DE112015006096B4 - Dc/dc-umsetzer - Google Patents

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Abstract

DC/DC-Umsetzer, der eine Energieübertragung zwischen einer ersten DC-Energieversorgung (1) und einer zweiten DC-Energieversorgung (2) durchführt, wobei der DC/DC-Umsetzer Folgendes aufweist:
- einen Transformator (3);
- eine erste Umsetzereinheit (5), die aus einer Vollbrückenschaltung mit zwei Brückenschaltungen gebildet ist, wobei jede der Brückenschaltungen eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweist, zu denen Dioden (12) jeweils antiparallel geschaltet sind, wobei die erste Umsetzereinheit (5) zwischen die erste DC-Energieversorgung (1) und eine erste Wicklung (3a) des Transformators (3) geschaltet ist;
- eine zweite Umsetzereinheit (8), die aus einer Vollbrückenschaltung mit zwei Brückenschaltungen gebildet ist, die jeweils eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweisen, zu denen jeweils Dioden (12) antiparallel geschaltet sind, wobei die zweite Umsetzereinheit (8) zwischen die zweite DC-Energieversorgung (2) und eine zweite Wicklung (3b) des Transformators (3) geschaltet ist;
- eine zweite Drosselspule (10), die mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung der zweiten Umsetzereinheit (8) verbunden ist; und
- eine Steuerungsschaltung (20), die ein Ausgangstastverhältnis berechnet, und zwar auf der Basis von einem Strom-Differenzwert (30a) zwischen einem Strom-Detektierwert (i) und einem Strom-Befehlswert (i*) des Stroms, der der zweiten DC-Energieversorgung (2) zugeführt wird, oder von dieser ausgegeben wird, wobei die Steuerungsschaltung (20) eine Treibersteuerung der Halbleiter-Schaltelemente in der ersten Umsetzereinheit (5) und der zweiten Umsetzereinheit (8) durchführt, wobei die Steuerungsschaltung (20) eine erste Schaltung (31) und eine zweite Schaltung (35, 41, 41a) aufweist, wobei die erste Schaltung (31) derart eine Rückkopplungssteuerung durchführt, dass der Strom-Differenzwert (30a) reduziert wird, und wobei die zweite Schaltung (35, 41, 41a) ein Signal von einem Steuerungseingangssignal und einem Steuerungsausgangssignal der ersten Schaltung (31) korrigiert, und zwar auf der Basis von dem Strom-Detektierwert (i) und dem Strom-Befehlswert (i*), und
wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der ersten Energieübertragung von der ersten DC-Energieversorgung (1) zu der zweiten DC-Energieversorgung (2) unter Verwendung, und zwar als ein erstes Referenzelement (Q4A), von einem der Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und einer negativen Seite einer ersten Brückenschaltung, die einer der Brückenschaltungen in der ersten Umsetzereinheit (5) ist, und unter Verwendung, und zwar als ein zweites Referenzelement (Q1A), von einem der Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und einer negativen Seite einer zweiten Brückenschaltung, die einer der Brückenschaltungen der zweiten Umsetzereinheit (8) ist, alle Halbleiter-Schaltelemente der zweiten Brückenschaltung unter den vier Brückenschaltungen in der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) ausschaltet, und mit dem gleichen Einschaltzeitverhältnis die Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und die Halbleiter-Schaltelemente auf einer negativen Seite in den anderen drei Brückenschaltungen ansteuert,
wobei die Steuerungsschaltung (20) einen ersten Phasenverschiebungswert (θ1) und einen zweiten Phasenverschiebungswert (θ2) steuert, wobei der erste Phasenverschiebungswert (θ1) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das erste Referenzelement (Q4A) und einem Treibersignal für das Halbleiter-Schaltelement als ein erstes Diagonalelement (Q3B) ist, das diagonal zu dem ersten Referenzelement (Q4A) ist, und wobei der zweite Phasenverschiebungswert (θ2) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das erste Referenzelement (Q4A) und einem Treibersignal für das Halbleiter-Schaltelement als ein zweites Diagonalelement (Q2B) ist, das diagonal zu dem zweiten Referenzelement (Q1A) ist, und
wobei die zweite Schaltung (35, 41 41a) den ersten und zweiten Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) mittels Korrektur anpasst, um zu verursachen, dass der Strom-Detektierwert (i) dem Strom-Befehlswert (i*) folgt, wobei der DC/DC Umsetzer ferner eine erste Drosselspule (9) aufweist, die mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung der ersten Umsetzereinheit (5) verbunden ist,
wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der zweiten Energieübertragung von der zweiten DC-Energieversorgung (2) zu der ersten DC-Energieversorgung (1) alle Halbleiter-Schaltelemente der ersten Brückenschaltung unter den vier Brückenschaltungen in der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) ausschaltet, und mit dem gleichen Einschaltzeitverhältnis die Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und die Halbleiter-Schaltelemente auf einer negativen Seite in den anderen drei Brückenschaltungen ansteuert,
wobei die Steuerungsschaltung (20) einen dritten Phasenverschiebungswert (θ3) und einen vierten Phasenverschiebungswert (θ4) steuert, wobei der dritte Phasenverschiebungswert (θ3) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das zweite Referenzelement (Q1A) und einem Treibersignal für das zweite Diagonalelement (Q2B) ist, und wobei der vierte Phasenverschiebungswert (θ4) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das zweite Referenzelement (Q1A) und einem Treibersignal für das erste Diagonalelement (Q3B) ist, und
wobei die zweite Schaltung (35, 41, 41a) den dritten und vierten Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) mittels Korrektur anpasst, um zu bewirken, dass der Strom-Detektierwert (i) dem Strom-Befehlswert (i*) folgt, und
wobei die zweite Schaltung (41) unter Verwendung eines Modells (38), das Betriebsziele der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) darstellt, bei dem sich der Strom monoton mit Bezug auf ein Tastverhältnis erhöht, einen geschätzten Stromwert (ia) berechnet, der ein geschätzter Wert des Stroms ist, und zwar auf der Basis von dem Strom-Befehlswert (i*), und wobei die zweite Schaltung (41) eine Korrektur durchführt, und zwar unter Verwendung einer geschätzten Abweichung (39a), die eine Differenz zwischen dem geschätzten Stromwert (ia) und dem Strom-Detektierwert ist (i), und
wobei die zweite Schaltung (41) die geschätzte Abweichung (39a) zu dem Strom-Differenzwert (30a) addiert, der das Steuereingangssignal der ersten Schaltung (31) ist, um den Strom-Differenzwert zu korrigieren, so dass der erste bis vierte Phasenverschiebungswert (θ1, θ2, θ3, θ4) angepasst werden.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC/DC-Umsetzer mit einer Primärseite und einer Sekundärseite, die voneinander mittels eines Transformators getrennt sind. Sie betrifft insbesondere einen DC/DC-Umsetzer, der eine Energieübertragung zwischen zwei DC-Energieversorgungen durchführt.
  • STAND DER TECHNIK
  • Ein herkömmlicher bidirektionaler DC/DC-Umsetzer führt bidirektionale Energieübertragung zwischen einer ersten DC-Energieversorgung und einer zweiten DC-Energieversorgung aus. Der herkömmliche bidirektionale DC/DC-Umsetzer weist Folgendes auf: einen Transformator; eine erste Umsetzereinheit, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweist, die zwischen der ersten DC-Energieversorgung und einer ersten Wicklung des Transformators angeschlossen ist und eine Energieumsetzung zwischen DC und AC durchführt; eine zweite Umsetzereinheit, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweist, die zwischen der zweiten DC-Energieversorgung und einer zweiten Wicklung des Transformators angeschlossen ist und eine Energieumsetzung zwischen DC und AC durchführt; und eine Steuerungsschaltung, die die Halbleiter-Schaltelemente in der ersten und zweiten Umsetzereinheit ansteuert.
  • Die erste und zweite Umsetzereinheit weisen Kondensatoren auf, die parallel zu den jeweiligen Halbleiter-Schaltelementen geschaltet sind. Ferner weisen sie erste und zweite Drosselspulen auf, die mit AC-Eingangs-/Ausgangsleitungen verbunden sind. Bei der Energieübertragung von der ersten DC-Energieversorgung zu der zweiten DC-Energieversorgung führt die Steuerungsschaltung derart eine Ansteuerung durch, dass die Halbleiter-Schaltelemente in der ersten Umsetzereinheit ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführen, und zwar unter Verwendung der ersten Drosselspule.
  • Wenn die Spannung der zweiten DC-Energieversorgung höher ist als die Spannung, die an der zweiten Wicklung des Transformators erzeugt wird, führt die Steuerungsschaltung derart eine Ansteuerung durch, dass die zweite Umsetzereinheit einen Aufwärtswandlungs-Vorgang durchführt, und zwar unter Verwendung der zweiten Drosselspule. Bei der Energieübertragung von der zweiten DC-Energieversorgung zu der ersten DC-Energieversorgung führt die Steuerungsschaltung derart eine Ansteuerung durch, dass die Halbleiter-Schaltelemente in der zweiten Umsetzereinheit ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführen, und zwar unter Verwendung der zweiten Drosselspule.
  • Wenn die Spannung der ersten DC-Energieversorgung höher ist als die Spannung, die an der ersten Wicklung des Transformators erzeugt wird, führt die Steuerungsschaltung derart eine Ansteuerung durch, dass die erste Umsetzereinheit einen Aufwärtswandlungs-Vorgang durchführt, und zwar unter Verwendung der ersten Drosselspule (siehe beispielsweise Patentdokument 1).
  • Die Druckschrift WO 2015/ 004 825 A1 (Patentdokument 2) offenbart einen ersten Schaltkreis, welcher zwischen einer ersten Wicklung eines Transformators und einer DC-Energieversorgung angeschlossen ist. Ein zweiter Schaltkreis ist zwischen einer zweiten Wicklung des Transformators und einer Batterie angeschlossen. Wenn die Batterie geladen wird, schaltet eine Steuerungsschaltung ein Element in einer zweiten Brückenschaltung im zweiten Schaltkreis aus, und sie steuert einen Phasenverschiebungswert eines ersten Diagonalelements und einen Phasenverschiebungswert eines zweiten Diagonalelements in der zweiten Brückenschaltung relativ zu einer Treiberphase eines ersten Referenzelements in einer ersten Brückenschaltung im ersten Schaltkreis. Wenn die Batterie entladen wird, schaltet eine Steuerungsschaltung ein Element in der ersten Brückenschaltung aus, und sie steuert einen Phasenverschiebungswert des zweiten Diagonalelements und einen Phasenverschiebungswert des ersten Diagonalelements relativ zu einer Treiberphase eines zweiten Referenzelements in der zweiten Brückenschaltung.
  • Die Druckschrift DE 10 2005 022 764 A1 (Patentdokument 3) offenbart eine Steuereinschaltdauer, die die Ausgabe eines Steuerungsgegenstands mit einer Ausgabe eines Referenzmodells asymptotisch konsistent macht. Die Ausgabe des Steuerungsgegenstands simuliert eine dynamische Charakteristik einer variablen Ventilzeitgebungssteuervorrichtung, und die Ausgabe des Referenzmodells simuliert eine ideale Eingabe-Ausgabecharakteristik der variablen Ventilzeitgebung. Die Steuereinschaltdauer macht eine Differenz zwischen der Ausgabe des Referenzmodells und einer tatsächlichen Ventilzeitgebung klein genug. Ein Parameter eines Steuergeräts wird fortlaufend korrigiert, um die Differenz mittels eines Parameterkorrekturmechanismus klein zu machen, wenn die dynamische Charakteristik der variablen Ventilzeitgebungssteuervorrichtung in Folge einer Variation einer Betriebsumgebung davon variiert wird, so dass die Differenz groß wird.
  • LITERATURVERZEICHNIS
  • PATENTDOKUMENTE
    • Patentdokument 1: Internationale Anmeldungsveröffentlichung WO 2013 / 121 665 A1.
    • Patentdokument 2: WO 2015/ 004 825 A1
    • Patentdokument 3: DE 10 2005 022 764 A1
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • MIT DER ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
  • Der in Patentdokument 1 gezeigte bidirektionale DC/DC-Umsetzer weist eine einfache Schaltungskonfiguration auf, die bezogen auf den Transformator symmetrisch ist. Zudem ermöglicht sie ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang unabhängig von der Energie-Übertragungsrichtung und erreicht eine bidirektionale Energieübertragung mittels einer einfachen Steuerung. Allerdings kann während der Energieübertragung ein Rückfluss auftreten, und zwar weil die Polarität des Transformatorstroms invertiert wird. Folglich erhöht sich die Blindleistung, die nicht zu der Energieübertragung beiträgt.
  • Außerdem kann aufgrund der Kurzschluss-Verhinderungszeit und dergleichen eine Ansprechverzögerung auftreten, und das Ansprechverhalten der Übertragungsenergie auf einen Befehlswert kann sich extrem verschlechtern. Daher ist es schwierig, die Übertragungsenergie als Reaktion auf eine Änderung der Energieübertragungsrichtung oder auf steile Lastschwankungen schnell zu ändern, um dem Befehlswert zu folgen.
  • Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um die obigen Probleme zu lösen. Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC/DC-Umsetzer anzugeben, der mit einer einfachen Schaltungskonfiguration eine Energieübertragung ermöglicht, bei der ein Rückfluss des Transformatorstroms über einen weiten Spannungsbereich verhindert wird, so das Verluste reduziert werden können. Außerdem ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Ausgangssteuerung anzugeben, die ein derartig schnelles Ansprechverhalten und eine hohe Zuverlässigkeit aufweist, dass die Übertragungsenergie selbst als Reaktion auf steile Lastschwankungen und selbst bei Änderungen der Energieübertragungsrichtung schnell geändert werden kann.
  • LÖSUNG DER PROBLEME
  • Die vorliegende Erfindung löst die Aufgabe mit einem DC/DC Umsetzer gemäß dem unabhängigen Anspruch 1. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 7 angegeben.
  • WIRKUNG DER ERFINDUNG
  • Der DC/DC-Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglicht mit einer einfachen Schaltungskonfiguration eine Energieübertragung, bei der ein Rückfluss eines Transformatorstroms über einen weiten Spannungsbereich verhindert wird, so dass eine Verlustreduzierung erzielt wird. Außerdem ermöglicht der DC/DC-Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung eine Ausgangssteuerung, die ein schnelles Ansprechverhalten und eine hohe Zuverlässigkeit aufweist, so dass die Übertragungsenergie schnell geändert werden kann, und zwar selbst als Reaktion auf steile Lastschwankungen und selbst dann, wenn die Energie-Übertragungsrichtung geändert wird.
  • Figurenliste
  • In den Zeichnungen zeigen:
    • 1 ein Schaltungskonfigurationsdiagramm einer Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 2 ein Steuerungs-Blockdiagramm, wenn die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung einen Ladevorgang durchführt, und zwar gemäß der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 3 ein Treibersignal-Wellenformdiagramm der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 4 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 5 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 6 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 7 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 8 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 9 ein Diagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 10 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 11 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 12 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 13 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 14 ein Treibersignal-Wellenformdiagramm der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 15 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 16 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 17 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 18 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 19 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 20 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 21 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 22 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 23 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 24 ein Stromverlaufsdiagramm zum Erläutern des Ladevorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 25 ein Steuerungs-Blockdiagramm, wenn die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung ein Entladen durchführt, und zwar gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 26 ein Treibersignal-Wellenform-Diagramm der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 27 ein Treibersignal-Wellenform-Diagramm der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 28 ein Wellenform-Diagramm zum Erläutern des Steuerungsvorgangs der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 29 ein Wellenform-Diagramm zum Erläutern des Ladestroms in der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 30 eine vergrößerte Teilansicht aus 29;
    • 31 eine vergrößerte Teilansicht aus 29;
    • 32 ein Steuerungs-Blockdiagramm der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 33 ein Ablaufdiagramm, das die Korrektursteuerung in der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 34 ein Steuerungs-Blockdiagramm einer Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;
    • 35 ein Steuerungs-Blockdiagramm einer Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung;
    • 36 ein Steuerungs-Blockdiagramm einer Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung gemäß einem anderen Beispiel der Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung;
    • 37 ein Schaltungskonfigurations-Diagramm einer Batterieladevorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung; und
    • 38 ein Schaltungskonfigurations-Diagramm einer Batterieladevorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Ausführungsform 1
  • Im Folgenden wird Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung näher beschrieben.
  • 1 ist ein Diagramm, das die Schaltungskonfiguration einer Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 als einen DC/DC-Umsetzer gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 1 gezeigt, führt die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine bidirektionale Energieumsetzung zwischen einer DC-Energieversorgung 1 als eine erste DC-Energieversorgung und einer Batterie 2 als eine zweite DC-Energieversorgung durch, um die Batterie 2 zu laden bzw. zu entladen.
  • Die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 weist Folgendes auf: einen Hochfrequenztransformator 3 (im Folgenden einfach als Transformator 3 bezeichnet) als Trenntransformator; einen ersten Glättungskondensator 4, der parallel zu der DC-Energieversorgung 1 geschaltet ist; einen ersten Schaltkreis 5 als eine erste Umsetzereinheit; einen zweiten Glättungskondensator 7, der parallel zu der Batterie 2 geschaltet ist; einen zweiten Schaltkreis 8 als zweite Umsetzereinheit; und eine erste Drosselspule 9 und eine zweite Drosselspule 10, die mit jeweiligen AC-Eingangs-/Ausgangsleitungen des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 verbunden sind. Ferner weist die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung eine Steuerungsschaltung 20 zum Ansteuern des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 auf.
  • Der erste Schaltkreis 5 ist eine Vollbrückenschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen Q4A, Q4B, Q3A und Q3B (im Folgenden einfach als Q4A, Q4B, Q3A und Q3B oder als Halbleiter-Schaltelemente Q bezeichnet), wie beispielsweise als IGBT oder MOSFET, aufweist, zu denen Dioden 12 jeweils antiparallel geschaltet sind. Ferner weist der erste Schaltkreis 5 eine DC-Seite auf, die mit dem ersten Glättungskondensator 4 verbunden ist, und eine AC-Seite auf, die mit einer ersten Wicklung 3a des Transformators 3 verbunden ist, um eine bidirektionale Energieumsetzung zwischen DC und AC durchzuführen.
  • Außerdem ist der Schaltkreis 5 ein Schaltkreis zum Schalten im Spannungs-Nulldurchgang, welcher es ermöglicht, dass die Spannung zwischen den beiden Enden eines jeden Halbleiter-Schaltelementes Q zum Zeitpunkt von dessen Umschalten nahezu eine Null-Spannung ist, und ein Kondensator 13 ist parallel zu jedem Halbleiter-Schaltelement Q geschaltet. Die erste Drosselspule 9 ist mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung zwischen den Halbleiter-Schaltelementen Q und dem Transformator 3 geschaltet, und die erste Drosselspule 9 und die erste Wicklung 3a sind in Reihe geschaltet.
  • Der zweite Schaltkreis 8 ist eine Vollbrückenschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen Q2A, Q2B, Q1A und Q1B (nachfolgend einfach als Q2A, Q2B, Q1A und Q1B oder als Halbleiter-Schaltelemente Q bezeichnet), wie beispielsweise als IGBT oder MOSFET aufweist, zu denen Dioden 12 jeweils antiparallel geschaltet sind. Ferner weist der zweite Schaltkreis 8 eine DC-Seite auf, die mit dem zweiten Glättungskondensator 7 verbunden ist, und eine AC-Seite auf, die mit einer zweiten Wicklung des Transformators 3 verbunden ist, um eine bidirektionale Energieumsetzung zwischen DC und AC durchzuführen.
  • Außerdem ist der zweite Schaltkreis 8 ein Schaltkreis zum Schalten im Spannungs-Nulldurchgang, der es ermöglicht, dass die Spannung zwischen den beiden Enden eines jeden Halbleiter-Schaltelementes Q zum Zeitpunkt von dessen Umschalten nahezu eine Null-Spannung ist, und ein Kondensator 13 ist parallel zu jedem Halbleiter-Schaltelement Q geschaltet. Die zweite Drosselspule 10 ist mit der AC-Eingangs-/Ausgangsleitung zwischen den Halbleiter-Schaltelementen Q und den Transformator 3 geschaltet, und die zweite Drosselspule 10 und die zweite Wicklung 3b sind in Reihe geschaltet. Ferner ist eine Drosselspule 11 mit der DC-Seite des zweiten Schaltkreises 8 verbunden.
  • Zwischen dem zweiten Glättungskondensator 7 und der Batterie 2 ist ein (nicht dargestellter) Stromsensor angeordnet, um den Strom zu detektieren, der durch die Drosselspule 11 fließt, und zwar als den Ladestrom i der Batterie 2 (die Pfeilrichtung gibt die positive Richtung an), und dessen gemessenes Ausgangssignal wird der Steuerungsschaltung 20 zugeführt. Ein (nicht dargestellter) Spannungssensor ist angeordnet, um die Spannung v des ersten Glättungskondensators 4 zu detektieren, und dessen gemessenes Ausgangssignal wird der Steuerungsschaltung 20 zugeführt.
  • Die Steuerungsschaltung 20 erzeugt Treibersignale 21a, 21b zum Durchführen einer Schaltsteuerung der Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8, und zwar auf der Basis von den zugeführten Werten des Stroms i und der Spannung v, so dass sie eine Treibersteuerung des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 durchführt.
  • Der Stromsensor zum Detektieren des Ladestroms i der Batterie 2 kann, bezogen auf den zweiten Glättungskondensator 7, auf der Seite des zweiten Schaltkreises 8 angeordnet sein.
  • Im Folgenden wird der Betrieb der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 beschrieben.
  • Eine Energieübertragung mittels einer Ladesteuerung wird als eine erste Energieübertragung bezeichnet, und eine Energieübertragung mittels Entladesteuerung wird als zweite Energieübertragung bezeichnet.
  • 2 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm für den Fall, dass Energie von der DC-Energieversorgung 1 zu der Batterie 2 übertragen wird, d.h. für den Fall, dass die Batterie 2 geladen wird. Der Ladestrom i, der der Ausgangsstrom der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 ist, wird detektiert und der Steuerungsschaltung 20 zugeführt. Zur Vereinfachung wird der Strom-Detektierwert des Ladestroms i einfach als Ladestrom i bezeichnet. Wie in 2 gezeigt, subtrahiert in der Steuerungsschaltung 20 ein Subtrahierer 30 den zugeführten Ladestrom i von einem Ladestrom-Befehlswert i*, um eine Strom-Differenzwert 30a zu berechnen.
  • Ferner führt eine PI-Steuerung 31 als eine erste Schaltung derart eine Rückkopplungssteuerung durch, dass der Strom-Differenzwert 30a sich 0 annähert, um ein Ausgangs-Tastverhältnis D (im Folgenden einfach als Tastverhältnis D bezeichnet) für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 zu bestimmen und die Treibersignale 21a, 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q zu erzeugen.
  • Die Spannung des ersten Glättungskondensators 4, der parallel zu der DC-Energieversorgung 1 geschaltet ist, ist die gleiche DC- Spannung wie die Spannung der DC-Energieversorgung 1.
  • 3 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 für den Fall des Ladens der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Aufwärtswandlung zeigt. In diesem Fall sind diese mit den Zeiträume A+ bis J+ gezeigt, die der jeweiligen Vielzahl von Gate-Mustern zugeordnet sind, die Kombinationsmuster der Treibersignale sind. In 3 sind der Einfachheit halber die Treibersignale für Q4A, Q4B, Q3A, Q3B, Q2A, Q2B, Q1A und Q1D mit den Bezugszeichen der jeweiligen Elemente versehen.
  • In diesem Fall werde alle Treibersignale unter Verwendung, und zwar als Referenz, einer ersten Brückenschaltung (Q4A, Q4B) erzeugt, die eine der Brückenschaltungen in dem ersten Schaltkreis 5 ist. Q1A und Q1b einer zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B), die eine der Brückenschaltungen in dem zweiten Schaltkreis 8 ist, werden im ausgeschalteten Zustand gehalten.
  • Bei den drei Brückenschaltungen, die von der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) verschieden sind, werden Q4A, Q3A, Q2A auf der positiven Seite (Hochspannungsseite) und Q4B, Q3B, Q2B auf der negativen Seite (Niederspannungsseite), die die Brückenschaltungen ausbilden, mit einem Einschaltzeitverhältnis von 50 % exklusive einer Kurzschluss-Verhinderungszeit td angesteuert. Die Kurzschluss-Verhinderungszeit td wird vorgegeben, um zu verhindern, dass die Halbleiter-Schaltelemente auf der positiven Seite und die Halbleiter-Schaltelemente auf der negativen Seite gleichzeitig eingeschaltet werden.
  • Wenn die vorgegebene Kurzschluss-Verhinderungszeit td abgelaufen ist, und zwar seit eines der Halbleiterelemente ausgeschaltet worden ist, wird das andere Halbleiter-Schaltelement eingeschaltet. Um zu veranlassen, dass die Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5 auf der Energieübertragungsseite ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführen, wird in diesem Fall die Vorgabe so vorgenommen, dass während der Kurzschluss-Verhinderungszeit td die Spannung des Kondensators 13, der parallel zu jedem Halbleiter-Schaltelemente Q geschaltet ist, sich auf die Spannung des ersten Glättungskondensators 4 erhöht oder sich auf eine Spannung nahe der Null-Spannung verringert.
  • Q4A in der ersten Brückenschaltung (Q4A, Q4B) wird als ein erstes Referenzelement vorgegeben, Q1A in der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) wird als ein zweites Referenzelement vorgegeben. Das Element Q3B, das diagonal zu dem ersten Referenzelement Q4A ist, wird als ein erstes Diagonalelement vorgegeben, und das Element Q2B, das diagonal zu dem zweiten Referenzelement Q1A ist, wird als ein zweites Diagonalelement vorgegeben.
  • Ein Phasenverschiebungswert θ1 (erster Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A und ein Phasenverschiebungswert Θ2 (zweiter Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A werden gemäß dem Tastverhältnis D bestimmt, der ein Steuerbefehl ist.
  • Das bedeutet, dass die Phasenverschiebungswerte θ1, θ2 in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis D gesteuert werden. Obwohl die Details der Steuerung der Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 nachfolgend beschrieben werden, wird in diesem Fall der Phasenverschiebungswert θ1 auf dem Minimum gehalten, und der Phasenverschiebungswert θ2 wird gemäß dem Tastverhältnis verändert.
  • Wie in 3 gezeigt, wird der Zeitraum, währenddessen das erste Referenzelement Q4A und das erste Diagonalelement Q3B beide eingeschaltet sind, als eine Diagonal-Einschaltzeit t1 definiert, und die Diagonal-Einschaltzeit t1 wird durch den Phasenverschiebungswert θ1 bestimmt. Eine Diagonal-Einschaltzeit t1a, während der Q4B und Q3A beide eingeschaltet sind, ist ferner gleich der Diagonal-Einschaltzeit t1.
  • Für die zweite Brückenschaltung (Q1A, Q1B) werden Treibersignale, die gleich der Treibersignale für die erste Brückenschaltung (Q4A, Q4B) sind, als virtuelle Treibersignale angenommen, und der Zeitraum, währenddessen der virtuelle Einschaltzeitraum von Q1A, der auf dem virtuellen Treibersignal für das zweite Referenzelement Q1A basiert, den Einschaltzeitraum des zweiten Diagonalelements Q2B überlappt, wird als eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 definiert.
  • Die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 wird mit dem Phasenverschiebungswert θ2 des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals des ersten Referenzelements Q4A bestimmt. Eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2a, während der der virtuelle Einschaltzeitraum Q1B, der auf dem virtuellen Treibersignal für Q1B basiert, den Einschaltzeitraum von Q2A überlappt, wird ebenfalls gleich der virtuellen Diagonal-Einschaltzeit t2.
  • 4 bis 13 zeigen Stromverläufe gemäß den jeweiligen Gate-Mustern, die in 3 gezeigt sind. 4 bis 13 entsprechen jeweils den Zeiträumen B+ bis J+ und dem Zeitraum A+ in 3, und zwar in dieser Reihenfolge.
  • Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 3 und 4 bis 13 der Betrieb der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 in einem Zyklus beschrieben. Dabei ist die Spannung der Batterie 2 höher als die Spannung, die an der zweiten Wicklung 3b erzeugt wird, und es wird Energie von der DC-Energieversorgung 1 an die Batterie 2 übertragen.
  • Der Einfachheit halber beginnt die Beschreibung mit dem Zeitraum B+.
  • Während des Zeitraums B+ sind Q4A und Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der DC-Energieversorgungsseite 1 aus über Q4A und Q3B übertragen. Die Polarität des Stroms ist invertiert zu dem in dem später beschriebenen Zeitraum J+ und Zeitraum A+. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2 eingeschaltet, so dass über die Diode von Q1A und Q2A Strom zirkuliert. Daher ist der Zeitraum B+ ein Zeitraum, währenddessen die erste Drosselspule 9 und die zweite Drosselspule 10 erregt werden (4).
  • Während des Zeitraums C+ sind Q4A und Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus übertragen. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2A ausgeschaltet, Strom fließt von der Diode von Q1A über die Diode von Q2B, und Energie wird zu der Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum C+ ein Zeitraum, währenddessen die Anregungsenergie der ersten Drosselspule 9 und der zweiten Drosselspule 10 auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (5).
  • Während des Zeitraums D+ sind Q4A und Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus übertragen. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2B eingeschaltet, Strom fließt von der Diode von Q1A aus über Q2B oder die Diode Q2B, und Energie wird auf die Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum D+ ein Zeitraum, währenddessen die Anregungsenergie der ersten Drosselspule 9 und der zweiten Drosselspule 10 auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (6).
  • Während des Zeitraums E+ wird Q4A in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, und Strom zirkuliert über die Dioden von Q4B und Q3B. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Diode von Q1A sowie Q2B oder die Diode von Q2B eingeschaltet, so dass der Umlaufstrom in Folge der Spannung der Batterie 2 graduell abnimmt. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, so wird die Diode von Q1A ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum E+ ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (7).
  • Während des Zeitraum F+ wird Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet, und Q4B wird eingeschaltet. Da Q4B aus einem Zustand mit leitender Diode heraus eingeschaltet wird, wird ein ZVS (zero voltage switching = Schalten im Spannungs-Nulldurchgang) erreicht. Falls in dem Zeitraum E+ der Umlaufstrom größer als 0 [A], d.h. falls Strom verbleibt, wird der Strom zu der Seite der DC-Energieversorgung 1 hin regeneriert, und zwar über Q4B oder über die Diode Q4B sowie über die Diode von Q3A. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Dioden von Q1A sowie Q2B oder die Dioden von Q2B eingeschaltet, so dass der Umlaufstrom graduell abnimmt, und zwar weil Folgendes gilt: Spannung der DC-Energieversorgung 1 - Spannung der Batterie 2. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1A ausgeschaltet und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum F ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (8).
  • Während des Zeitraums G+ wird Q3A in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass Q3A und Q4B eingeschaltet sind und die zwei Diagonalelemente folglich leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus über Q3A und Q4B übertragen. Zu diesem Zeitpunkt ist die Polarität des Stroms gegenüber derjenigen im Zeitraum F+ invertiert. In dem zweiten Schaltkreis 8 ist Q2B eingeschaltet und daher zirkuliert Strom über die Diode von Q1B und Q2B. Daher ist der Zeitraum G+ ein Zeitraum, währenddessen die erste Drosselspule 9 und die zweite Drosselspule 10 erregt werden (9).
  • Während des Zeitraums H+ sind Q3A und Q4B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus über Q3A und Q4B übertragen. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2B ausgeschaltet, Strom fließt über die Diode von Q2A und die Diode von Q1B, und Energie wird auf die Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum H+ ein Zeitraum, währenddessen die Anregungsenergie der ersten Drosselspule 9 und der zweiten Drosselspule 10 auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (10).
  • Während des Zeitraums I+ sind Q3A und Q4B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus übertragen. Im zweiten Schaltkreis 8 wird Q2A eingeschaltet, Strom fließt über Q2A oder die Diode von Q2A und die Diode von Q1B, und Energie wird auf die Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum I+ ein Zeitraum, währenddessen die Anregungsenergie der ersten Drosselspule 9 und der zweiten Drosselspule 10 auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (11).
  • Während des Zeitraums J+ wird Q4B in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet, und Strom zirkuliert über die Diode von Q4A und über Q3A. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind Q2A oder die Diode von Q2A sowie die Diode Q1B eingeschaltet, so dass der Umlaufstrom in Folge der Spannung der Batterie 2 graduell abnimmt. Wenn der Umlaufstrom den Wert 0 [A] annimmt, wird die Diode von Q1B ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum J+ ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (12).
  • Danach wird Q3A während des Zeitraums A+ in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet und Q4A wird eingeschaltet. Da Q4A aus einem Zustand mit leitender Diode heraus eingeschaltet wird, wird ZVS (Schalten im Spannungs-Nulldurchgang) erreicht. Falls in dem Zeitraum J+ der Umlaufstrom größer als 0 [A] ist, d.h. falls Strom verbleibt, wird der Strom zu der Seite der DC-Energieversorgung 1 hin regeneriert, und zwar über Q4A oder die Diode Q4A sowie über die Diode von Q3B.
  • In dem zweiten Schaltkreis 8 sind Q2A oder die Diode von Q2A und die Diode von Q1B eingeschaltet, so dass der Umlaufstrom graduell abnimmt, und zwar da Folgendes gilt: Spannung der DC-Energieversorgung 1 - Spannung der Batterie 2. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode Q1B ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum A+ ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (13).
  • Durch die Wiederholung einer solchen Abfolge von Steuerungen (Zeiträume von A+ bis J+) führt die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine Aufwärtswandlung der Spannung durch, die an der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 erzeugt worden ist, und führt die resultierende Energie der Batterie 2 zu.
  • Wenn die Spannung der DC-Energieversorgung 1 mit VL bezeichnet wird, gibt der erste Schaltkreis 5 einen positiven Impuls der Spannung VL während der Diagonal-Einschaltzeit t1 ab, während der Q4A und Q3B beide eingeschaltet sind, und der erste Schaltkreis 5 gibt einen negativen Impuls der Spannung (-VL) während der Diagonal-Einschaltzeit t1a ab, während der Q4B und Q3A beide eingeschaltet sind, um diese Impulse an die erste Wicklung 3a des Transformators 3 anzulegen. Wenn das Wicklungsverhältnis zwischen der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 zu diesem Zeitpunkt NL : NB beträgt, wird eine Spannung von (±VL)x NB/NL an die zweite Wicklung 3b des Transformators 3 angelegt.
  • In dem zweiten Schaltkreis 8 ist in der Diagonal-Einschaltzeit (t1, t1a), während der Spannung an den Transformator 3 angelegt wird, ein Zeitraum (B+, G+) vorgesehen, währenddessen die zweite Drosselspule 10 erregt wird, d.h. ein Aufwärtswandlungs-Vorgang wird unter Verwendung der zweiten Drosselspule 10 als eine Aufwärtswandlungs-Drosselspule durchgeführt.
  • Alle diese Schaltvorgänge der Halbleiter-Schaltelemente Q in dem ersten Schaltkreis 5 der Primärseite des Transformators 3 sind Schaltvorgänge im Spannungs-Nulldurchgang, die der Wirkung des Kondensators 13 und der ersten Drosselspule 9 zu verdanken sind. Was die Schaltvorgänge im zweiten Schaltkreis 8 auf der Sekundärseite betrifft, sind einige von diesen Schaltvorgängen im Spannungs-Nulldurchgang.
  • Q1A und Q1B der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) werden in dem Ausschaltzustand gehalten. Daher wird in den Zeiträumen E+ und F+, wenn der Umlaufstrom abnimmt, um 0 [A] anzunehmen, die Diode von Q1A ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten, so dass kein Rückstrom fließt. Ferner wird in den Zeiträumen J+ und A+, wenn der Umlaufstrom abnimmt, um 0 [A] anzunehmen, die Diode von Q1B ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten, so dass kein Rückstrom fließt. Daher wird bei der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine Blindleistung unterdrückt, die nicht zu der Energieübertragung beiträgt.
  • 14 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 für den Fall des Ladens der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Abwärtswandlung zeigt. Auch in diesem Fall sind diese mit Zeiträumen A- bis J- gezeigt, die einer entsprechenden Vielzahl von Gate-Mustern zugeordnet sind, die Kombinatsmuster der Treibersignale sind. Der Einfachheit halber sind die Treibersignale für Q4A, Q4B, Q3A, Q3B, Q2A, Q2B, Q1A und Q1B mit den Bezugszeichen der jeweiligen Elemente bezeichnet.
  • Wie für den Fall des in 3 gezeigten Ladevorgangs mit Aufwärtswandlung, werden alle Treibersignale unter Verwendung, und zwar als Referenz, einer ersten Brückenschaltung (Q4A, Q4B) in dem ersten Schaltkreis 5 erzeugt, wobei Q1A und Q1B der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) in dem zweiten Schaltkreis 8 in dem Ausschaltzustand gehalten werden. Bei den drei Brückenschaltungen, die von der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) verschieden sind, werden Q4A, Q3A, Q2A auf der positiven Seite (Hochspannungsseite) und Q4B, Q3B, Q2B auf der negativen Seite (Niederspannungsseite), die die Brückenschaltungen bilden, jeweils mit einem Einschaltzeit-Verhältnis von 50 % exklusive der Kurzschluss-Verhinderungszeit td angesteuert.
  • Ein Phasenverschiebungswert θ1 (erster Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A, und ein Phasenverschiebungswert Θ2 (zweiter Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A werden gemäß dem Tastverhältnis D bestimmt, das ein Steuerbefehl ist. In diesem Fall ist der Phasenverschiebungswert θ1 gleich dem Phasenverschiebungswert Θ2, und beide Phasenverschiebungswerte θ1, θ2 werden gemäß dem Tastverhältnis D geändert.
  • Auch in diesem Fall werden die Diagonal-Einschaltzeiten t1, t1a durch den Phasenverschiebungswert θ1 bestimmt. Falls Treibersignale, die gleich den Treibersignalen für die erste Brückenschaltung (Q4A, Q4B) sind, als virtuelle Treibersignale für die zweite Brückenschaltung (Q1A, Q1B) angenommen werden, so werden die Diagonal-Einschaltzeiten t2, t2a, wie oben beschrieben, mittels des Phasenverschiebungswerts θ2 bestimmt. In diesem Fall sind die Diagonal-Einschaltzeiten 11, t1a gleich den virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2, t2a.
  • 15 bis 24 zeigen Stromverläufe gemäß den jeweiligen in 14 gezeigten Gate-Mustern. 15 bis 24 entsprechen jeweils den Zeiträumen D- bis J- und den Zeiträumen A- bis C- aus 14, und zwar in dieser Reihenfolge.
  • Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 14 und 15 bis 24 der Betrieb der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 in einem Zyklus beschrieben. In diesem Fall ist die Spannung der Batterie 2 niedriger als die Spannung, die an der zweiten Wicklung 3b erzeugt wird, und Energie wird von der DC-Energieversorgung 1 an die Batterie 2 übertragen.
  • Der Einfachheit halber beginnt die Beschreibung mit dem Zeitraum D-.
  • Während des Zeitraums D- wird Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass Q4A und Q3B eingeschaltet sind und folglich die zwei Diagonalelemente leitend sind. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus übertragen. Im zweiten Schaltkreis 8 wird Q2B eingeschaltet, Strom fließt von der Diode von Q1A über Q2B oder die Diode von Q2B, und Energie wird auf die Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum D- ein Zeitraum, währenddessen Energie auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (15).
  • Während des Zeitraums E- wird Q4A in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet, und Strom zirkuliert über die Diode von Q4B und über Q3B. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Diode von Q1A und Q2B oder die Diode von Q2B eingeschaltet, und daher nimmt der Umlaufstrom infolge der Spannung der Batterie 2 graduell ab. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1A ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum E- ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (16).
  • Während der Zeiträume F-, G- wird Q4B in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, und Strom zirkuliert über Q4B oder die Diode von Q4B und über Q3B. Da Q4B aus einen Zustand mit leitender Diode heraus eingeschaltet wird, wird ein ZVS (Schalten im Spannungs-Nulldurchgang) erreicht. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Diode von Q1A, und Q2B oder die Diode Q2B eingeschaltet, und daher nimmt der Umlaufstrom infolge der Spannung der Batterie 2 graduell ab. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1A ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher sind die Zeiträume F- und G- Zeiträume, während derer der Umlaufstrom abnimmt (17, 18).
  • Während des Zeitraums H- wird Q3B in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet. Falls der Umlaufstrom größer als 0 [A] ist, d.h. falls Strom verbleibt, wird der Strom zu der Seite der DC-Energieversorgung 1 hin regeneriert, und zwar über Q4B oder die Diode von Q4B, und über die Diode Q3A. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2B ausgeschaltet. Da die Diode von Q1A und die Diode Q2B jedoch eingeschaltet sind, nimmt der Umlaufstrom graduell ab, und zwar da Folgendes gilt:
    • Spannung der DC-Energieversorgung 1 - Spannung der Batterie 2. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1A ausgeschaltet und der Strom von 0 [A] wird beibehalten. Daher ist der Zeitraum H- ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (19).
  • Während des Zeitraums I- wird Q3A in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, so dass Q3A und Q4B eingeschaltet sind, und folglich sind die zwei Diagonalelemente leitend. Daher wird Energie von der Seite der DC-Energieversorgung 1 aus über Q3A und Q4B übertragen. Zu diesem Zeitpunkt ist die Polarität des Stroms gegenüber derjenigen des Zeitraums H- invertiert. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2A eingeschaltet, Strom fließt über Q2A oder die Diode von Q2A und die Diode von Q1B, und Energie wird auf die Seite der Batterie 2 übertragen. Daher ist der Zeitraum I- ein Zeitraum, währenddessen Energie auf die Seite der Batterie 2 übertragen wird (20).
  • Während des Zeitraums J- wird Q4B in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet, und Strom zirkuliert über die Diode von Q4A und über Q3A. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Diode von Q1B sowie Q2A oder die Diode von Q2A eingeschaltet, und daher nimmt der Umlaufstrom infolge der Spannung der Batterie 2 graduell ab. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1B ausgeschaltet und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum J- ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (21).
    Während der Zeiträume A- und B- wird Q4A in dem ersten Schaltkreis 5 eingeschaltet, und Strom zirkuliert über Q4A oder die Diode von Q4A und über Q3A. Da Q4A aus einem Zustand mit leitender Diode heraus eingeschaltet wird, wird ein ZVS (Schalten im Spannungs-Nulldurchgang) erreicht. In dem zweiten Schaltkreis 8 sind die Diode von Q1B sowie Q2A oder die Diode von Q2A eingeschaltet, und daher nimmt der Umlaufstrom infolge der Spannung der Batterie 2 graduell ab. Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, wird die Diode von Q1B ausgeschaltet, und der Strom von 0 [A] wird aufrechterhalten. Daher ist der Zeitraum J- ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (22, 23).
  • Während des Zeitraums C- wird Q3A in dem ersten Schaltkreis 5 ausgeschaltet. Falls der Umlaufstrom größer als 0 [A] ist, d.h. falls Strom verbleibt, wird der Strom zu der Seite der DC-Energieversorgung 1 hin regeneriert, und zwar über Q4A oder die Diode von Q4A und über die Diode von Q3B. In dem zweiten Schaltkreis 8 wird Q2A ausgeschaltet. Da jedoch die Diode von Q2A und die Diode von Q1B eingeschaltet sind, nimmt der Umlaufstrom graduell ab, und zwar da Folgendes gilt:
    • Spannung von DC-Energieversorgung 1 - Spannung von Batterie 2.
    Wenn der Umlaufstrom 0 [A] wird, dann wird die Diode von Q1B ausgeschaltet, und der Strom bleibt bei 0 [A]. Daher ist der Zeitraum C- ein Zeitraum, währenddessen der Umlaufstrom abnimmt (24).
  • Durch das Wiederholen einer solchen Abfolge von Steuerungen (Zeiträume A- bis J-) führt die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine Abwärtswandlung der Spannung durch, die an der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 erzeugt wird, und führt die sich ergebende Energie der Batterie 2 zu.
  • Alle Schaltvorgänge der Halbleiter-Schaltelemente Q in dem ersten Schaltkreis 5 auf der Primärseite des Transformators 3 sind Schaltvorgänge im Spannungs-Nulldurchgang, die der Wirkung des Kondensators 13 und der ersten Drosselspule 9 zu verdanken sind. Was die Schaltvorgänge in dem zweiten Schaltkreis 8 auf der Sekundärseite betrifft, sind einige von diesen Schaltvorgängen im Spannungs-Nulldurchgang.
  • Q1A und Q1B in der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) werden im Ausschaltzustand gehalten. Daher wird in den Zeiträumen E- bis H-, wenn der Umlaufstrom abnimmt, um 0 [A] anzunehmen, die Diode von Q1A ausgeschaltet und der Strom bleibt 0 [A], so dass kein Rückstrom fließt. Ferner wird in den Zeiträumen J- und A- bis C-, wenn der Zirkulationsstrom abnimmt, um 0 [A] anzunehmen, die Diode von Q1B ausgeschaltet und der Strom bleibt 0 [A], so dass kein Rückstrom fließt.
  • Im Folgenden wird der Fall beschrieben, bei dem die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 Energie von der Batterie 2 aus zur DC-Energieversorgung 1 überträgt.
  • 25 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm für den Fall, dass die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 Energie von der Batterie 2 aus zur DC-Energieversorgung 1 überträgt, d.h. die Batterie 2 entlädt. In diesem Fall führt die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine Ausgabe an die DC-Energieversorgung 1 durch, und die Spannung v des ersten Glättungskondensators 4 wird als Ausgangsspannung detektiert und wird dann der Steuerungsschaltung 20 zugeführt. Wie in 25 gezeigt, subtrahiert ein Subtrahierer 32 die zugeführte Ausgangsspannung v von einem Ausgangsspannungsbefehlswert v*, um die Differenzspannung zu berechnen. Ferner berechnet eine PI-Steuerung 33 einen Ladestrom-Befehlswert i*, so dass die berechnete Differenzspannung sich 0 (Null) annähert.
  • Dann subtrahiert der Subtrahierer 30 die zugeführte Ladespannung i von dem Ladestrom-Befehlswert i*, um eine Strom-Differenz 30a zu berechnen. Ferner führt die PI-Steuerung 31 derart eine Rückkopplungssteuerung durch, dass der Strom-Differenzwert 30a sich 0 (Null) annähert, so dass ein Tastverhältnis D für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 bestimmt wird, und die Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q erzeugt werden.
  • Der Betrieb für den Fall, bei dem Energie von der Batterie 2 aus übertragen wird, ist entgegengesetzt zu dem Betrieb für den Fall, bei dem Energie von der DC-Energieversorgung 1 aus übertragen wird. Daher sind die Polaritäten des Ladestroms i und des Ladestrom-Befehlswerts i* negativ. Der zweite Glättungskondensator 7, der parallel zu der Batterie 2 geschaltet ist, hat die gleiche DC-Spannung wie die Spannung der Batterie 2.
  • 26 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5 und des zweiten Schaltkreises 8 für den Entladevorgang der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Abwärtswandlung zeigt. 27 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreis 5 und des zweiten Schaltkreises 8 für den Entladevorgang der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Aufwärtswandlung zeigt.
  • Wie in 26 gezeigt, ist der Betrieb beim Entladen der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Abwärtswandlung entgegengesetzt zu demjenigen beim Laden mit Abwärtswandlung, und er entspricht dem Betrieb, der erzielt wird, indem die Treibersignale für den ersten Schaltkreis 5 und die Treibersignale für den zweiten Schaltkreis 8 beim Laden bzw. Ladevorgang mit Abwärtswandlung miteinander vertauscht werden. Außerdem entspricht der Betrieb während jedes Zeitraums AA- bis JJ- ferner dem Betrieb, der erhalten wird, wenn die Rolle des ersten Schaltkreises 5 und die Rolle des zweiten Schaltkreises 8 während des Ladens mit Abwärtswandlung in jedem der Zeiträume A- bis J- umgekehrt werden.
  • Wie in 27 gezeigt, ist der Betrieb beim Entladen der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit Aufwärtswandlung entgegengesetzt zu demjenigen beim Laden mit Aufwärtswandlung, und er entspricht dem Betrieb, der erzielt wird, indem die Treibersignale für den ersten Schaltkreis 5 und die Treibersignale für den zweiten Schaltkreis 8 beim Laden mit Aufwärtswandlung miteinander vertauscht werden. Außerdem entspricht der Betrieb während jedes Zeitraums AA+ bis JJ+ ferner dem Betrieb, der erhalten wird, wenn die Rolle des ersten Schaltkreises 5 und die Rolle des zweiten Schaltkreises 8 beim Laden mit Aufwärtswandlung in jedem Zeitraum A+ bis J+ umgekehrt werden.
  • Wenn die Spannung der Batterie 2 mit VB bezeichnet wird, gibt der zweite Schaltkreis 8 einen positiven Impuls der Spannung VB während einer Diagonal-Einschaltzeit t3 ab, während der Q1A (zweites Referenzelement) und Q2B (zweites Diagonalelement) beide eingeschaltet sind, und gibt einen negativen Impuls der Spannung (-VB) während einer Diagonal-Einschaltzeit t3a aus, während der Q1B und Q2A beide eingeschaltet sind, um diese Impulse an die zweite Wicklung 3b des Transformators 3 anzulegen.
  • Wenn das Wicklungsverhältnis zwischen der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 das Wicklungsverhältnis NL : NB ist, wird zu diesem Zeitpunkt eine Spannung von (±VB)xNL/NB an die erste Wicklung 3a des Transformators 3 angelegt.
  • Beim Entladen mit Abwärtswandlung, das in 26 gezeigt ist, ist die Spannung der DC-Energieversorgung 1 niedriger als die Spannung, die an der ersten Wicklung 3a erzeugt wird. Ferner ist beim Entladen mit Aufwärtswandlung, das in 27 gezeigt ist, die Spannung der DC-Energieversorgung 1 höher als die Spannung, die an der ersten Wicklung 3a erzeugt wird. Bei beiden Vorgängen wird Energie von der Batterie 2 an die DC-Energieversorgung 1 übertragen.
  • Beim Entladen der Batterie, bei dem die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 Energie von der Batterie 2 an die DC-Energieversorgung 1 überträgt, werden der erste Schaltkreis 5 und der zweite Schaltkreis 8 wie folgt gesteuert.
  • Alle Treibersignale werden unter Verwendung, und zwar als Referenz, der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) in dem zweiten Schaltkreis 8 erzeugt. Q4A und Q4B in der ersten Brückenschaltung (Q4A, Q4B) in dem zweiten Schaltkreis 5 werden im Ausschaltzustand gehalten.
  • In den drei Brückenschaltungen, die von der ersten Brückenschaltung (Q4A, Q4B) verschieden sind, werden Q1A, Q2A und Q3A auf der positiven Seite (Hochspannungsseite) und Q1B, Q2B und Q3B auf der negativen Seite (Niederspannungsseite), die die Brückenschaltungen bilden, jeweils mit einem Einschaltzeit-Verhältnis von 50 % exklusive der Kurzschluss-Verhinderungszeit td gesteuert.
  • Beim Schalten der Halbleiter-Schaltelemente Q des zweiten Schaltkreises 8 auf der Energieübertragungsseite führt in diesem Fall die Steuerungsschaltung 20 derart eine Steuerung durch, dass sich während der Kurzschluss-Verhinderungszeit td die Spannung des Kondensators 13, der parallel zu jedem Halbleiter-Schaltelement Q geschaltet ist, auf die Spannung des zweiten Glättungskondensators 7 erhöht oder auf einen Wert nahe der Null-Spannung verringert. Dadurch wird ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchgeführt.
  • Ein Phasenverschiebungswert θ3 (dritter Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für das zweite Referenzelement Q1A, und ein Phasenverschiebungswert θ4 (vierter Phasenverschiebungswert) des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für das zweite Referenzelement Q1A werden gemäß dem Tastverhältnis D bestimmt, das ein Steuerbefehl ist. Das heißt, dass die Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4 gemäß dem Tastverhältnis D gesteuert werden.
  • Bei dem in 26 gezeigten Entladen mit Abwärtswandlung ist der Phasenverschiebungswert θ3 gleich dem Phasenverschiebungswert θ4, und beide Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4 werden in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis D geändert. Beim in 27 gezeigten Entladen mit Aufwärtswandlung wird der Phasenverschiebungswert θ3 auf dem Minimum gehalten, und der Phasenverschiebungswert θ4 wird gemäß dem Tastverhältnis geändert.
  • Wie in 26 und 27 gezeigt, wird die Diagonal-Einschaltzeit t3, während der Q1A und Q2B beide eingeschaltet sind, durch den Phasenverschiebungswert θ3 bestimmt, und die Diagonal-Einschaltzeit t3a, während der Q1B und Q2A beide eingeschaltet sind, ist ferner gleich der Diagonal-Einschaltzeit t3.
  • Bei der Steuerungsschaltung 20 werden für die erste Brückenschaltung (Q4A, Q4B) Treibersignale, die gleich den Treibersignalen für die zweite Brückenschaltung (Q1A, Q1B) sind, als virtuelle Treibersignale angenommen, und der Zeitraum, währenddessen der virtuelle Einschaltzeitraum von Q4A, der auf dem Treibersignal für Q4A basiert, den Einschaltzeitraum von Q3B überlappt, wird als eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 definiert. Die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 wird durch den Phasenverschiebungswert θ4 bestimmt. Eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4, während der der virtuelle Einschaltzeitraum von Q4B, der auf dem virtuellen Treibersignal für Q4B basiert, den Einschaltzeitraum für Q3A überlappt, ist ferner gleich der virtuellen Diagonal-Einschaltzeit t4.
  • Folglich hat die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 vier Steuermodi, um eine bidirektionale Energieübertragung durchzuführen, und zwar Laden mit Aufwärtswandlung, Laden mit Abwärtswandlung, Entladen mit Abwärtswandlung und Entladen mit Aufwärtswandlung. Wie oben beschrieben, werden beim Laden bzw. beim Ladevorgang, bei dem Energie von der DC-Energieversorgung 1 zu der Batterie 2 übertragen wird, der Phasenverschiebungswert θ1 des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B und der Phasenverschiebungswert θ2 des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A gemäß dem Tastverhältnis D gesteuert.
  • Beim Entladen bzw. beim Entladevorgang, bei dem Energie von der DC-Energieversorgung 1 zu der Batterie 2 übertragen wird, werden der Phasenverschiebungswert θ3 des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B und der Phasenverschiebungswert θ4 des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für das zweite Referenzelement Q1A gemäß dem Tastverhältnis D gesteuert.
  • 28 zeigt die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 gemäß dem Tastverhältnis D und zeigt die Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4. Wie in 28 gezeigt, wird das Tastverhältnis D gemäß der Übertragungsenergie bestimmt. In diesem Fall wird angenommen, dass die Energie in Richtung des Ladens positiv ist.
  • Da sowohl der Phasenverschiebungswert θ1 beim Laden als auch der Phasenverschiebungswert θ4 beim Entladen einen Phasenverschiebungswert des ersten Diagonalelement Q3B darstellen, sind sie durchgängig mit der gleichen durchgezogenen Linie dargestellt. Da sowohl der Phasenverschiebungswert θ2 beim Laden als auch der Phasenverschiebungswert θ3 beim Entladen einen Phasenverschiebungswert des zweiten Diagonalelements Q2B darstellen, sind sie durchgängig mittels der gleichen gepunkteten Linie dargestellt.
  • Auf ähnliche Weise sind die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 durchgängig mittels der gleichen durchgezogenen Linie dargestellt, und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 und die Diagonal-Einschaltzeit t3 sind durchgängig mit der gleichen gepunkteten Linie dargestellt.
  • Zunächst wird die Steuerung für den Fall beschrieben, bei dem die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 die Batterie 2 aus der DC-Energieversorgung 1 lädt.
  • Ein Zeitraum, währenddessen Energie von der ersten Wicklung 3a zu der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 übertragen wird und Spannung an der zweiten Wicklung 3b erzeugt wird, ist die Diagonal-Einschaltzeit t1, während der Q4A und Q3B beide eingeschaltet sind und die Diagonal-Einschaltzeit t1a, während der Q4B und Q3A beide eingeschaltet sind. Beim Aufwärtswandlungs-Vorgang kann der Verlust verringert werden, der für die Umlaufstrom-Zeiträume für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 relevant ist, und zwar dadurch, dass der obige Zeitraum so weit wie möglich verlängert wird.
  • Bei der Steuerung für das Laden mit Aufwärtswandlung gibt daher die Steuerungsschaltung 20 die Diagonal-Einschaltzeit t1 (= t1a) mit einer maximalen Einschaltzeit tmax derart vor, dass ein Zeitraum maximiert wird, währenddessen Spannung an die erste Wicklung 3a des Transformators 3 angelegt wird. Die maximale Einschaltzeit tmax wird auf der Basis von der Kurzschluss-Verhinderungszeit td vorgegeben, die für jedes Halbleiter-Schaltelement Q des ersten Schaltkreises 5 benötigt wird, um ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchzuführen. In diesem Fall ist der Phasenverschiebungswert θ1 des Treibersignals für Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für Q4A minimal, und er ist gleich der Kurzschluss-Verhinderungszeit td.
  • Beim Laden mit Aufwärtswandlung liegt bei der Diagonal-Einschaltzeit (t1, t1a), während der Spannung an den Transformator 3 angelegt wird, ein Zeitraum vor, währenddessen die zweite Drosselspule 10 von dem zweiten Schaltkreis 8 erregt wird. Das heißt, der Phasenverschiebungswert Θ2 des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für Q4A ist gleich groß wie oder größer als der Phasenverschiebungswert θ1, und ein erster Referenzpunkt 22, bei dem beide Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 minimal sind (Kurzschluss-Verhinderungszeit td), wird als ein Ausgangspunkt vorgegeben. Wenn sich das Tastverhältnis D erhöht, dann erhöht die Steuerungsschaltung 20 den Phasenverschiebungswert θ2, während sie den Phasenverschiebungswert θ1 auf dem Minimum belässt.
  • Wenn die Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 bei dem ersten Referenzpunkt 22 sind, bei dem beide von ihnen minimal sind (Kurzschluss-Verhinderungszeit td), dann sind die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 an einem Punkt 22a, an dem beide die maximale Einschaltzeit tmax haben. Wenn sich das Tastverhältnis D erhöht, verringert von dem Punkt 22a als Basispunkt aus die Steuerungsschaltung 20 die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2, während sie die Diagonal-Einschaltzeit t1 auf der maximalen Einschaltzeit tmax belässt.
  • Beim Laden mit Abwärtswandlung sind der Phasenverschiebungswert θ1 und der Phasenverschiebungswert θ2 zueinander gleich, und beide Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 werden gemäß dem Tastverhältnis D geändert.
  • Wenn die Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 maximal sind, sind sowohl die Diagonal-Einschaltzeit t1 als auch die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 minimal (beispielsweise Null), und es erfolgt keine Energieübertragung. Beim Laden mit Abwärtswandlung sind die Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 maximal, wenn das Tastverhältnis D Null ist ist. Wenn das Tastverhältnis D ansteigt, verringert die Steuerungsschaltung 20 beide Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2. Zu diesem Zeitpunkt erhöhen sich die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2.
  • Wenn beide Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 maximal sind, schaltet die Steuerungsschaltung 20 von einer Steuerung, bei der die zweite Brücke (Q1A, Q1B) in dem zweiten Schaltkreis 8 im ausgeschalteten Zustand gehalten wird, auf eine Steuerung um, bei der die erste Brücke (Q4A, Q4B) in dem ersten Schaltkreis 5 in dem ausgeschalteten Zustand gehalten wird.
  • Folglich schaltet die Steuerungsschaltung 20 die Energie-Übertragungsrichtung um. Bei diesem Umschalten sind sowohl die Diagonal-Einschaltzeit t1 als auch die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 minimal, d.h. es erfolgt keine Energieübertragung. Daher kann das Umschalten auf glatte Weise erfolgen, ohne einen Einfluss durch das Umschalten hervorzurufen.
  • Bei der Steuerung für das Entladen mit Aufwärtswandlung, bei der die Batterie 2 entladen wird, um Energie an die DC-Energieversorgung 1 zu übertragen, gibt die Steuerungsschaltung 20 die Diagonal-Einschaltzeit t3 (=t 3a) auf die maximale Einschaltzeit tmax vor, so dass ein Zeitraum maximiert wird, währenddessen die Spannung an die zweite Wicklung 3b des Transformators 3 angelegt wird. In diesem Fall wird der Phasenverschiebungswert Θ3 des Treibersignals für Q2B relativ zu der Phase des Treibersignals für Q1B minimal (Kurzschluss-Verhinderungszeit td).
  • Der Phasenverschiebungswert Θ4 des Treibersignals für Q3B relativ zu der Phase des Treibersignals für Q1A ist gleich groß wie oder größer als der Phasenverschiebungswert Θ3. Von einem zweiten Referenzpunkt 23 als Basispunkt aus, bei dem beide Phasenverschiebungswerte Θ3 und Θ4 minimal sind (Kurzschluss-Verhinderungszeit td), erhöht die Steuerungsschaltung 20 den Phasenverschiebungswert Θ4, während sie den Phasenverschiebungswert Θ3 auf dem Minimum hält, wenn die Entladungsenergie zunimmt und das Tastverhältnis D in negativer Richtung ansteigt.
  • Wenn die Phasenverschiebungswerte Θ3 und Θ4 bei dem zweiten Referenzpunkt 23 sind, bei dem beide minimal sind (Kurzschluss-Verhinderungszeit td), sind die Diagonal-Einschaltzeit t3 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 an einem Punkt 23a, an dem beide die maximale Einschaltzeit tmax haben. Wenn sich das Tastverhältnis D erhöht, verringert von dem Punkt 23a als einem Basispunkt aus die Steuerungsschaltung 20 die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4, während sie die Diagonal-Einschaltzeit t3 auf der maximalen Einschaltzeit tmax belässt.
  • Beim Entladen mit Abwärtswandlung sind der Phasenverschiebungswert Θ3 und der Phasenverschiebungswert Θ4 zueinander gleich, und beide Phasenverschiebungswerte Θ3 und Θ4 werden gemäß dem Tastverhältnis D geändert.
  • Wenn die Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4 maximal sind, sind sowohl die Diagonal-Einschaltzeit t3 als auch die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit θ4 minimal, und es erfolgt keine Energieübertragung. Beim Entladen mit Abwärtswandlung sind die Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4 maximal, wenn das Tastverhältnis Null ist, und die Steuerungsschaltung 20 verringert beide Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4, wenn sich das Tastverhältnis D in negativer Richtung erhöht. Zu diesem Zeitpunkt erhöht sich die Diagonal-Einschaltzeit t3 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4.
  • Wenn beide Phasenverschiebungswerte θ3 und θ4 maximal sind, schaltet die Steuerungsschaltung 20 von einer Steuerung, bei der die erste Brücke (Q4A, Q4B) in dem ersten Schaltkreis 5 in dem ausgeschalteten Zustand gehalten wird, auf eine Steuerung um, bei der die zweite Brücke (Q1A, Q1B) in dem zweiten Schaltkreis 8 in dem ausgeschalteten Zustand gehalten wird. Folglich schaltet die Energie-Übertragungsrichtung um. Bei diesem Umschalten erfolgt keine Energieübertragung, und daher kann das Umschalten auf sanfte Weise erfolgen, ohne einen Einfluss durch das Umschalten hervorzurufen.
  • In 28 können die Minimalwerte von t1 bis t4 größer als Null sein, können jedoch auch Null sein.
  • Wie oben beschrieben, weist die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine einfache Schaltungskonfiguration auf, die bezogen auf den Transformator 3 symmetrisch ist. Ferner steuert die Steuerungsschaltung 20 die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 gemäß dem Tastverhältnis D, so dass eine bidirektionale Energieumsetzung ermöglicht wird, die unabhängig von der Energie-Übertragungsrichtung und von der Spannung der DC-Energieversorgung 1 und der Batterie 2 ist. Folglich kann die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 einen bidirektionalen Energieumsetzungsvorgang mit einer einfachen Steuerung erzielen.
  • Wie oben beschrieben, werden beim Laden der Batterie 2 die Elemente Q1A und Q1B der zweiten Brückenschaltung (Q1A, Q1B) in einem Ausschaltzustand gehalten. Daher wird die Diode von Q1A oder Q1B ausgeschaltet, und zwar dann, wenn der durch den Transformator 3 fließende Umlaufstrom sich verringert, um 0 [A] anzunehmen. Ferner wird der Strom, der durch den Transformator 3 fließt, bei 0 [A] gehalten.
  • Ähnlich hierzu wird bei der Energieübertragung von der Batterie 2 zu der DC-Energieversorgung 1 die Diode von Q4A oder Q4B ausgeschaltet, und zwar, wenn der durch den Transformator 3 fließende Umlaufstrom sich verringert, um 0 [A] anzunehmen. Ferner wird ebenfalls der Strom, der durch den Transformator 3 fließt, bei 0 [A] gehalten.
  • Folglich fließt kein Rückstrom durch den Transformator 3, so dass die Blindleistung unterdrückt werden kann und Verluste reduziert werden können. Daher kann die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 mit einer einfachen Schaltungskonfiguration bidirektionale Energieübertragung durchführen, während sie einen Rückfluss vom Transformatorstrom über einen weiten Spannungsbereich verhindert und somit eine Verlustreduzierung erreicht. Außerdem können der Scheitelwert und der Effektivwert des Transformatorstroms verringert werden und eine Größenreduzierung des Transformators 3 kann erreicht werden.
  • Wie oben beschrieben, führt die Steuerungsschaltung 20 in der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 eine Rückkopplungssteuerung derart durch, dass sich der Strom-Differenzwert 30a zwischen dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i* Null annähert, so dass das Tastverhältnis D für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 berechnet wird und die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 bestimmt werden.
  • In 28 ist angenommen worden, dass die Übertragungsenergie und das Tastverhältnis D in einem idealen proportionalen Verhältnis stehen, Änderungen bei der Übertragungsenergie sind gemäß Änderungen der Diagonal-Einschaltzeiten t1, t3 und der virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4. Allerdings gibt es einen Bereich, in dem der Ladestrom i, der die Übertragungsenergie anzeigt, sich nicht ändert, und zwar obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 verändert werden, d.h., obwohl die Diagonal-Einschaltzeiten t1, t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2, t4 geändert werden.
  • 29 zeigt ein Beispiel einer Übertragung des Ladestroms i, wenn die Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4 geändert werden, und zeigt den Zustand bevor ein Anpassen mittels Korrektur der Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4, wie es später beschrieben wird, durchgeführt worden ist. In diesem Fall wird die Spannung von der DC-Energieversorgung 1 und die Spannung von der Batterie 2 derart vorgegeben, dass sie gleich hoch sind.
  • Das Wicklungsverhältnis zwischen der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 wird mit 1 : 1 vorgegeben, und die Kurzschluss-Verhinderungszeit td wird mit 4 % des Schaltzyklus vorgegeben. Die Kurzschluss-Verhinderungszeit td wird auf der Basis von der Schaltgeschwindigkeit der Halbleiter-Schaltelemente Q geeignet derart eingestellt, dass ein Kurzschluss der Halbleiter-Schaltelemente Q verhindert wird und ein Schaltvorgang im Spannungs-Nulldurchgang hiervon erreicht wird. Grundsätzlich steht die Umschaltgeschwindigkeit auf einem Datenblatt geschrieben, das durch den Halbleiterhersteller veröffentlicht wird.
  • In 29 sind die Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4 mit den Schaltzyklen der Halbleiter-Schaltelemente Q auf 1 normiert vorgegeben. Der Maximalwert (maximale Einschaltzeit tmax) der Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und der virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4 ist 0,42, wobei der Wert dadurch erhalten wird, dass die Kurzschluss-Verhinderungszeit td zwei Mal von dem halben Zyklus subtrahiert wird.
  • Wie in 29 gezeigt, gibt es einen Zeitraum, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4 geändert werden. Insbesondere ist ein solcher Zeitraum der Ladezeitraum mit Abwärtswandlung, währenddessen die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 bei gleichen Werten angesteuert werden, und der Entladezeitraum mit Abwärtswandlung, währenddessen die Diagonal-Einschaltzeit t3 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 bei gleichen Werten angesteuert werden.
  • Bei dem Fall, bei dem ein Ladevorgang mit Abwärtswandlung von der DC-Energieversorgung 1 zu der Batterie 2 durchgeführt wird, muss die Spannung, die an der zweiten Wicklung 3d erzeugt wird, höher sein als die Spannung der Batterie 2. Bei dem Fall, bei dem der Entladevorgang mit Abwärtswandlung von der Batterie 2 zu der DC-Energieversorgung 1 durchgeführt wird, muss die Spannung, die an der ersten Wicklung 3a erzeugt wird, höher sein als die Spannung der DC-Energieversorgung 1. In dem in 29 gezeigten Beispiel sind die Spannungswerte der DC-Energieversorgung 1 und der Batterie 2 derart vorgegeben, dass sie gleich hoch sind, und das Wicklungsverhältnisses des Transformators 3 ist mit 1 : 1 vorgegeben.
  • Daher sind bei dem Ladevorgang mit Abwärtswandlung eine Spannung, die an der zweiten Wicklung 3b erzeugt wird, und eine Spannung der Batterie 2 gleich hoch. Bei dem Entladevorgang mit Abwärtswandlung sind eine Spannung, die an der ersten Wicklung 3a erzeugt wird, und eine Spannung der DC-Energieversorgung 1 gleich hoch. Folglich kann ein Zeitraum entstehen, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert.
  • Unter Verwendung des Wicklungsverhältnisses NL : NB zwischen der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3, kann ein Zustand, der den Zeitraum bedingt, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, folgendermaßen allgemein ausgedrückt werden: Falls die Spannung VB der Batterie 2 größer ist als VLx NB/NL tritt der Zeitraum, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, beim Laden mit Abwärtswandlung auf, und falls die Spannung VL der DC-Energieversorgung 1 größer ist als VBx NL/NB, tritt der Zeitraum, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, beim Entladen mit Abwärtswandlung auf.
  • 30 ist eine vergrößerte Teilansicht, die durch Vergrößern des in 29 dargestellten Zeitraum des Ladens mit Aufwärtswandlung erhalten wird. Beim Laden mit Aufwärtswandlung existiert ein Zeitraum, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 geändert wird, während die Diagonal-Einschaltzeit t1 maximal bleibt. 31 ist eine vergrößerte Teilansicht, die durch Vergrößern des in 29 dargestellten Zeitraums des Entladens mit Aufwärtswandlung erhalten wird.
  • Auch in diesem Fall existiert beim Entladen mit Aufwärtswandlung ein Zeitraum, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Diagonal-Einschaltzeit t4 geändert wird, während die Diagonal-Einschaltzeit t3 maximiert wird. Beim Laden mit Aufwärtswandlung und beim Entladen mit Aufwärtswandlung tritt in dem Bereich, in dem die Differenz zwischen der Diagonal-Einschaltzeit t1, t3 und der virtuellen Diagonal-Einschaltzeit t2, t4 klein ist, ein Zeitraum auf, währenddessen der Ladestrom i sich nicht ändert, und zwar aufgrund der Kurzschluss-Verhinderungszeit td.
  • Wie oben beschrieben, hat die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 einen Bereich, in dem der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 geändert werden, d.h. obwohl die Diagonal-Einschaltzeiten t1, t3 und die virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2, t4 geändert werden. Die Steuerungsschaltung 20 der vorliegenden Ausführungsform passt die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 durch Korrektur an, um das Ansprechverhalten des Ladestroms i auf den Ladestrom-Befehlswert i* zu verbessern, wenn die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 auf der Basis von dem Tastverhältnis D bestimmt werden.
  • 32 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm der Steuerungsschaltung 20. Die Steuerungsschaltung 20 weist Folgendes auf: den Subtrahierer 30, die PI-Steuerung 31, eine Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 und eine Korrektureinrichtung 35 als eine zweite Schaltung zum Korrigieren des Ausgangssignals der PI-Steuerung 31, die die erste Schaltung ist. Wie unter Bezugnahme auf 2 und 25 beschrieben, berechnet der Subtrahierer 30 den Strom-Differenzwert 30a zwischen dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i*.
  • Ferner führt die PI-Steuerung 31 derart eine Rückkopplungssteuerung durch, dass der Strom-Differenzwert 30a sich Null annähert, so dass das Tastverhältnis D für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 berechnet wird. Die Korrektureinrichtung 35 bestimmt einen Korrekturwert 35a auf der Basis von dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i*. Beim Bestimmen der Phasenverschiebungswerte 01 bis Θ4 auf der Basis von dem Tastverhältnis D führt die Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 eine Korrektur mit dem Korrekturwert 35a durch, so dass die Treibersignale 21a, 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q erzeugt werden.
  • Der Korrekturwert 35a, der von der Korrektureinrichtung 35 berechnet wird, kann zum Korrigieren der Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 oder zum Korrigieren des Tastverhältnisses D verwendet werden. Auf jeden Fall wird ein Steuerungsresultat, das von der PI-Steuerung 31 ausgegeben wird, konsequent korrigiert, so dass die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 angepasst werden.
  • Beim Anpassen der Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4, d.h. beim Anpassen der Diagonal-Einschaltzeiten t1 und t3 und der virtuellen Diagonal-Einschaltzeiten t2 und t4, werden ein Anpassungsziel bzw. Soll und die Anpassungsrichtung gemäß den vier Kontrollmodi bestimmt. Dabei sind die vier Kontrollmodi das Laden mit Aufwärtswandlung, das Laden mit Abwärtswandlung, das Entladen mit Abwärtswandlung und das Entladen mit Aufwärtswandlung. Dies wird im Folgenden unter Bezugnahme auf das in 33 gezeigte Ablaufdiagramm näher beschrieben.
  • Zunächst wird aus einem Zustand, bei dem der Ladestrom i nachgesteuert wird, um den gleichen Wert wie der Ladestrom-Befehlswert i* anzunehmen, bestimmt, dass eine Differenz vorhanden ist (Schritt S1), um zu der Korrektursteuerung umzuschalten, und zwar falls die Höhe des Strom-Differenzwerts 30a nicht höher als ein vorbestimmter Wert steigt oder falls die Höhe des Strom-Differenzwerts 30a nicht länger verringert wird als ein vorbestimmter Zeitraum, d.h., falls eine Ansprechverzögerung des Ladestroms i auf den Ladestrom-Befehlswert i* detektiert wird.
  • Bei dem Fall, bei dem der Steuermodus das Laden mit Aufwärtswandlung (Schritt S2) ist, wird die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 angepasst, um verringert zu werden (Schritt S4), und zwar falls der Strom-Differenzwert 30a positiv ist, d.h., falls der Ladestrom i niedriger ist als der Ladestrom-Befehlswert i* (Schritt S3). Falls der Strom-Differenzwert 30a in Schritt S3 negativ ist, d.h. falls der Ladestrom i höher als der Ladestrom-Befehlswert i*, wird die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 angepasst, um erhöht zu werden (Schritt S5).
  • Bei dem Fall, bei dem der Steuermodus das Laden mit Abwärtswandlung (Schritt S6) ist, werden die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 angepasst, um um einen gleichen Wert erhöht zu werden (Schritt S8), und zwar falls der Strom-Differenzwert 30a positiv, d.h. falls der Ladestrom i niedriger ist als der Ladestrom-Befehlswert i* (Schritt S7). Falls der Strom-Differenzwert 30a in Schritt S7 negativ ist, d.h. falls der Ladestrom i höher ist als der Ladestrom-Befehlswert i*, werden die Diagonal-Einschaltzeit t1 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t2 angepasst, um um einen gleichen Wert verringert zu werden (Schritt S9).
  • Bei dem Fall, bei dem der Steuermodus das Entladen mit Abwärtswandlung (Schritt S 10) ist, werden die Diagonal-Einschaltzeit t3 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 angepasst, um um einen gleichen Wert verringert zu werden (Schritt S12), und zwar falls der Strom-Differenzwert 30a positiv ist, d.h. falls der Ladestrom i niedriger ist als der Ladestrom-Befehlswert i* (Schritt S11). Falls der Strom-Differenzwert 30a in Schritt D1 1 negativ ist, d.h. falls der Ladestrom i höher ist als der Ladestrom-Befehlswert i*, werden die Diagonal-Einschaltzeit t3 und die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 angepasst, um um einen gleichen Wert erhöht zu werden (Schritt S13).
  • Bei dem Fall, bei dem der Steuermodus das Entladen mit Aufwärtswandlung (Schritt S14) ist, wird die virtuelle Einschaltzeit t4 angepasst, um erhöht zu werden (Schritt S16), und zwar falls der Strom-Differenzwert 30a positiv ist, d.h. falls der Ladestrom i niedriger als der Ladestrom-Befehlswert i* (Schritt S 15). Falls der Strom-Differenzwert 30a in Schritt S15 negativ ist, d.h. falls der Ladestrom i höher ist als der Ladestrom-Befehlswert i*, wird die virtuelle Diagonal-Einschaltzeit t4 angepasst, um verringert zu werden (Schritt S17).
  • Wie oben beschrieben, weist die Steuerungsschaltung 20 in der vorliegenden Ausführungsform die Korrektureinrichtung 35 auf, um eine Korrektursteuerung durchzuführen, und zwar durch Detektieren der Ansprechverzögerung der Steuerung, um zu bewirken, dass der Ladestrom i dem Ladestrom-Befehlswert i* folgt. Selbst wenn die Steuerung der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 in den Bereich eindringt, bei dem der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 geändert werden, kann daher die Steuerung schnell nach außen von diesem Bereich umschalten, so dass dem Ladestrom-Befehlswert i* gefolgt werden kann.
  • Außerdem funktioniert die Korrektureinrichtung 35 auch in anderen Fällen, bei denen der Bereich nicht vorliegt, in dem der Ladestrom i sich nicht ändert. Daher wird in anderen Fällen, wie beispielsweise bei schnellen Laständerungen oder Änderungen des Ladestrom-Befehlswerts i*, ein schnelles Ansprechverhalten verbessert, und der Ladestrom i kann schnell dazu veranlasst werden, dem Ladestrom-Befehlswert i* zu folgen.
  • Wenn ein Umschalten zwischen dem Ladevorgang und dem Entladevorgang zu einer Zeit mit schneller Laständerung oder dergleichen auftritt, kann daher das Lade-Entlade-Umschalten schnell durchgeführt werden, wobei Sammelleitungsspannungen des ersten und zweiten Schaltkreises 5 und 8 stabilisiert werden können. Somit ist es möglich, die Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 stabil mit einer hohen Zuverlässigkeit zu bedienen.
  • Die erste Schaltung, die derart eine Rückkopplungssteuerung durchführt, dass der Strom-Differenzwert 30a sich Null annähert, kann eine Steuerungskonfiguration verwenden, die von der Steuerungskonfiguration der PI-Steuerung 31 verschieden ist.
  • Bei der obigen Ausführungsform wird die Batterie 2 als eine DC-Energieversorgung (zweite DC-Energieversorgung) verwendet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt. Sowohl die erste als auch die zweite DC-Energieversorgung können aus Batterien eingerichtet werden.
  • Ausführungsform 2
  • Im Folgenden wird die Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Bei der obigen Ausführungsform 1 führt die Steuerungsschaltung 20 eine Korrektursteuerung durch, und zwar durch Detektieren der Ansprechverzögerung auf der Basis von dem Strom-Differenzwert 30a zwischen dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i*. Bei der vorliegenden Ausführungsform 2 wird die Korrektursteuerung unter Verwendung eines mathematischen Zielmodells 38 durchgeführt, das ein Modell der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 ist.
  • 34 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm der Steuerungsschaltung 20 gemäß der Ausführungsform 2. Die Steuerungsschaltung 20 weist Folgendes auf: einen Subtrahierer 30, eine PI-Steuerung 31, eine Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 und eine Korrekturschaltung 41 als eine zweite Schaltung zum Korrigieren des Ausgangssignals der PI-Steuerung 31, die die erste Schaltung bildet.
  • Abgesehen von der Korrektursteuerung, die die Korrekturschaltung 41 verwendet, sind die Vorrichtungen und Steuerungskonfigurationen die gleichen wie bei der obigen Ausführungsform 1.
  • Die Korrekturschaltung 41 weist Folgendes auf: Subtrahierer 36 und 39; eine PI-Steuerung 37, ein mathematisches Zielmodell 38 und eine Korrekturberechnungseinrichtung 40. Ferner bestimmt die Korrekturschaltung 41 einen Korrekturwert 40a auf der Basis von dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i*. Das mathematische Zielmodell 38 ist ein Modell, das durch Abbilden, und zwar als ein mathematisches Modell, eines idealen Betriebs erhalten wird, bei dem sich der Strom (Ladestrom i) monoton bezüglich des Tastverhältnisses in der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 erhöht, d.h. sich bezüglich der Betriebsziele des ersten und zweiten Schaltkreises 5 und 8 erhöht. Das mathematische Zielmodell 38 berechnet einen geschätzten Stromwert ia durch Schätzen des Soll-Ladestroms i auf der Basis von einem ihm zugeführten Tastverhältnis Da.
  • Bei der Korrekturschaltung 41 subtrahiert der Subtrahierer 36 den geschätzten Stromwert ia, der mit dem mathematische Zielmodell 38 berechnet worden ist, von dem Ladestrom-Befehlswert i*, um eine Differenz zwischen ihnen zu berechnen. Ferner führt die PI-Steuerung 37 derart eine Rückkopplungssteuerung durch, dass die Differenz sich Null annähert, so dass das Tastverhältnis Da berechnet wird. Das berechnete Tastverhältnis Da wird in das mathematische Zielmodell 38 eingegeben bzw. dem mathematischen Zielmodell 38 zugeführt, und das mathematische Zielmodell 38 berechnet den geschätzten Stromwert ia.
  • Der geschätzte Stromwert ia wird in die zwei Subtrahierer 36 und 39 eingegeben, und der Subtrahierer 39 subtrahiert den Ladestrom i von dem geschätzten Stromwert ia, um eine geschätzte Abweichung 39a zu berechnen, die eine Differenz zwischen ihnen ist. Dann bestimmt die Korrekturberechnungseinrichtung 40 einen Korrekturwert 40a auf der Basis von der geschätzten Abweichung 39a.
  • Der Subtrahierer 30 berechnet den Strom-Differenzwert 30a zwischen dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i*. Ferner führt die PI-Steuerung 31 derart eine Rückkopplungssteuerung durch, dass der Strom-Differenzwert 30a sich Null annähert, so dass das Tastverhältnis D für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 berechnet wird. Beim Bestimmen der Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 auf der Basis von dem Tastverhältnis D passt die Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 durch Korrektur mit dem Korrekturwert 40a an, so dass die Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q erzeugt werden.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform berechnet die Korrekturschaltung 41 den geschätzten Stromwert ia auf der Basis von dem Ladestrom-Befehlswert i*, und zwar unter Verwendung des mathematische Zielmodells 38. Ferner passt die Korrekturschaltung 41 die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 mit dem Korrekturwert 40a an, der aus der Differenz (geschätzte Abweichung 39a) zwischen dem Ladestrom i und dem geschätzten Stromwert ia bestimmt wird.
  • Daher kann die Steuerung der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 schnell nach außen von dem Bereich umschalten, in dem der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 geändert werden. Daher kann dem Ladestrom-Befehlswert i* gefolgt werden. Außerdem wird ein schnelles Ansprechverhalten verbessert, und bewirkt, dass der Ladestrom i dem Ladestrom-Befehlswert i* schnell folgt, und zwar für sämtliche Situationen, wie beispielsweise bei einer schnellen Laständerung oder bei Änderungen des Ladestrom-Befehlswerts i*. Folglich kann die gleiche Wirkung wie bei der obigen Ausführungsform 1 erreicht werden.
  • Da die Korrektursteuerung bei der obigen Ausführungsform 1 auf der Basis von dem Strom-Differenzwert 30a durchgeführt wird, so wird, solange der Strom-Differenzwert 30a der gleiche ist, die gleiche Ansteuerung durchgeführt, und zwar unabhängig davon, ob der Ladestrom i oder der Ladestrom-Befehlswert i* geändert wird. Andererseits wird bei der vorliegenden Ausführungsform der geschätzte Stromwert ia lediglich gemäß dem Ladestrom-Befehlswert i* geändert. Somit wird für jeden Fall eine geeignete Ansteuerung erreicht.
  • Ausführungsform 3
  • Im Folgenden wird Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Bei den obigen Ausführungsformen 1 und 2 korrigiert die zweite Schaltung (Korrektureinrichtung 35, Korrekturschaltung 41) ein Steuerungsresultat der ersten Schaltung (PI-Steuerung 31). Bei der vorliegenden Ausführungsform 3 korrigiert die zweite Schaltung das Eingangssignal der PI-Steuerung 31.
  • 35 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm der Steuerungsschaltung 20 gemäß Ausführungsform 3. Die Steuerungsschaltung 20 weist einen Addierer/Subtrahierer 30b, die PI-Steuerung 31, die Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 und eine Korrekturschaltung 41a auf, wobei die Korrekturschaltung 41a hierbei die zweite Schaltung zum Korrigieren des Eingangssignals der PI-Steuerung 31 ist.
  • Abgesehen von der Korrektursteuerung, die die Korrekturschaltung 41 a verwendet, sind die Vorrichtung und Steuerungskonfigurationen die gleichen wie bei der obigen Ausführungsform 1.
  • Die Korrekturschaltung 41a weist Folgendes auf: die Subtrahierer 36 und 39, die PI-Steuerung 37 und das mathematische Zielmodell 38. Wie bei der obigen Ausführungsform 2 berechnet die Korrekturschaltung 41a den geschätzten Stromwert ia auf der Basis von dem Ladestrom-Befehlswert i* unter Verwendung des mathematische Zielmodells 38. Ferner bestimmt die Korrekturschaltung 41a die geschätzte Abweichung 39a, die eine Differenz zwischen dem Ladestrom i und dem geschätzten Stromwert ia ist.
  • Der Addierer/Subtrahierer 30b addiert den Ladestrom-Befehlswert i* und die geschätzte Abweichung 39a und subtrahiert den Ladestrom i hiervon, um einen Strom-Differenzwert 30c zu berechnen. Ferner führt die PI-Steuerung 31 eine Rückkopplungssteuerung derart durch, dass der Strom-Differenzwert 30c sich Null annähert, so dass das Tastverhältnis D für den ersten Schaltkreis 5 und den zweiten Schaltkreis 8 berechnet wird. Die Treibersignal-Erzeugungseinrichtung 34 bestimmt die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 auf der Basis von dem Tastverhältnis D und erzeugt die Treibersignale 21a und 21b für die Halbleiter-Schaltelemente Q.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform berechnet die Korrekturschaltung 41a den geschätzten Stromwert ia auf der Basis von dem Ladestrom-Befehlswert i*, und zwar unter Verwendung des mathematische Zielmodells 38. Ferner korrigiert die Korrekturschaltung 41 einen Strom-Differenzwert, der in die PI-Steuerung 31 eingegeben werden soll, und zwar unter Verwendung der geschätzten Abweichung 39a - als Korrekturwert -, die eine Differenz zwischen dem Ladestrom i und dem geschätzten Stromwert ia ist.
  • Das heißt, dass die geschätzte Abweichung 39a zu dem Strom-Differenzwert 30a zwischen dem Ladestrom i und dem Ladestrom-Befehlswert i* addiert wird, um den korrigierten Strom-Differenzwert 30c abzuleiten. Daraufhin wird der korrigierte Strom-Differenzwert 30c der Rückkopplungssteuerung ausgesetzt, um die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 zu bestimmen. Daher werden die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 solche Werte, die mittels Korrektursteuerung angepasst worden sind.
  • Daher kann die Steuerung der Batterie-Lade-/Entladeeinrichtung 100 schnell nach außen bzw. zu Bereichen außerhalb des Bereichs umschalten, in dem der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 geändert werden. Somit kann dem Ladestrom-Befehlswert i* gefolgt werden. Außerdem kann ein schnelles Ansprechverhalten verbessert werden und es wird bewirkt, dass der Ladestrom i schnell dem Ladestrom-Befehlswert i* folgt, und zwar für sämtliche Situationen, wie beispielsweise bei einer schnellen Laständerung oder bei einer Änderung des Ladestrom-Befehlswerts i*. Daher kann die gleiche Wirkung wie bei der obigen Ausführungsform 2 erreicht werden.
  • Da die geschätzte Abweichung 39a ein Stromwert ist, kann außerdem der Strom-Differenzwert 30c durch einfache Korrekturberechnung berechnet werden, wobei die Phasenverschiebungswerte θ1 bis θ4 angepasst werden können.
  • Wie in 36 gezeigt, kann die geschätzte Abweichung 39a dem Addierer/Subtrahierer 30b über einen Equalizer 42 zugeführt werden. Falls Spielraum bezüglich der Stabilität des Rückkopplungssystems der Steuerungsschaltung 20 vorhanden ist, wird die Verstärkungscharakteristik des Equalizers 42 auf einen Wert höher als Eins vorgegeben. Und falls kein Spielraum bezüglich der Stabilität des Rückkopplungssystems vorhanden ist, werden die Phasencharakteristiken des Equalizers 42 zu einer Leitphase vorgegeben. Daher kann die Kontrollierbarkeit der Korrektursteuerung verbessert werden.
  • Ausführungsform 4
  • Im Folgenden wird Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • 37 ist ein Diagramm, das die Schaltungskonfiguration einer Batterieladevorrichtung 100A als einen DC/DC-Umsetzer gemäß der Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 37 gezeigt, lädt die Batterieladevorrichtung 100A die Batterie 2 von der DC-Energieversorgung 1 aus durch eine Energieumsetzung, die einen Aufwärtswandlungs-Vorgang und einen Abwärtswandlungs-Vorgang miteinbezieht.
  • Die Batterieladevorrichtung 100a weist Folgendes auf: einen Hochfrequenztransformator 3 (Im Folgenden einfach als ein Transformator 3 bezeichnet) als einen Trenntransformator; einen ersten Glättungskondensator 4, der parallel zu der DC-Energieversorgung 1 geschaltet ist; einen ersten Schaltkreis 5A als eine erste Umsetzereinheit, einen zweiten Glättungskondensator 7, der parallel zu der Batterie 2 geschaltet ist; einen zweiten Schaltkreis 8A als eine zweite Umsetzereinheit; und eine zweite Drosselspule 10, die mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung des zweiten Schaltkreises 8A verbunden ist. Die Batterieladevorrichtung 100A weist ferner eine Steuerungsschaltung 20A zum Ansteuern des ersten Schaltkreises 5A und des zweiten Schaltkreises 8A auf.
  • Der erste Schaltkreis 5A ist eine Vollbrückenschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen Q4A, Q4B, Q3A und Q3B (im Folgenden einfach als Q4A, Q4B, Q3A und Q3B oder als Halbleiter-Schaltelemente Q bezeichnet), wie beispielsweise als IGBT oder MOSFET, aufweist, zu denen Dioden 12 jeweils antiparallel geschaltet sind. Ferner weist der erste Schaltkreis 5A eine DC-Seite auf, die mit dem ersten Glättungskondensator 4 verbunden ist, und eine AC-Seite auf, die mit einer ersten Wicklung 3a des Transformators 3 verbunden ist, um eine Energieumsetzung zwischen DC und AC durchzuführen.
  • Der zweite Schaltkreis 8A ist eine Vollbrückenschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen Q2A, Q2B, Q1A und Q1B (im Folgenden einfach als Q2A, Q2B, Q1A und Q1B oder als Halbleiter-Schaltelemente Q bezeichnet), wie beispielsweise als IGBT oder MOSFET, aufweist, zu denen Dioden 12 jeweils antiparallel geschaltet sind.
  • Ferner weist der zweite Schaltkreis 8A eine DC-Seite auf, die mit dem zweiten Glättungskondensator 7 verbunden ist, und eine AC-Seite auf, die mit einer zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 verbunden ist, um Energieumsetzung zwischen DC und AC durchzuführen.
  • Für den zweiten Schaltkreis 8A gilt, dass die zweite Drosselspule 10 mit der AC-Eingangs-/Ausgangsleitung zwischen den Halbleiter-Schaltelementen Q und dem Transformator 3 verbunden ist und dass die zweite Drosselspule 10 und die zweite Wicklung 3b in Serie geschaltet sind. Ferner ist eine Drosselspule 11 mit der DC-Seite des zweiten Schaltkreises 8A verbunden.
  • Zwischen dem Glättungskondensator 7 und der Batterie 2 ist ein Stromsensor (nicht gezeigt) zum Detektieren eines Stroms vorgesehen, und zwar als Ladestrom i (der Pfeil zeigt die positive Richtung an) der Batterie 2, der durch die Drosselspule 11 fließt. Das gemessene Ausgangssignal des Stromsensors wird der Steuerungsschaltung 20A zugeführt. Ein Spannungssensor (nicht gezeigt) zum Detektieren der Spannung v des ersten Glättungskondensators 4 ist vorgesehen, und dessen gemessenes Ausgangssignal wird der Steuerungsschaltung 20A zugeführt.
  • Die Steuerungsschaltung 20A erzeugt Treibersignale 21a, 21b zum Durchführen einer Umschaltsteuerung der Halbleiter-Schaltelemente Q des ersten Schaltkreises 5A und des zweiten Schaltkreises 8A, und zwar auf der Basis von den Werten des Ladestroms i und der Spannung v, die zugeführt worden sind. Dabei führt sie die Treibersteuerung des ersten Schaltkreises 5A und des zweiten Schaltkreises 8A durch. Der Stromsensor zum Detektieren des Ladestroms i der Batterie 2 kann an der Seite des zweiten Schaltkreises 8A vorgesehen sein, und zwar bezogen auf den zweiten Glättungskondensator 7.
  • Die Steuerung und der Vorgang beim Laden mit Aufwärtswandlung und Laden mit Abwärtswandlung der Batterieladevorrichtung 100A wird mit dem gleichen Phasenverschiebungsverfahren wie bei der obigen Ausführungsform 1 durchgeführt. Das Steuerungs-Blockdiagramm der Steuerungsschaltung 20 ist ferner das gleiche wie das in 32 gezeigte, das bei der obigen Ausführungsform 1 verwendet wird. Obwohl allerdings eine bidirektionale Energieübertragung bei der obigen Ausführungsform 1 durchgeführt wird, so wird bei der vorliegenden Ausführungsform 4 eine unidirektionale Energieübertragung durchgeführt, und zwar lediglich mittels Ladens.
  • Außerdem sind bei der vorliegenden Ausführungsform 4 die Kondensatoren 4 nicht parallel zu den Halbleiter-Schaltelementen Q vorgesehen, und die erste Drosselspule ist nicht mit der AC-Eingangs-/Ausgangsleitung des ersten Schaltkreises 5A verbunden. Daher ist das Umschalten von dem ersten und zweiten Schaltkreis 5A und 8A kein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang.
  • Wie oben beschrieben, hat die die Batterieladevorrichtung 100A gemäß der vorliegenden Ausführungsform zwei Steuermodi zum Laden mit Aufwärtswandlung und zum Laden mit Abwärtswandlung, um eine Energieübertragung von der DC-Energieversorgung 1 zu der Batterie 2 durchzuführen. Gemäß dem Tastverhältnis (>_ 0), und zwar wie bei der obigen Ausführungsform 1, steuert die Steuerungsschaltung 20A den Phasenverschiebungswert θ1 des Treibersignals für das erste Diagonalelement Q3B und den Phasenverschiebungswert θ2 des Treibersignals für das zweite Diagonalelement Q2B, und zwar relativ zu der Phase des Treibersignals für das erste Referenzelement Q4A.
  • Die Steuerungsschaltung 20A weist ferner die Korrektureinrichtung 35 auf. Beim Bestimmen der Phasenverschiebungswerte θ1, θ2 auf der Basis von dem berechneten Tastverhältnis D passt die Steuerungsschaltung 20A die Phasenverschiebungswert θ1 und θ2 derart durch Korrektur an, dass das Ansprechverhalten des Ladestroms i auf den Ladestrom-Befehlswert i* verbessert wird. In diesem Fall ist die Übertragung des Ladestroms i während der Ladensteuerung die gleiche wie bei der Ladesteuerung der obigen Ausführungsform 1.
  • Selbst wenn die Steuerung der Batterieladevorrichtung 100A in den Bereich hineinkommt, in dem der Ladestrom i sich nicht ändert, obwohl die Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 geändert werden, kann die Steuerung daher schnell nach außen von dem Bereich schalten, und kann daher dem Ladestrom-Befehlswert i* folgen. Außerdem funktioniert die Korrektureinrichtung 35 auch in Fällen, bei denen der Bereich nicht vorliegt, bei dem sich der Ladestrom i nicht ändert.
  • Daher kann ein schnelles Ansprechverhalten verbessert werden und bewirkt werden, dass der Ladestrom i schnell dem Ladestrom-Befehlswert i* folgt, und zwar für sämtliche Situationen, wie beispielsweise bei einer schnellen Laständerung oder bei einer Änderung des Ladestrom-Befehlswerts i*. Daher können die Sammelleitungsspannungen des ersten und zweiten Schaltkreises 5 und 8 stabilisiert werden, und die Batterieladevorrichtung 100A kann stabil mit hoher Zuverlässigkeit bedient werden.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform wird die bei der obigen Ausführungsform 1 beschriebene bidirektionale Steuerung bei der unidirektionalen Steuerung angewendet. Allerdings sind die bidirektionalen Steuerungen in den obigen Ausführungsformen 2 und 3 in der gleichen Weise anwendbar.
  • Ausführungsform 5
  • Bei der obigen Ausführungsform 4 sind der erste und zweite Schaltkreis 5A und 8A nicht dazu ausgebildet, ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchzuführen. Allerdings kann lediglich der erste Schaltkreis an der Energieversorgungsseite dazu ausgebildet sein, ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchzuführen.
  • 38 ist ein Diagramm, das die Schaltungskonfiguration der Batterieladevorrichtung 100B als einen DC/DC-Umsetzer gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • Wie in 38 gezeigt, sind die Kondensatoren 13 parallel zu den jeweiligen Halbleiter-Schaltelementen Q des ersten Schaltkreises 5 geschaltet, und die erste Drosselspule 9 ist mit der AC-Eingangs-/Ausgangsleitung des ersten Schaltkreises 5 verbunden. Eine Steuerungsschaltung 20B steuert die ersten und zweiten Phasenverschiebungswerte θ1 und θ2 gemäß dem Tastverhältnis (>_ 0), so dass eine Ansteuerung derart durchgeführt wird, dass jedes Halbleiter-Schaltelement in dem ersten Schaltkreis 5 ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführt, und zwar unter Verwendung der Kondensatoren 13 und der ersten Drosselspule 9 in dem Schaltkreis 5.
  • Andere Konfigurationen und Steuerungen sind die gleichen wie bei der obigen Ausführungsform 4.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform 5 wird der gleiche Effekt wie bei der obigen Ausführungsform 4 erreicht. Außerdem können Schaltverluste mittels Schalten im Spannungs-Nulldurchgang des ersten Schaltkreises 5 vermindert werden.
  • Es sei angemerkt, dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung die obigen Ausführungsformen frei miteinander kombiniert werden können, und dass jede der obigen Ausführungsformen angemessen modifiziert werden kann bzw. vereinfacht werden kann.

Claims (7)

  1. DC/DC-Umsetzer, der eine Energieübertragung zwischen einer ersten DC-Energieversorgung (1) und einer zweiten DC-Energieversorgung (2) durchführt, wobei der DC/DC-Umsetzer Folgendes aufweist: - einen Transformator (3); - eine erste Umsetzereinheit (5), die aus einer Vollbrückenschaltung mit zwei Brückenschaltungen gebildet ist, wobei jede der Brückenschaltungen eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweist, zu denen Dioden (12) jeweils antiparallel geschaltet sind, wobei die erste Umsetzereinheit (5) zwischen die erste DC-Energieversorgung (1) und eine erste Wicklung (3a) des Transformators (3) geschaltet ist; - eine zweite Umsetzereinheit (8), die aus einer Vollbrückenschaltung mit zwei Brückenschaltungen gebildet ist, die jeweils eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen aufweisen, zu denen jeweils Dioden (12) antiparallel geschaltet sind, wobei die zweite Umsetzereinheit (8) zwischen die zweite DC-Energieversorgung (2) und eine zweite Wicklung (3b) des Transformators (3) geschaltet ist; - eine zweite Drosselspule (10), die mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung der zweiten Umsetzereinheit (8) verbunden ist; und - eine Steuerungsschaltung (20), die ein Ausgangstastverhältnis berechnet, und zwar auf der Basis von einem Strom-Differenzwert (30a) zwischen einem Strom-Detektierwert (i) und einem Strom-Befehlswert (i*) des Stroms, der der zweiten DC-Energieversorgung (2) zugeführt wird, oder von dieser ausgegeben wird, wobei die Steuerungsschaltung (20) eine Treibersteuerung der Halbleiter-Schaltelemente in der ersten Umsetzereinheit (5) und der zweiten Umsetzereinheit (8) durchführt, wobei die Steuerungsschaltung (20) eine erste Schaltung (31) und eine zweite Schaltung (35, 41, 41a) aufweist, wobei die erste Schaltung (31) derart eine Rückkopplungssteuerung durchführt, dass der Strom-Differenzwert (30a) reduziert wird, und wobei die zweite Schaltung (35, 41, 41a) ein Signal von einem Steuerungseingangssignal und einem Steuerungsausgangssignal der ersten Schaltung (31) korrigiert, und zwar auf der Basis von dem Strom-Detektierwert (i) und dem Strom-Befehlswert (i*), und wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der ersten Energieübertragung von der ersten DC-Energieversorgung (1) zu der zweiten DC-Energieversorgung (2) unter Verwendung, und zwar als ein erstes Referenzelement (Q4A), von einem der Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und einer negativen Seite einer ersten Brückenschaltung, die einer der Brückenschaltungen in der ersten Umsetzereinheit (5) ist, und unter Verwendung, und zwar als ein zweites Referenzelement (Q1A), von einem der Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und einer negativen Seite einer zweiten Brückenschaltung, die einer der Brückenschaltungen der zweiten Umsetzereinheit (8) ist, alle Halbleiter-Schaltelemente der zweiten Brückenschaltung unter den vier Brückenschaltungen in der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) ausschaltet, und mit dem gleichen Einschaltzeitverhältnis die Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und die Halbleiter-Schaltelemente auf einer negativen Seite in den anderen drei Brückenschaltungen ansteuert, wobei die Steuerungsschaltung (20) einen ersten Phasenverschiebungswert (θ1) und einen zweiten Phasenverschiebungswert (θ2) steuert, wobei der erste Phasenverschiebungswert (θ1) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das erste Referenzelement (Q4A) und einem Treibersignal für das Halbleiter-Schaltelement als ein erstes Diagonalelement (Q3B) ist, das diagonal zu dem ersten Referenzelement (Q4A) ist, und wobei der zweite Phasenverschiebungswert (θ2) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das erste Referenzelement (Q4A) und einem Treibersignal für das Halbleiter-Schaltelement als ein zweites Diagonalelement (Q2B) ist, das diagonal zu dem zweiten Referenzelement (Q1A) ist, und wobei die zweite Schaltung (35, 41 41a) den ersten und zweiten Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) mittels Korrektur anpasst, um zu verursachen, dass der Strom-Detektierwert (i) dem Strom-Befehlswert (i*) folgt, wobei der DC/DC Umsetzer ferner eine erste Drosselspule (9) aufweist, die mit einer AC-Eingangs-/Ausgangsleitung der ersten Umsetzereinheit (5) verbunden ist, wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der zweiten Energieübertragung von der zweiten DC-Energieversorgung (2) zu der ersten DC-Energieversorgung (1) alle Halbleiter-Schaltelemente der ersten Brückenschaltung unter den vier Brückenschaltungen in der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) ausschaltet, und mit dem gleichen Einschaltzeitverhältnis die Halbleiter-Schaltelemente auf einer positiven Seite und die Halbleiter-Schaltelemente auf einer negativen Seite in den anderen drei Brückenschaltungen ansteuert, wobei die Steuerungsschaltung (20) einen dritten Phasenverschiebungswert (θ3) und einen vierten Phasenverschiebungswert (θ4) steuert, wobei der dritte Phasenverschiebungswert (θ3) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das zweite Referenzelement (Q1A) und einem Treibersignal für das zweite Diagonalelement (Q2B) ist, und wobei der vierte Phasenverschiebungswert (θ4) ein Phasenverschiebungswert zwischen einem Treibersignal für das zweite Referenzelement (Q1A) und einem Treibersignal für das erste Diagonalelement (Q3B) ist, und wobei die zweite Schaltung (35, 41, 41a) den dritten und vierten Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) mittels Korrektur anpasst, um zu bewirken, dass der Strom-Detektierwert (i) dem Strom-Befehlswert (i*) folgt, und wobei die zweite Schaltung (41) unter Verwendung eines Modells (38), das Betriebsziele der ersten und zweiten Umsetzereinheit (5, 8) darstellt, bei dem sich der Strom monoton mit Bezug auf ein Tastverhältnis erhöht, einen geschätzten Stromwert (ia) berechnet, der ein geschätzter Wert des Stroms ist, und zwar auf der Basis von dem Strom-Befehlswert (i*), und wobei die zweite Schaltung (41) eine Korrektur durchführt, und zwar unter Verwendung einer geschätzten Abweichung (39a), die eine Differenz zwischen dem geschätzten Stromwert (ia) und dem Strom-Detektierwert ist (i), und wobei die zweite Schaltung (41) die geschätzte Abweichung (39a) zu dem Strom-Differenzwert (30a) addiert, der das Steuereingangssignal der ersten Schaltung (31) ist, um den Strom-Differenzwert zu korrigieren, so dass der erste bis vierte Phasenverschiebungswert (θ1, θ2, θ3, θ4) angepasst werden.
  2. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 1, wobei die parallelen Kondensatoren (13) jeweils mit der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen der ersten Umsetzereinheit (5) und der zweiten Umsetzereinheit (8) verbunden sind, und wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der ersten Energieübertragung durch Steuern des ersten und zweiten Phasenverschiebungswerts (θ1, θ2) derart eine Ansteuerung durchführt, dass die Halbleiter-Schaltelemente in der ersten Umsetzereinheit (5) ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführen, und zwar unter Verwendung der ersten Drosselspule (9) und der parallelen Kondensatoren (13) in der ersten Umsetzereinheit (5), und wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der zweiten Energieübertragung durch Steuern des dritten und vierten Phasenverschiebungswerts (θ3, θ4) derart eine Ansteuerung durchführt, dass die Halbleiter-Schaltelemente in der zweiten Umsetzereinheit (8) ein Schalten im Spannungs-Nulldurchgang durchführen, und zwar unter Verwendung der zweiten Drosselspule (10) und der parallelen Kondensatoren (13) in der zweiten Umsetzereinheit (8).
  3. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 2, wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der ersten Energieübertragung einen Punkt als einen ersten Referenzpunkt (22) verwendet, bei dem der erste Phasenverschiebungswert (θ1) und der zweite Phasenverschiebungswert (θ2) beide minimal sind, und wobei die Steuerungsschaltung (20) während eines ersten Zeitraums, währenddessen die erste Übertragungsenergie von der ersten DC-Energieversorgung (1) zu der zweiten DC-Energieversorgung (2) gleich dem oder kleiner als der erste Referenzpunkt (22) ist, den ersten und zweiten Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) bei einem gleichen Wert steuert, und wobei die Steuerungsschaltung (20) den ersten und zweite Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) verringert, wenn die erste Übertragungsenergie ansteigt, und wobei die Steuerungsschaltung (20) während eines zweiten Zeitraums, währenddessen die erste Übertragungsenergie größer ist als der erste Referenzpunkt (22), den ersten Phasenverschiebungswert (θ1) minimal hält und den zweiten Phasenverschiebungswert (θ2) erhöht, wenn sich die erste Übertragungsenergie erhöht, und wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der zweiten Energieübertragung einen Punkt als einen zweiten Referenzpunkt (23) verwendet, bei dem der dritte Phasenverschiebungswert (θ3) und der vierte Phasenverschiebungswert (θ4) beide minimal sind, und wobei die Steuerungsschaltung (20) während eines dritten Zeitraums, währenddessen die zweite Übertragungsenergie von der zweiten DC-Energieversorgung (2) zu der ersten DC-Energieversorgung (1) gleich dem oder kleiner als der zweite Referenzpunkt (23) ist, den dritten und vierten Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) bei einem gleichen Wert steuert, und wobei die Steuerungsschaltung (20) den dritten und vierten Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) verringert, wenn sich die zweite Übertragungsenergie erhöht, und wobei die Steuerungsschaltung (20) während eines vierten Zeitraums, währenddessen die zweite Übertragungsenergie größer als der zweite Referenzpunkt (23) ist, den dritten Phasenverschiebungswert (θ3) minimal hält und den vierten Phasenverschiebungswert (θ4) erhöht, wenn die zweite Übertragungsenergie sich erhöht, und wobei die Steuerungsschaltung (20) zwischen der ersten Energieübertragung und der zweiten Energieübertragung umschaltet, wenn der erste und zweite Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) in dem ersten Zeitraum bei der ersten Energieübertragung maximal sind, und wenn der dritte und vierte Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) in dem dritten Zeitraum bei der zweiten Energieübertragung maximal sind.
  4. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 3, wobei die erste Schaltung (31) in der Steuerungsschaltung (20) das Ausgangs-Tastverhältnis derart berechnet, dass der Strom-Differenzwert (30a) verringert wird, und den ersten bis vierten Phasenverschiebungswert (θ1, θ2, θ3, θ4) auf der Basis von dem Ausgangs-Tastverhältnis berechnet, und wobei bei der ersten Energieübertragung durch die Korrektur mittels der zweiten Schaltung (35, 41, 41a) sowohl der erste als auch der zweite Phasenverschiebungswert (θ1, θ2) in dem ersten Zeitraum angepasst werden und lediglich der zweite Phasenverschiebungswert (θ2) in dem zweiten Zeitraum angepasst wird, und wobei bei der zweiten Energieübertragung sowohl der dritte als auch der vierte Phasenverschiebungswert (θ3, θ4) in dem dritten Zeitraum angepasst wird und lediglich der vierte Phasenverschiebungswert (θ4) in dem vierten Zeitraum angepasst wird.
  5. DC/DC-Umsetzer gemäß Anspruch 1, wobei die zweite Schaltung (41) das Modell (38) betreibt, und zwar durch derartiges Berechnen des Tastverhältnisses, dass der geschätzte Stromwert (ia) dem Strom-Befehlswert (i*) folgt.
  6. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die zweite Schaltung (41a) das Ausgangs-Tastverhältnis korrigiert, das das Steuerausgangssignal der ersten Schaltung (31) ist, so dass der erste bis vierte Phasenverschiebungswert (θ1, θ2, θ3, θ4) angepasst werden.
  7. DC/DC-Umsetzer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der ersten Energieübertragung den zweiten Phasenverschiebungswert (θ2) steuert, um eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit zu steuern, während der ein virtueller Einschaltzeitraum des zweiten Referenzelements (Q1A) einen Einschaltzeitraum des zweiten Diagonalelements (Q2B) überlappt, und den ersten Phasenverschiebungswert (θ1) steuert, um eine Diagonal-Einschaltzeit zu steuern, während der sowohl das erste Referenzelement (Q4A) als auch das zweite Diagonalelement (Q3B) beide eingeschaltet sind, wobei hierbei für das zweite Referenzelement (Q2B) ein virtuelles Treibersignal angenommen wird, das gleich dem Treibersignal für das erste Referenzelement (Q4A) ist, und wobei die Steuerungsschaltung (20) bei der zweiten Energieübertragung den vierten Phasenverschiebungswert (θ4) steuert, um eine virtuelle Diagonal-Einschaltzeit zu steuern, während der ein virtueller Einschaltzeitraum des ersten Referenzelements (Q4A) einen Einschaltzeitraum des ersten Diagonalelements (Q3B) überlappt, und den dritten Phasenverschiebungswert (θ3) steuert, um eine Diagonal-Einschaltzeit zu steuern, während der sowohl das zweite Referenzelement (Q1A) als auch das zweite Diagonalelement (Q2B) eingeschaltet sind, wobei hierbei für das erste Referenzelement (Q4A) ein virtuelles Treibersignal angenommen wird, das gleich einem Treibersignal für das zweite Referenzelement (Q1A) ist.
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