierte Bedingung erfüllt sind, wobei die dritte Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion (Gb) gewährleistet sind, wobei die vierte Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer dritten Übertragungsfunktion (Gδλ) und einer vierten Übertragungsfunktion (Gvλ) ist, wobei die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion (Gb) eine Schleifen-Übertragungsfunktion ist, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Befehlsstrom erhalten wird, wobei die Schleifen-Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion zur Reglung der Amplituqdenberechnungseinheit und eine amplitudenseitige Übertragungsfunktion (Bvλ) aufweist, wobei die amplitudenseitige Übertragungsfunktion (Bvλ) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Phasenamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist, wobei die Übertragungsfunktion die dritte Übertragungsfunktion (Gδλ) und die vierte Übertragungsfunktion (Gvλ) aufweist, wobei die dritte Übertragungsfunktion (Gδλ) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist, wobei die vierte Übertragungsfunktion (Gvλ) eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1, wobei: die phasenseitige Übertragungsfunktion die erste Übertragungsfunktion und die zweite Übertragungsfunktion in einem stationären Zustand aufweist, und die amplitudenseitige Übertragungsfunktion die dritte Übertragungsfunktion und die vierte Übertragungsfunktion in einem stationären Zustand aufweist.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1 oder 2, wobei: die zweite Übertragungsfunktion in der phasenseitigen Übertragungsfunktion mit einem Wert multipliziert wird, der durch Dividieren einer Änderungsgröße (ΔVr) der Spannungsamplitude durch eine Änderungsgröße (Δδ) der Spannungsphase erhalten wird, das Steuerungsgerät weiterhin eine Bestimmungseinheit (30) aufweist, die auf der Grundlage der Spannungsphase bestimmt, ob während des Betriebs des Wechselrichters die Spannungsamplitude fixiert ist oder nicht, und die Phasenverstärkungseinstelleinheit die erste Schleifen-Übertragungsfunktion verwendet, die die phasenseitige Übertragungsfunktion aufweist, aus der die zweite Übertragungsfunktion entfernt ist, um die Phasenrückkopplungsverstärkung einzustellen, wenn die Bestimmungseinheit bestimmt, dass die Spannungsamplitude fixiert ist.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei: die zweite Übertragungsfunktion in der phasenseitigen Übertragungsfunktion mit einem Wert multipliziert wird, der durch Dividieren einer Änderungsgröße (ΔVr) der Spannungsamplitude durch eine Änderungsgröße (Δδ) der Spannungsphase erhalten wird, und die Phasenverstärkungseinstelleinheit die phasenseitige Übertragungsfunktion, die zur Einstellung der Phasenrückkopplungsverstärkung verwendet wird, auf der Grundlage der jeweiligen Änderungsgrößen der Spannungsamplitude und der Spannungsphase berechnet, wenn der Wechselrichter auf der Grundlage der Spannungsphase und der Spannungsamplitude betrieben wird.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 4, wobei: der Befehlsstrom ein Wert ist, der auf der Grundlage einer Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung berechnet wird, die Änderungsgröße (ΔVr) der Spannungsamplitude und die Änderungsgröße (Δδ) der Spannungsphase als Änderungsgrößen definiert sind, wenn der Befehlsstrom zur Verwirklichung der Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung geringfügig geändert wird.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin mit: einer Informationsbeschaffungseinheit (30), die Betriebspunktinformationen der rotierenden elektrischen Maschine beschafft, die elektrische Winkelfrequenzinformationen der rotierenden elektrischen Maschine und/oder Drehmomentinformationen der rotierenden elektrischen Maschine und/oder Leistungsversorgungsspannungsinformationen des Wechselrichters aufweisen, einer Phasenspeichereinheit (30), die darin die Phasenrückkopplungsverstärkung speichert, die mit den Betriebspunktinformationen verknüpft ist und die erste Bedingung und die zweite Bedingung erfüllt, und einer Amplitudenspeichereinheit (30), die darin die Amplitudenrückkopplungsverstärkung speichert, die mit den Betriebspunktinformationen verknüpft ist und die dritte Bedingung und die vierte Bedingung erfüllt, wobei: die Phasenverstärkungseinheit die Phasenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen und der gespeicherten Informationen der Speichereinheit einstellt, und die Amplitudenverstärkungseinheit die Amplitudenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen und der gespeicherten Informationen der Speichereinheit einstellt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin mit: einer Informationsbeschaffungseinheit (30), die Betriebspunktinformationen der rotierenden elektrischen Maschine beschafft, die elektrische Winkelfrequenzinformationen der rotierenden elektrischen Maschine und/oder Leistungsversorgungsspannungsinformationen des Wechselrichters aufweisen, einer Phasenspeichereinheit (30), die darin die Phasenrückkopplungsverstärkung speichert, die mit Verhältnisinformationen verknüpft ist, bei denen es sich um Informationen bezüglich eines Verhältnisses der elektrischen Winkelfrequenz zu der Leistungsversorgungsspannung handelt, und die die erste Bedingung und die zweite Bedingung erfüllt, einer Amplitudenspeichereinheit (30), die darin die Amplitudenrückkopplungsverstärkung speichert, die mit den Verhältnisinformationen verknüpft ist und die dritte Bedingung und die vierte Bedingung erfüllt, wobei: die Phasenverstärkungseinheit die Phasenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen und der gespeicherten Informationen der Speichereinheit einstellt, und die Amplitudenverstärkungseinheit die Amplitudenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen und der gespeicherten Informationen der Speichereinheit einstellt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei: die erste Schleifen-Übertragungsfunktion und die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion jeweils ein Totzeitelement eines Steuerungssystems aufweisen, das eine Regelung zur Steuerung des Drehmoments auf das Befehlsdrehmoments durchführt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei: die Regelung der Phasenberechnungseinheit und der Amplitudenberechnungseinheit eine Proportional-Integral-Steuerung ist, die Phasenverstärkungseinstelleinheit eine erste Proportionalverstärkung und eine erste Integralverstärkung als die Phasenrückkopplungsverstärkung derart einstellt, dass die erste Bedingung und die zweite Bedingung erfüllt sind und eine Integralzeit der Integralsteuerung die kürzeste ist, und die Amplitudenverstärkungseinstelleinheit eine zweite Proportionalverstärkung und eine zweite Integralverstärkung als die Amplitudenrückkopplungsverstärkung derart einstellt, dass die dritte Bedingung und die vierte Bedingung erfüllt sind und eine Integralzeit der Integralsteuerung die kürzeste ist.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei: die erste Übertragungsfunktion, die zweite Übertragungsfunktion, die dritte Übertragungsfunktion und die vierte Übertragungsfunktion jeweils Übertragungsfunktionen sind, die durch einen Betriebspunkt der rotierenden elektrischen Maschine vorgeschrieben sind, das Steuerungsgerät weiterhin eine Informationsbeschaffungseinheit (30) aufweist, die Betriebspunktinformationen der rotierenden elektrischen Maschine beschafft, die Phasenverstärkungseinstelleinheit die Phasenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen einstellt, und die Amplitudenverstärkungseinstelleinheit die Amplitudenrückkopplungsverstärkung auf der Grundlage der durch die Informationsbeschaffungseinheit beschafften Betriebspunktinformationen einstellt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei: der Befehlsstrom ein Strom ist, der eine Komponente des Stromvektors in einer nicht-interferierenden Achsenrichtung ist, wobei die nicht-interferierende Achsenrichtung eine Koordinatenachse in einer Richtung, in der eine Änderung in einem Stromvektor eines zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Stroms null ist, wenn die Spannungsphase sich geringfügig ändert, in einem rotierenden Koordinatensystem der rotierenden elektrischen Maschine ist.
Steuerungsverfahren für eine rotierende elektrische Maschine, die elektrisch mit einem Wechselrichter verbunden ist, wobei das Steuerungsverfahren aufweist: Berechnen, durch ein in der rotierenden elektrischen Maschine vorgesehenes Steuerungsgerät, einer Spannungsphase, die eine Phase eines Spanungsvektors einer an die rotierende elektrische Maschine angelegten Spannung ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine auf ein Solldrehmoment, Berechnen, durch das Steuerungsgerät, einer Spannungsamplitude, die ein Betrag des Spannungsvektors ist, als eine Stellgröße zur Durchführung einer Regelung zum Steuern eines zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Stroms auf einen Befehlsstrom entsprechend dem Befehlsdrehmoment, Steuern, durch das Steuerungsgerät, des Drehmoments auf das Befehlsdrehmoment durch Betreiben des Wechselrichters auf der Grundlage der Spannungsphase und der Spannungsamplitude, Einstellen, durch das Steuerungsgerät, einer Phasenrückkopplungsverstärkung derart, dass eine erste Bedingung und eine zweite Bedingung erfüllt werden, wobei die erste Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken einer ersten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet sind, wobei die zweite Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken der ersten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer ersten Übertragungsfunktion und einer zweiten Übertragungsfunktion ist, wobei die erste Schleifen-Übertragungsfunktion eine Schleifen-Übertragungsfunktion ist, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Drehmoment erhalten wird, wobei die Schleifen-Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion zur Regelung der Phasenberechnungseinheit und eine phasenseitige Übertragungsfunktion aufweist, wobei die phasenseitige Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase und ein Ausgang das Drehmoment ist, wobei die Übertragungsfunktion die erste Übertragungsfunktion und die zweite Übertragungsfunktion aufweist, wobei die erste Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang das Drehmoment ist, die zweite Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang das Drehmoment ist, und Einstellen, durch das Steuerungsgerät, einer Amplitudenrückkopplungsverstärkung derart, dass eine dritte Bedingung und eine vierte Bedingung erfüllt werden, wobei die dritte Bedingung ist, dass ein Verstärkungsspielraum und ein Phasenspielraum in Frequenzcharakteristiken der zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion gewährleistet werden, wobei die vierte Bedingung ist, dass eine Verstärkungsschnittpunktwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer zweiten Schleifen-Übertragungsfunktion niedriger als eine jeweilige Resonanzwinkelfrequenz in Frequenzcharakteristiken einer dritten Übertragungsfunktion und einer vierten Übertragungsfunktion ist, wobei die zweite Schleifen-Übertragungsfunktion eine Schleifen-Übertragungsfunktion ist, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom oder ein Wert ist, der durch Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem Befehlsstrom erhalten wird, wobei die Schleifen-Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion zur Reglung der Amplitudenberechnungseinheit und eine amplitudenseitige Übertragungsfunktion aufweist, wobei die amplitudenseitige Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Phasenamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist, wobei die Übertragungsfunktion die dritte Übertragungsfunktion und die vierte Übertragungsfunktion aufweist, wobei die dritte Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsphase ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist, wobei die vierte Übertragungsfunktion eine Übertragungsfunktion ist, die Frequenzcharakteristiken der rotierenden elektrischen Maschine ausdrückt, von der ein Eingang die Spannungsamplitude ist und ein Ausgang der Befehlsstrom ist.