CN107005168A - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

在变压器(3)的第1绕组(3a)与直流电源(1)之间连接第1开关电路(5)、在第2绕组(3b)与电池(2)之间连接第2开关电路(8)来构成DC/DC转换器(100)。控制电路(20)具备：第1电路(31)，以使充电电流的检测值与指令值的差分变小的方式进行反馈控制；以及第2电路(35)，根据检测值以及指令值而校正第1电路(31)的控制输入输出的一方。而且，控制电路(20)在电池充电时，控制第1对角元件相对第1开关电路(5)内的第1基准元件的驱动相位的相移量(θ1)和第2开关电路(8)内的第2对角元件相对第1开关电路(5)内的第1基准元件的驱动相位的相移量(θ2)。由此，针对电力传输方向的变化及急剧的负荷变动实现高的适应性。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及利用变压器使一次侧与二次侧绝缘的DC/DC转换器，特别涉及在两个直流电源之间进行电力传输的DC/DC转换器。
背景技术
以往的双向DC/DC转换器进行第1直流电源与第2直流电源之间的双向的电力传输，具备：变压器；第1转换器部，具有多个半导体开关元件，被连接于上述第1直流电源与上述变压器的第1绕组之间，在直流和交流间进行电力变换；第2转换器部，具有多个半导体开关元件，被连接于上述第2直流电源与上述变压器的第2绕组之间，在直流和交流间进行电力变换；以及控制电路，控制上述第1、第2转换器部内的各上述半导体开关元件。上述第1、第2转换器部具有：电容器，与各上述半导体开关元件并联连接；以及第1、第2电抗器，与交流输入输出线连接。而且，上述控制电路在从上述第1直流电源向上述第2直流电源进行电力传输时，利用上述第1电抗器进行控制，以使得上述第1转换器部内的各上述半导体开关元件进行零电压开关，在上述第2直流电源的电压比上述变压器的上述第2绕组所产生的电压高时，使用上述第2电抗器进行控制，以使得上述第2转换器部进行升压动作。另外，在从上述第2直流电源向上述第1直流电源进行电力传输时，利用上述第2电抗器进行控制，以使得上述第2转换器部内的各上述半导体开关元件进行零电压开关，在上述第1直流电源的电压比上述变压器的上述第1绕组所产生的电压高时，使用上述第1电抗器进行控制，以使得上述第1转换器部进行升压动作(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：国际公开WO2013/121665号公报
发明内容
如上述专利文献1那样的双向DC/DC转换器是隔着变压器而对称的简易的电路结构，无论电力传输方向如何都能够进行零电压开关，并且能够通过简单的控制实现双向电力传输。但是，有时在电力传输过程中变压器电流的极性发生调换而产生逆电流，对电力传输无益的无效电力有可能增大。另外，有时由于防止短路时间等的影响而发生响应延迟、传输电力对指令值的响应性极度地劣化，难以针对电力传输方向的变化或急剧的负荷变动而使传输电力快速地变化来跟踪指令值。
本发明是为了解决如上所述的问题点而完成的，其目的在于提供如下DC/DC转换器：能够利用简易的电路结构在宽的电压范围中防止变压器电流的逆流而进行电力传输，能够实现低损耗化。另外，其目的在于即使针对急剧的负荷变动、以及在电力传输方向变化的情况下也能够使传输电力快速地变化，得到适应性高且可靠性高的输出控制。
本发明的DC/DC转换器进行第1直流电源与第2直流电源之间的电力传输，具备：变压器；第1转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第1转换器部连接于所述第1直流电源与所述变压器的第1绕组之间；第2转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第2转换器部连接于所述第2直流电源与所述变压器的第2绕组之间；第2电抗器，与所述第2转换器部的交流输入输出线连接；以及控制电路，根据输入输出到所述第2直流电源的电流的电流检测值与电流指令值的差分电流值而运算输出占空比，对所述第1转换器部、第2转换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制。
所述控制电路具备：第1电路，进行反馈控制，以使所述差分电流值变小；以及第2电路，根据所述电流检测值以及所述电流指令值而校正所述第1电路的控制输入输出的一方。
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的第1电力传输中，所述控制电路将作为所述第1转换器部的1个桥电路的第1桥电路的正侧和负侧中的任意一方的半导体开关元件设为第1基准元件，将作为所述第2转换器部内的1个桥电路的第2桥电路的正侧和负侧中的任意一方的半导体开关元件设为第2基准元件，将构成所述第1转换器部、所述第2转换器部内的4个所述桥电路中的所述第2桥电路的各半导体开关元件全部设为断开状态，关于其它3个桥电路，将正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件设为相同的接通时间比例；控制第1相移量和第2相移量，所述第1相移量是所述第1基准元件与作为和该第1基准元件处于对角关系的第1对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量，所述第2相移量是所述第1基准元件与作为和所述第2基准元件处于对角关系的第2对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量。而且，所述第2电路通过所述校正来调整所述第1相移量、所述第2相移量，以使所述电流检测值跟踪所述电流指令值。
根据本发明的DC/DC转换器，能够利用简易的电路结构在宽的电压范围中防止变压器电流的逆流而进行电力传输，能够实现低损耗化。另外，即使针对急剧的负荷变动、以及在电力传输方向变化的情况下也能够使传输电力快速地变化，能够得到适应性高且可靠性高的输出控制。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电池充放电装置的电路结构图。
图2是本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电时的控制框图。
图3是本发明的实施方式1的电池充放电装置的驱动信号波形图。
图4是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图5是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图6是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图7是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图8是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图9是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。
图10是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图11是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图12是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图13是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图14是本发明的实施方式1的电池充放电装置的驱动信号波形图。
图15是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图16是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图17是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图18是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图19是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图20是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图21是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图22是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图23是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图24是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。
图25是本发明的实施方式1的电池充放电装置的放电时的控制框图。
图26是本发明的实施方式1的电池充放电装置的驱动信号波形图。
图27是本发明的实施方式1的电池充放电装置的驱动信号波形图。
图28是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的控制动作的波形图。
图29是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置中的充电电流的波形图。
图30是图29的部分放大图。
图31是图29的部分放大图。
图32是本发明的实施方式1的电池充放电装置的控制框图。
图33是示出本发明的实施方式1的电池充放电装置的校正控制的流程图。
图34是本发明的实施方式2的电池充放电装置的控制框图。
图35是本发明的实施方式3的电池充放电装置的控制框图。
图36是本发明的实施方式3的另一例子的电池充放电装置的控制框图。
图37是本发明的实施方式4的电池充电装置的电路结构图。
图38是本发明的实施方式5的电池充电装置的电路结构图。
具体实施方式
实施方式1.
以下，说明本发明的实施方式1。
图1是示出本发明的实施方式1的作为DC/DC转换器的电池充放电装置100的电路结构的图。如图所示，电池充放电装置100在作为第1直流电源的直流电源1与作为第2直流电源的电池2之间通过双向的电力变换进行电池2的充放电。
电池充放电装置100具备：作为绝缘的变压器的高频变压器3(以下，简称为变压器3)；第1平滑电容器4，与直流电源1并联地连接；作为第1转换器部的第1开关电路5；第2平滑电容器7，与电池2并联地连接；作为第2转换器部的第2开关电路8；以及第1电抗器9、第2电抗器10，与第1开关电路5、第2开关电路8的各交流输入输出线连接。另外，电池充放电装置100具备控制第1开关电路5以及第2开关电路8的控制电路20。
第1开关电路5是具有分别反并联连接有二极管12的由IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q4A、Q4B、Q3A、Q3B(以下，简称为Q4A、Q4B、Q3A、Q3B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，上述第1开关电路5的直流侧连接于第1平滑电容器4，上述第1开关电路5的交流侧连接于变压器3的第1绕组3a，进行直流和交流间的双向电力变换。另外，第1开关电路5是能够使各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压大致为零电压的零电压开关电路，各半导体开关元件Q分别并联地连接有电容器13。另外，半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线连接有第1电抗器9，第1电抗器9和第1绕组3a被串联连接。
第2开关电路8是具有分别反并联连接有二极管12的由IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q2A、Q2B、Q1A、Q1B(以下，简称为Q2A、Q2B、Q1A、Q1B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，上述第2开关电路8的直流侧连接于第2平滑电容器7，上述第2开关电路8的交流侧连接于变压器3的第2绕组3b，进行直流和交流间的双向电力变换。另外，第2开关电路8是能够使各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压大致为零电压的零电压开关电路，各半导体开关元件Q分别并联地连接有电容器13。另外，半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线连接有第2电抗器10，第2电抗器10和第2绕组3b被串联连接。进而，在第2开关电路8的直流侧连接有电抗器11。
另外，在第2平滑电容器7与电池2之间设置检测流过电抗器11的电流作为电池2的充电电流i(以箭头的朝向为正的电流)的电流传感器(未图示)，其感测到的输出被输入到控制电路20。进而，设置检测第1平滑电容器4的电压v的电压传感器(未图示)，其感测到的输出被输入到控制电路20。在控制电路20中，根据所输入的电流i、电压v的值，生成对第1开关电路5以及第2开关电路8的各半导体开关元件Q进行开关控制的驱动信号21a、21b而对第1开关电路5以及第2开关电路8进行驱动控制。
此外，检测电池2的充电电流i的电流传感器也可以设置于比第2平滑电容器7更靠近第2开关电路8侧的位置。
接下来，在以下说明电池充放电装置100的动作。
此外，将基于充电控制的电力传输设为第1电力传输，将基于放电控制的电力传输设为第2电力传输。
图2是从直流电源1向电池2进行电力传输、即对电池2进行充电时的控制框图。检测作为电池充放电装置100的输出电流的充电电流i并输入到控制电路20。此外，为了方便起见，将充电电流i的电流检测值简称为充电电流i。如图所示，在控制电路20中，减法器30从充电电流指令值i*减去所输入的充电电流i而运算差分电流值30a，作为第1电路的PI控制器31通过反馈控制使差分电流值30a接近0，从而决定第1开关电路5以及第2开关电路8的输出占空比D(以下，简称为占空比D)，生成各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
另外，与直流电源1并联连接的第1平滑电容器4的电压成为与直流电源1的电压相同的直流电压。
图3是示出电池充放电装置100的升压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式的每个选通模式设置期间A+～J+而进行图示。此外，在图3内，为了方便起见，将Q4A、Q4B、Q3A、Q3B、Q2A、Q2B、Q1A、Q1B的各驱动信号的符号用各元件的符号表示。
在该情况下，以作为第1开关电路5内的一个桥电路的第1桥电路(Q4A、Q4B)为基准，生成整体的驱动信号。作为第2开关电路8内的一个桥电路的第2桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。
另外，在除了第2桥电路(Q1A、Q1B)以外的3个桥电路中,构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q4A、Q3A、Q2A以及负侧(低电压侧)的Q4B、Q3B、Q2B当去除了防止短路时间td后分别按照50％的接通时间比例被控制。此外，防止短路时间td是为了防止正侧的半导体开关元件与负侧的半导体开关元件同时接通而设定的时间，在一方断开之后，在经过所设定的防止短路时间td之后另一方接通。而且，在该情况下，为了使发送电力一侧的第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关，被设定成在防止短路时间td的期间与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第1平滑电容器4的电压或者下降至零电压附近。
另外，将第1桥电路(Q4A、Q4B)内的Q4A设为第1基准元件，将第2桥电路(Q1A、Q1B)内的Q1A设为第2基准元件，将与第1基准元件Q4A处于对角关系的Q3B设为第1对角元件，将与第2基准元件Q1A处于对角关系的Q2B设为第2对角元件。
而且，根据作为控制指令的占空比D决定第1对角元件Q3B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ1(第1相移量)、和第2对角元件Q2B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2(第2相移量)。即，根据占空比D控制相移量θ1、θ2。关于该相移量θ1、θ2的控制的详细内容以后叙述，但在该情况下，相移量θ1被保持为最小，相移量θ2根据占空比D的变化而变化。
另外，如图3所示，当将第1基准元件Q4A与第1对角元件Q3B同时接通的期间设为对角接通时间t1时，根据相移量θ1决定对角接通时间t1。此外，Q4B与Q3A同时接通的对角接通时间t1a也与对角接通时间t1相等。
另外，针对第2桥电路(Q1A、Q1B)，将与第1桥电路(Q4A、Q4B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号，将基于第2基准元件Q1A的假想驱动信号的Q1A的假想接通与第2对角元件Q2B的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t2。该假想对角接通时间t2由第2对角元件Q2B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2来确定。此外，基于Q1B的假想驱动信号的Q1B的假想接通与Q2A的接通重叠的假想对角接通时间t2a也与假想对角接通时间t2相等。
图4～图13示出与图3所示的各选通模式相匹配的电流路径。图4～图13依次对应于图3内的期间B+～J+、期间A+。
以下，基于图3以及图4～图13而示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。此外，电池2的电压设为比第2绕组3b所产生的电压高，从直流电源1向电池2进行电力传输。
为了方便起见，从期间B+起进行说明。
在期间B+，在第1开关电路5中，Q4A和Q3B接通而对角两个元件导通，所以经由Q4A和Q3B从直流电源1侧传输能量。电流的极性相对后述期间J+、期间A+发生反转。在第2开关电路8中，Q2A接通，所以电流经由Q1A的二极管和Q2A回流。因此，期间B+是对第1电抗器9以及第2电抗器10进行励磁的期间(图4)。
在期间C+，在第1开关电路5中，Q4A和Q3B接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传输能量。在第2开关电路8中，Q2A截止，从Q1A的二极管经由Q2B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间C+是向电池2侧传输第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量的期间(图5)。
在期间D+，在第1开关电路5中，Q4A和Q3B接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传输能量。在第2开关电路8中，Q2B接通，从Q1A的二极管经由Q2B或者Q2B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间D+是向电池2侧传输第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量的期间(图6)。
在期间E+，在第1开关电路5中，Q4A截止，电流经由Q4B的二极管和Q3B回流。在第2开关电路8中，Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间E+是回流电流减少的期间(图7)。
在期间F+，在第1开关电路5中，Q3B截止，Q4B接通。Q4B从二极管导通状态设为接通，所以实现ZVS(零电压开关)。当在期间E+回流电流为0[A]以上、即残留有电流的情况下，经由Q4B或者Q4B的二极管和Q3A的二极管向直流电源1侧再生电流。在第2开关电路8中，Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压－电池2的电压)而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间F是回流电流减少的期间(图8)。
在期间G+，在第1开关电路5中，Q3A接通，Q3A和Q4B接通而对角两个元件导通，所以经由Q3A和Q4B从直流电源1侧传输能量。此时，电流的极性从期间F+开始反转。在第2开关电路8中，Q2B接通，所以电流经由Q1B的二极管和Q2B而回流。因此，期间G+是对第1电抗器9以及第2电抗器10进行励磁的期间(图9)。
在期间H+，在第1开关电路5中，Q3A和Q4B接通而对角两个元件导通，所以经由Q3A和Q4B从直流电源1侧传输能量。在第2开关电路8侧Q2B截止，经由Q2A的二极管和Q1B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间H+是向电池2侧传输第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量的期间(图10)。
在期间I+，在第1开关电路5中，Q3A和Q4B接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传输能量。在第2开关电路8中，Q2A接通，经由Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间I+是向电池2侧传输第1电抗器9以及第2电抗器10的励磁能量的期间(图11)。
在期间J+，在第1开关电路5中，Q4B截止，电流经由Q4A的二极管和Q3A回流。在第2开关电路8中，Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间J+是回流电流减少的期间(图12)。
接下来，在期间A+，在第1开关电路5中，Q3A截止，Q4A接通。Q4A从二极管导通状态设为接通，所以实现ZVS(零电压开关)。当在期间J+回流电流为0[A]以上、即残留有电流的情况下，经由Q4A或者Q4A的二极管和Q3B的二极管而向直流电源1侧再生电流。在第2开关电路8中，Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压－电池2的电压)而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间A+是回流电流减少的期间(图13)。
通过反复进行这一系列的控制(期间A+～J+)，电池充放电装置100将变压器3的第2绕组3b所产生的电压进行升压而对电池2供给电力。
当将直流电源1的电压设为VL时，第1开关电路5在Q4A、Q3B同时接通的对角接通时间t1输出电压VL的正的脉冲，在Q4B、Q3A同时接通的对角接通时间t1a输出电压(－VL)的负的脉冲，并施加给变压器3的第1绕组3a。当将变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比设为NL：NB时，此时对变压器3的第2绕组3b施加(±VL)×NB/NL电压。
而且，在第2开关电路8中，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内，设置对第2电抗器10进行励磁的期间(B+、G+)，即，将第2电抗器10用作升压电抗器而进行升压动作。
另外，变压器3的一次侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关由于电容器13以及第1电抗器9的作用而全部为零电压开关。此外，二次侧的第2开关电路8的开关的一部分为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态，所以在期间E+、F+，当回流电流减少而成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]，不流过逆电流。在期间J+、A+，也是当回流电流减少而成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]，不流过逆电流。由此，在电池充放电装置100内抑制对电力传输无益的无效电力。
接下来，图14是示出电池充放电装置100的降压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，也针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式的每个选通模式设置期间A－～J－而进行图示，为了方便起见，用各元件的符号表示Q4A、Q4B、Q3A、Q3B、Q2A、Q2B、Q1A、Q1B的各驱动信号的符号。
与图3所示的升压充电时同样地，以第1开关电路5内的第1桥电路(Q4A、Q4B)为基准，生成整体驱动信号，第2开关电路8内的第2桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。另外，在除了第2桥电路(Q1A、Q1B)以外的3个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q4A、Q3A、Q2A以及负侧(低电压侧)的Q4B、Q3B、Q2B当去除了防止短路时间td后分别按照50％的接通时间比例被控制。
而且，根据作为控制指令的占空比D决定第1对角元件Q3B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ1(第1相移量)、和第2对角元件Q2B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2(第2相移量)。在该情况下，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比D的变化而变化。
在该情况下，对角接通时间t1、t1a也由相移量θ1决定。另外，当针对第2桥电路(Q1A、Q1B)而将与第1桥电路(Q4A、Q4B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号时，上述假想对角接通时间t2、t2a由相移量θ2确定。在该情况下，对角接通时间t1、t1a与假想对角接通时间t2、t2a相等。
图15～图24示出与图14所示的各选通模式相匹配的电流路径。图15～图24依次对应于图14内的期间D－～J－、期间A－～C－。
以下，基于图14以及图15～图24而示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。此外，电池2的电压设为比第2绕组3b所产生的电压低，从直流电源1向电池2进行电力传输。
为了方便起见，从期间D－起进行说明。
在期间D－，在第1开关电路5中，Q3B接通，Q4A和Q3B接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传输能量。在第2开关电路8中，Q2B接通，从Q1A的二极管经由Q2B或者Q2B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间D－是将电力向电池2侧传输的期间(图15)。
在期间E－，在第1开关电路5中，Q4A截止，电流经由Q4B的二极管和Q3B回流。在第2开关电路8中，Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间E－是回流电流减少的期间(图16)。
在期间F－、G－，在第1开关电路5中，Q4B接通，电流经由Q4B或者Q4B的二极管和Q3B回流。Q4B从二极管导通状态设为接通，所以实现ZVS(零电压开关)。在第2开关电路8中，Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间F－、G－是回流电流减少的期间(图17、图18)。
在期间H－，在第1开关电路5中，Q3B截止，在回流电流为0[A]以上、即残留有电流的情况下，经由Q4B或者Q4B的二极管和Q3A的二极管而向直流电源1侧再生电流。在第2开关电路8中，Q2B截止，而Q1A的二极管和Q2B的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压－电池2的电压)而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间H－是回流电流减少的期间(图19)。
在期间I－，在第1开关电路5中，Q3A接通，Q3A和Q4B接通而对角两个元件导通，所以经由Q3A和Q4B而从直流电源1侧传输能量。此时，电流的极性从期间H－开始反转。在第2开关电路8中，Q2A接通，经由Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管流过电流，向电池2侧传输电力。因此，期间I－是将电力向电池2侧传输的期间(图20)。
在期间J－，在第1开关电路5中，Q4B截止，电流经由Q4A的二极管和Q3A回流。在第2开关电路8中，Q1B的二极管和Q2A或者Q2A的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间J－是回流电流减少的期间(图21)。
接下来，在期间A－、B－，在第1开关电路5中，Q4A接通，电流经由Q4A或者Q4A的二极管和Q3A回流。Q4A从二极管导通状态设为接通，所以实现ZVS(零电压开关)。在第2开关电路8中，Q1B的二极管和Q2A或者Q2A的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间J－是回流电流减少的期间(图22，图23)。
在期间C－，在第1开关电路5中，Q3A截止，在回流电流为0[A]以上、即残留有电流的情况下，经由Q4A或者Q4A的二极管和Q3B的二极管而向直流电源1侧再生电流。在第2开关电路8中，Q2A截止，而Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压－电池2的电压)而逐渐减少。当回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]。因此，期间C－是回流电流减少的期间(图24)。
通过反复进行这一系列的控制(期间A－～J－)，电池充放电装置100将变压器3的第2绕组3b所产生的电压进行降压而对电池2供给电力。
另外，变压器3的一次侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关由于电容器13以及第1电抗器9的作用而全部成为零电压开关。此外，二次侧的第2开关电路8的开关的一部分成为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态，所以在期间E－～H－，当回流电流减少成为0[A]时，Q1A的二极管变为截止，维持0[A]，不流过逆电流。在期间J－，A－～C－，也是当回流电流减少成为0[A]时，Q1B的二极管变为截止，维持0[A]，不流过逆电流。
接下来，说明电池充放电装置100从电池2对直流电源1进行电力传输的情况。
图25是电池充放电装置100从电池2向直流电源1进行电力传输、即对电池2进行放电时的控制框图。在该情况下，电池充放电装置100对直流电源1进行输出，检测第1平滑电容器4的电压v作为输出电压，并输入到控制电路20。如图所示，在控制电路20中，减法器32将所输入的输出电压v从输出电压指令值v*减去而运算差分电压，PI控制器33运算充电电流指令值i*，使运算出的差分电压接近0。
然后，减法器30将所输入的充电电流i从充电电流指令值i*减去而运算差分电流值30a，PI控制器31通过反馈控制使差分电流值30a接近0，从而决定第1开关电路5以及第2开关电路8的占空比D，生成各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
此外，在从电池2供给电力时，为从直流电源1供给电力时的反向动作，所以充电电流i以及充电电流指令值i*的极性为负。另外，与电池2并联地连接的第2平滑电容器7为与电池2的电压相同的直流电压。
图26是示出电池充放电装置100的降压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。另外，图27是示出电池充放电装置100的升压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。
如图26所示，在电池充放电装置100的降压放电中，为降压充电时的反向动作，降压充电时的第1开关电路5的驱动信号、和第2开关电路8的驱动信号被调换了。而且，关于各期间AA－～JJ－中的动作，也与使降压充电时的各期间A－～J－中的第1开关电路5和第2开关电路8相反的动作相同。
在电池充放电装置100的升压放电中，如图27所示，为升压充电时的反向动作，升压充电时的第1开关电路5的驱动信号、和第2开关电路8的驱动信号被调换了。而且，关于各期间AA+～JJ+中的动作，也与使升压充电时的各期间A+～J+中的第1开关电路5和第2开关电路8相反的动作相同。
设电池2的电压为VB时，第2开关电路8在Q1A(第2基准元件)、Q2B(第2对角元件)同时接通的对角接通时间t3输出电压VB的正的脉冲，在Q1B、Q2A同时接通的对角接通时间t3a输出电压(－VB)的负的脉冲，然后施加到变压器3的第2绕组3b。如果将变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比设为NL：NB，则此时对变压器3的第1绕组3a施加(±VB)×NL/NB的电压。
在图26所示的降压放电中，直流电源1的电压设为比第1绕组3a所产生的电压低，在图27所示的升压放电中，直流电源1的电压设为比第1绕组3a所产生的电压高，双方从电池2向直流电源1进行电力传输。
在电池充放电装置100从电池2对直流电源1进行电力传输的电池放电时，第1开关电路5、第2开关电路8如以下那样被控制。
以第2开关电路8内的第2桥电路(Q1A、Q1B)为基准，生成整体驱动信号。第1开关电路5内的第1桥电路(Q4A、Q4B)的Q4A、Q4B被保持为截止状态。
另外，在除了第1桥电路(Q4A、Q4B)以外的3个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q1A、Q2A、Q3A以及负侧(低电压侧)的Q1B、Q2B、Q3B当去除了防止短路时间td后分别按照50％的接通时间比例被控制。在该情况下，控制电路20在对发送电力一侧的第2开关电路8的各半导体开关元件Q进行开关时，以在防止短路时间td的期间使与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第2平滑电容器7的电压或者下降至零电压附近的方式进行零电压开关。
而且，根据作为控制指令的占空比D而决定第2对角元件Q2B的驱动信号相对第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ3(第3相移量)、和第1对角元件Q3B的驱动信号相对第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ4(第4相移量)。即，根据占空比D而控制相移量θ3、θ4。
在图26所示的降压放电中，相移量θ3与相移量θ4相等，双方的相移量θ3、θ4根据占空比D的变化而变化。另外，在图27所示的升压放电中，相移量θ3被保持为最小，相移量θ4根据占空比的变化而变化。
另外如图26、图27所示，Q1A与Q2B同时接通的对角接通时间t3由相移量θ3决定，Q1B与Q2A同时接通的对角接通时间t3a也与对角接通时间t3相等。
另外，控制电路20针对第1桥电路(Q4A、Q4B)而将与第2桥电路(Q1A、Q1B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号，将基于Q4A的假想驱动信号的Q4A的假想接通与Q3B的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t4。该假想对角接通时间t4由相移量θ4确定。此外，基于Q4B的假想驱动信号的Q4B的假想接通与Q3A的接通重叠的假想对角接通时间t4a也与假想对角接通时间t4相等。
如以上那样，在电池充放电装置100中，具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这4个控制模式，进行双向电力传输。而且，如上所述，在从直流电源1向电池2进行电力传输的充电时，根据占空比D控制第1对角元件Q3B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ1、以及第2对角元件Q2B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2。另外，在从直流电源1向电池2进行电力传输的放电时，根据占空比D控制第2对角元件Q2B的驱动信号相对第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ3、以及第1对角元件Q3B的驱动信号相对第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相移量θ4。
图28示出与占空比D相应的相移量θ1～θ4和对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4。如图28所示，根据传输电力决定占空比D。在该情况下，将充电方向的电力设为正。
此外，充电时的相移量θ1和放电时的相移量θ4都是第1对角元件Q3B的相移量，所以用同样的实线连续地记载。另外，充电时的相移量θ2和放电时的相移量θ3都是第2对角元件Q2B的相移量，所以用同样的虚线连续地记载。同样地，将对角接通时间t1和假想对角接通时间t4用同样的实线连续地记载，将假想对角接通时间t2和对角接通时间t3用同样的虚线连续地记载。
首先，说明电池充放电装置100从直流电源1对电池2进行充电的控制。
将电力从变压器3的第1绕组3a传输到第2绕组3b而在第2绕组3b产生电压的期间是Q4A、Q3B同时接通的对角接通时间t1、以及Q4B、Q3A同时接通的对角接通时间t1a。
在升压时，通过使该期间尽量变长，能够降低与第1开关电路5以及第2开关电路8的回流期间有关的损耗。
因此，在升压充电时的控制中，控制电路20为使对变压器3的第1绕组3a施加电压的期间最大，将对角接通时间t1(＝t1a)设定为最大接通时间tmax。该最大接通时间tmax根据为了使第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关所需的防止短路时间td来设定。此时，Q3B的驱动信号相对Q4A的驱动信号的相位的相移量θ1最小，与防止短路时间td相等。
在该升压充电时，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内，具有利用第2开关电路8对第2电抗器10进行励磁的期间。即，第2对角元件Q2B的驱动信号相对Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2为相移量θ1以上的值，以相移量θ1、θ2都最小(防止短路时间td)的第1基准点22为起点。而且，当占空比D增大时，控制电路20将相移量θ1保持为最小，并且使相移量θ2增大。
在相移量θ1、θ2处于它们都为最小(防止短路时间td)的第1基准点22时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2是它们都为最大接通时间tmax的点22a。而且，以点22a为起点，当占空比D增大时，控制电路20将对角接通时间t1保持为最大接通时间tmax，并且使假想对角接通时间t2降低。
而且，在降压充电时，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比D的变化而变化。
在相移量θ1、θ2最大时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2都最小(例如0)，是没有电力传输的状态。在降压充电时，在占空比D为0时，相移量θ1、θ2最大，当占空比D增大时，控制电路20使相移量θ1、θ2都降低。此时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2增大。
另外，在相移量θ1、θ2都最大时，控制电路20从将第2开关电路8内的第2桥(Q1A、Q1B)保持为截止状态的控制切换为将第1开关电路5的第1桥(Q4A、Q4B)保持为截止状态的控制，从而切换电力传输方向。进行该切换时是对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2都为最小时、即没有电力传输的状态时，所以不会由于切换而产生影响，能够进行平滑的切换。
在对电池2进行放电而对直流电源1进行电力传输的升压放电时的控制中，控制电路20为使对变压器3的第2绕组3b施加电压的期间达到最大，将对角接通时间t3(＝t3a)设定为最大接通时间tmax。此时，Q2B的驱动信号相对Q1A的驱动信号的相位的相移量θ3最小(防止短路时间td)。Q3B的驱动信号相对Q1A的驱动信号的相位的相移量θ4是相移量θ3以上的值。而且，以相移量θ3、θ4都最小(防止短路时间td)的第2基准点23为起点，当放电电力增大而占空比D向负方向增大时，控制电路20将相移量θ3保持为最小，并且使相移量θ4增大。
在相移量θ3、θ4处于它们都为最小(防止短路时间td)的第2基准点23时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4是它们都为最大接通时间tmax的点23a。而且，以点23a为起点，当占空比D向负方向增大时，控制电路20将对角接通时间t3保持为最大接通时间tmax，并且使假想对角接通时间t4降低。
而且，在降压放电时，相移量θ3与相移量θ4相等，双方的相移量θ3、θ4根据占空比D的变化而变化。
在相移量θ3、θ4最大时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4都为最小，是没有电力传输的状态。在降压放电时，在占空比为0时，相移量θ3、θ4最大，当占空比D向负方向增大时，控制电路20使相移量θ3、θ4都降低。此时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4增大。
另外，在相移量θ3、θ4都最大时，控制电路20从将第1开关电路5的第1桥(Q4A、Q4B)保持为截止状态的控制切换到将第2开关电路8内的第2桥(Q1A、Q1B)保持为截止状态的控制，从而切换电力传输方向。进行该切换时是没有电力传输的状态时，所以不会由于切换而产生影响，能够进行平滑的切换。
此外，图28示出t1～t4的最小值比0大的情况，但也可以为0。
如以上那样，电池充放电装置100是隔着变压器3而对称的简易的电路结构，控制电路20根据占空比D控制相移量θ1～θ4，从而无论电力传输方向如何，另外无论直流电源1以及电池2的电压如何，都能够进行双向电力变换。由此，电池充放电装置100能够通过简单的控制实现双向电力变换动作。
另外，如上所述，在电池2的充电时，第2桥电路(Q1A、Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。因此，当流过变压器3的回流电流减少而成为0[A]时，Q1A或者Q1B的二极管变为截止，将在变压器3中流过的电流维持为0[A]。在从电池2向直流电源1的电力传输中也同样地，当流过变压器3的回流电流减少成为0[A]时，Q4A或者Q4B的二极管变为截止，将在变压器3中流过的电流维持为0[A]。
由此不会在变压器3中流过逆电流，能够抑制无效电力，能够降低损耗。因此，电池充放电装置100能够利用简易的电路结构在宽的电压范围中防止变压器电流的逆流并且双向地传输电力，能够实现低损耗化。另外，能够降低变压器电流的峰值以及有效值，能够促进变压器3的小型化。
如上所述，在电池充放电装置100中，控制电路20通过反馈控制使充电电流i与充电电流指令值i*的差分电流值30a接近0，从而运算第1开关电路5以及第2开关电路8的占空比D，决定相移量θ1～θ4。在图28中，示出了传输电力与占空比D处于理想的比例关系，传输电力的变化对应于对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4的变化。但是，存在如下区域：即使使相移量θ1～θ4变化，即，即使使对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4变化，表示传输电力的充电电流i也不变化。
图29是使对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4变化时的充电电流i的转移图的例子，是基于后述相移量θ1～θ4的校正而进行调整之前的阶段的图。在该情况下，直流电源1的电压与电池2的电压设定为相等，变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比设定为1：1，防止短路时间td设定为开关周期的4％。此外，基于半导体开关元件Q的开关速度而将防止短路时间td适当地设定成防止半导体开关元件Q的短路、且进行零电压开关。开关速度一般记载于由半导体制造商公开的数据表。
在图29中，将半导体开关元件Q的开关周期设为1，将对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4归一化而进行图示。关于对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4的最大值(最大接通时间tmax)，从半周期减去两倍的防止短路时间td后，为0.42。
如图所示，存在尽管使对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4变化但充电电流i也未变化的期间。具体而言，是将对角接通时间t1和假想对角接通时间t2控制为相同的量的降压充电的期间、和将对角接通时间t3和假想对角接通时间t4控制为相同的量的降压放电的期间。在从直流电源1向电池2进行降压充电的情况下，需要使第2绕组3b所产生的电压比电池2的电压高。另外，在从电池2向直流电源1进行降压放电的情况下，需要使第1绕组3a所产生的电压比直流电源1的电压高。在图29所示的例子中，使直流电源1与电池2的电压值相等、且将变压器3的绕组比设为1：1，所以在降压充电中第2绕组3b所产生的电压与电池2的电压相等，另外在降压放电中第1绕组3a所产生的电压与直流电源1的电压相等，所以产生充电电流i不变化的期间。
当使用变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比NL：NB，将产生充电电流i不变化的期间的条件一般化时，在电池2的电压VB比VL×NB/NL大的情况下，在降压充电中产生充电电流i不变化的期间。另外，在直流电源1的电压VL比VB×NL/NB大的情况下，在降压放电中产生充电电流i不变化的期间。
图30是放大图29中的升压充电的期间而得到的部分放大图。在升压充电中，虽然在将对角接通时间t1保持为最大的状态下使假想对角接通时间t2发生了变化，但存在充电电流i不变化的期间。另外，图31是放大图29中的升压放电的期间而得到的部分放大图。在升压放电中，虽然在将对角接通时间t3保持为最大的状态下使假想对角接通时间t4发生了变化，但在该情况下也存在充电电流i不变化的期间。在升压充电以及升压放电中，在对角接通时间t1、t3与假想对角接通时间t2、t4之差小的区域，会由于防止短路时间td而产生充电电流i不变化的期间。
这样在电池充放电装置100中，存在如下区域：即使使相移量θ1～θ4变化，即，即使使对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4变化，充电电流i也不变化。在该实施方式的控制电路20中，在根据运算出的占空比D决定相移量θ1～θ4时，通过校正来调整相移量θ1～θ4，以改善充电电流i对充电电流指令值i*的响应性。
图32是控制电路20的控制框图。控制电路20具备减法器30、PI控制器31以及驱动信号生成部34、和作为第2电路的校正部35，该校正部35校正作为第1电路的PI控制器31的输出。如使用图2以及图25进行说明那样，利用减法器30运算充电电流i与充电电流指令值i*的差分电流值30a，PI控制器31进行反馈控制以使差分电流值30a接近0，运算第1开关电路5以及第2开关电路8的占空比D。校正部35根据充电电流i和充电电流指令值i*决定校正量35a。驱动信号生成部34在根据占空比D决定相移量θ1～θ4时，利用校正量35a进行校正，生成各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
校正部35所运算的校正量35a既可以校正相移量θ1～θ4，也可以校正占空比D，结果上是校正作为PI控制器31的输出的控制结果，调整相移量θ1～θ4。
在相移量θ1～θ4的调整、即对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4的调整中，根据升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这4个控制模式来决定应调整的对称和调整方向，基于图33所示的流程图而在以下进行说明。
首先，在差分电流值30a的大小超过规定值而增加或者差分电流值30a的大小超过规定期间而不被降低时、即检测到充电电流i对充电电流指令值i*的响应延迟时，判定为有差分(步骤S1)，从为使充电电流i与充电电流指令值i*相等而进行跟踪控制的状态转移到校正控制。
在控制模式为升压充电的情况下(步骤S2)，在差分电流值30a为正、即充电电流i比充电电流指令值i*低时(步骤S3)，调整成使假想对角接通时间t2减少(步骤S4)。在步骤S3中，在差分电流值30a为负、即充电电流i比充电电流指令值i*高时，调整成使假想对角接通时间t2增加(步骤S5)。
在控制模式为降压充电的情况下(步骤S6)，在差分电流值30a为正、即充电电流i比充电电流指令值i*低时(步骤S7)，调整成使对角接通时间t1和假想对角接通时间t2以相同的量增加(步骤S8)。在步骤S7中，在差分电流值30a为负、即充电电流i比充电电流指令值i*高时，调整成使对角接通时间t1和假想对角接通时间t2以相同的量减少(步骤S9)。
在控制模式为降压放电的情况下(步骤S10)，在差分电流值30a为正、即充电电流i比充电电流指令值i*低时(步骤S11)，调整成使对角接通时间t3和假想对角接通时间t4以相同的量减少(步骤S12)。在步骤S11中，在差分电流值30a为负、即充电电流i比充电电流指令值i*高时，调整成使对角接通时间t3和假想对角接通时间t4以相同的量增加(步骤S13)。
在控制模式为升压放电的情况下(步骤S14)，在差分电流值30a为正、即充电电流i比充电电流指令值i*低时(步骤S15)，调整成使假想对角接通时间t4增加(步骤S16)。在步骤S15中，在差分电流值30a为负、即充电电流i比充电电流指令值i*高时，调整成使假想对角接通时间t4减少(步骤S17)。
如以上那样，在该实施方式中，控制电路20具备校正部35，检测使充电电流i跟踪充电电流指令值i*的控制的响应延迟而进行校正控制。因此，在电池充放电装置100的控制中，即便进入到即使使相移量θ1～θ4变化充电电流i也不变化的区域，也能够快速地转移到其区域的外侧来跟踪充电电流指令值i*。另外，校正部35不限于充电电流i不变化的区域地进行动作，在负荷急剧变化或充电电流指令值i*的变更等任意的情况下都使适应性提高，使充电电流i快速地跟踪充电电流指令值i*。
由此，在负荷急剧变化时等发生充电动作与放电动作的切换的情况下，能够快速地切换充放电，能够使第1、第2开关电路5、8的母线电压稳定化。因此能够使电池充放电装置100以高可靠性稳定地运转。
此外，为使差分电流值30a接近0而进行反馈控制的第1电路也可以使用PI控制器31以外的控制结构。
另外，在上述实施方式中，对一个直流电源(第2直流电源)使用了电池2，但不限于此。进而，也可以利用电池构成第1、第2直流电源这两个电源。
实施方式2.
接下来，说明本发明的实施方式2。
在上述实施方式1中，控制电路20根据充电电流i与充电电流指令值i*的差分电流值30a检测响应延迟而进行校正控制，但在该实施方式2中，使用作为电池充放电装置100的模型的目标数学模型38进行校正控制。
图34是该实施方式2的控制电路20的控制框图。控制电路20具备减法器30、PI控制器31以及驱动信号生成部34、和作为第2电路的校正电路41，该校正电路41校正作为第1电路的PI控制器31的输出。
此外，使用校正电路41的校正控制以外的装置以及控制的结构与上述实施方式1相同。
校正电路41具备减法器36、39和PI控制器37、目标数学模型38以及校正运算部40，根据充电电流i和充电电流指令值i*而决定校正量40a。目标数学模型38是对在电池充放电装置100中电流(充电电流i)相对占空比而单调增加的理想动作、即第1、第2开关电路5、8的动作目标进行数学建模而得到的模型。目标数学模型38将占空比Da作为输入，运算推测出作为目标的充电电流i的推测电流值ia。
在校正电路41中，减法器36将目标数学模型38所运算的推测电流值ia从充电电流指令值i*中减去而计算差分，利用PI控制器37进行反馈控制使该差分接近0，从而运算占空比Da。运算出的占空比Da被输入到目标数学模型38，目标数学模型38运算推测电流值ia。推测电流值ia被输入到两个减法器36、39，减法器39将充电电流i从推测电流值ia中减去而计算作为差分的推测偏差39a。然后，校正运算部40根据推测偏差39a而决定校正量40a。
充电电流i与充电电流指令值i*的差分电流值30a利用减法器30进行运算，PI控制器31通过反馈控制使差分电流值30a接近0，从而运算第1开关电路5以及第2开关电路8的占空比D。驱动信号生成部34在根据占空比D而决定相移量θ1～θ4时，利用校正量40a进行校正而调整相移量θ1～θ4，生成各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
在该实施方式中，校正电路41使用目标数学模型38，根据充电电流指令值i*而运算推测电流值ia，利用由充电电流i与推测电流值ia的差分(推测偏差39a)决定的校正量40a调整相移量θ1～θ4。因此，在电池充放电装置100的控制中，能够从即使使相移量θ1～θ4变化充电电流i也不变化的区域内快速地转移到外侧而跟踪充电电流指令值i*。另外，在负荷急剧变化或充电电流指令值i*的变更等任意的情况下都使适应性提高，使充电电流i快速地跟踪充电电流指令值i*，能够得到与上述实施方式1同样的效果。
另外，在上述实施方式1中根据差分电流值30a进行校正控制，所以只要差分电流值30a相同，即使充电电流i、充电电流指令值i*发生任意变化也都是相同的控制，而在该实施方式中，推测电流值ia仅根据充电电流指令值i*的变化而变化，所以其控制适合于各种情形。
实施方式3.
接下来，说明本发明的实施方式3。
在上述实施方式1、2中，第2电路(校正部35、校正电路41)校正第1电路(PI控制器31)的控制结果，但在该实施方式3中，校正PI控制器31的输入。
图35是该实施方式3的控制电路20的控制框图。控制电路20具备加减法器30b、PI控制器31以及驱动信号生成部34、和作为第2电路的校正电路41a，该校正电路41a校正PI控制器31的输入。
此外，使用校正电路41a的校正控制以外的装置以及控制的结构与上述实施方式1相同。
校正电路41a具备减法器36、39、PI控制器37、目标数学模型38，与上述实施方式2同样地，使用目标数学模型38根据充电电流指令值i*而运算推测电流值ia，决定作为充电电流i与推测电流值ia的差分的推测偏差39a。
加减法器30b将充电电流指令值i*与推测偏差39a相加并减去充电电流i而运算差分电流值30c，PI控制器31通过进行反馈控制使差分电流值30c接近0，从而运算第1开关电路5以及第2开关电路8的占空比D。驱动信号生成部34根据占空比D而决定相移量θ1～θ4，生成各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
在该实施方式中，校正电路41a使用目标数学模型38，根据充电电流指令值i*而运算推测电流值ia，将作为充电电流i与推测电流值ia的差分的推测偏差39a用作校正量而校正作为PI控制器31的输入的差分电流值。即，充电电流i与充电电流指令值i*的差分电流值30a被加上推测偏差39a，而导出校正后的差分电流值30c。然后，通过对校正后的差分电流值30c进行反馈控制，从而决定相移量θ1～θ4。因此，相移量θ1～θ4通过校正控制而被调整。
因此，在电池充放电装置100的控制中，能够从即使使相移量θ1～θ4变化充电电流i也不变化的区域内快速地转移到外侧而跟踪充电电流指令值i*。另外，在负荷急剧变化或充电电流指令值i*的变更等任意的情况下都使适应性提高，使充电电流i快速地跟踪充电电流指令值i*，能够得到与上述实施方式2同样的效果。
另外，推测偏差39a是电流值，所以能够通过容易的校正运算来运算差分电流值30c，能够调整相移量θ1～θ4。
此外，如图36所示，也可以将推测偏差39a经由均衡器42输入到加减法器30b。在控制电路20的反馈***的稳定性有富余的情况下，将均衡器42的增益特性设定成比1倍大，在反馈***的稳定性没有富余的情况下，将均衡器42的相位特性设定为超前相位。由此，能够提高校正控制的控制性。
实施方式4.
接下来，说明本发明的实施方式4。
图37是示出本发明的实施方式4的作为DC/DC转换器的电池充电装置100A的电路结构的图。如图所示，电池充电装置100A通过与升压以及降压相伴的电力变换，从直流电源1向电池2进行充电。
电池充电装置100A具备：作为绝缘的变压器的高频变压器3(以下，简称为变压器3)；第1平滑电容器4，与直流电源1并联地连接；作为第1转换器部的第1开关电路5A；第2平滑电容器7，与电池2并联地连接；作为第2转换器部的第2开关电路8A；以及第2电抗器10，与第2开关电路8A的交流输入输出线连接。另外，电池充电装置100A具备控制第1开关电路5A以及第2开关电路8A的控制电路20A。
第1开关电路5A是具有分别反并联连接有二极管12的由IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q4A、Q4B、Q3A、Q3B(以下，简称为Q4A、Q4B、Q3A、Q3B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，上述第1开关电路5A的直流侧连接于第1平滑电容器4，上述第1开关电路5A的交流侧连接于变压器3的第1绕组3a，进行直流和交流间的电力变换。
第2开关电路8A是具有分别反并联连接有二极管12的由IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q2A、Q2B、Q1A、Q1B(以下，简称为Q2A、Q2B、Q1A、Q1B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，上述第2开关电路8A的直流侧连接于第2平滑电容器7，上述第2开关电路8A的交流侧连接于变压器3的第2绕组3b，进行直流和交流间的电力变换。
另外，在第2开关电路8A中，第2电抗器10连接于半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线，第2电抗器10和第2绕组3b被串联连接。进而，电抗器11与第2开关电路8A的直流侧连接。
另外，在第2平滑电容器7与电池2之间设置检测流过电抗器11的电流作为电池2的充电电流i(以箭头的朝向为正的电流)的电流传感器(未图示)，其感测到的输出被输入到控制电路20A。进而，设置检测第1平滑电容器4的电压v的电压传感器(未图示)，其感测到的输出被输入到控制电路20A。在控制电路20A中，根据所输入的充电电流i、电压v的值，生成对第1开关电路5A以及第2开关电路8A的各半导体开关元件Q进行开关控制的驱动信号21a、21b而对第1开关电路5A以及第2开关电路8A进行驱动控制。
此外，检测电池2的充电电流i的电流传感器也可以设置于比第2平滑电容器7更靠近第2开关电路8A侧的位置。
该电池充电装置100A的升压充电时以及降压充电时的控制以及动作是利用与上述实施方式1同样的相移方式进行的控制动作。控制电路20A的控制框图也与在上述实施方式1中使用的图32所示的控制框图相同。但是，上述实施方式1进行双向电力传输，而在该实施方式4中，进行仅充电的单向电力传输。
另外，在该实施方式4中，不对各半导体开关元件Q并联配置电容器，不使第1开关电路5A的交流输入输出线连接第1电抗器。因此，第1、第2开关电路5A、8A的开关不会成为零电压开关。
如以上那样，该实施方式的电池充电装置100A具备升压充电以及降压充电这两个控制模式，进行从直流电源1向电池2的电力传输。控制电路20A与上述实施方式1同样地根据占空比(≥0)控制第1对角元件Q3B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ1、以及第2对角元件Q2B的驱动信号相对第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相移量θ2。而且，控制电路20A具备校正部35，在根据运算出的占空比D决定相移量θ1、θ2时，为改善充电电流i对充电电流指令值i*的响应性，通过校正来调整相移量θ1、θ2。在该情况下，充电控制时的充电电流i的转移与上述实施方式1中的充电控制时相同。
因此，在电池充电装置100A的控制中，即便进入到即使使相移量θ1、θ2变化充电电流i也不变化的区域，也能够快速地转移到其区域的外侧而跟踪充电电流指令值i*。另外，校正部35不限于充电电流i不变化的区域地进行动作，在负荷急剧变化或充电电流指令值i*的变更等任意的情况下都使适应性提高，使充电电流i快速地跟踪充电电流指令值i*。由此，能够使第1、第2开关电路5、8的母线电压稳定化，能够使电池充电装置100A以高可靠性稳定地运转。
此外，在该实施方式中，将上述实施方式1所示的双向的控制应用于一个方向，而上述实施方式2、3也同样地能够进行应用。
实施方式5.
在上述实施方式4中，关于第1、第2开关电路5A、8A，示出了不配置成进行零电压开关，但也可以仅使电力供给侧的第1开关电路进行零电压开关。
图38是示出本发明的实施方式5的作为DC/DC转换器的电池充电装置100B的电路结构的图。
如图38所示，电容器13与第1开关电路5的各半导体开关元件Q并联连接，第1电抗器9与第1开关电路5的交流输入输出线连接。控制电路20B根据占空比(≥0)控制第1、第2相移量θ1、θ2，从而利用第1开关电路5内的电容器13以及第1电抗器9进行控制，以使得第1开关电路5内的各半导体开关元件Q进行零电压开关。
其它结构以及控制与上述实施方式4相同。
在该实施方式5中，得到与上述实施方式4同样的效果，并且通过对第1开关电路5进行零电压开关，实现开关损耗的降低。
此外，本发明能够在发明的范围内对各实施方式自由地进行组合、或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (11)

1.一种DC/DC转换器，进行第1直流电源与第2直流电源之间的电力传输，其中，所述DC/DC转换器具备：
变压器；
第1转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第1转换器部连接于所述第1直流电源与所述变压器的第1绕组之间；
第2转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第2转换器部连接于所述第2直流电源与所述变压器的第2绕组之间；
第2电抗器，与所述第2转换器部的交流输入输出线连接；以及
控制电路，根据输入输出到所述第2直流电源的电流的电流检测值与电流指令值的差分电流值而运算输出占空比，对所述第1转换器部、第2转换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制，
所述控制电路具备：第1电路，进行反馈控制，以使所述差分电流值变小；以及第2电路，根据所述电流检测值以及所述电流指令值校正所述第1电路的控制输入输出的一方，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的第1电力传输中，
所述控制电路将作为所述第1转换器部的1个桥电路的第1桥电路的正侧和负侧中的任意一方的半导体开关元件设为第1基准元件，将作为所述第2转换器部内的1个桥电路的第2桥电路的正侧和负侧中的任意一方的半导体开关元件设为第2基准元件，将构成所述第1转换器部、所述第2转换器部内的4个所述桥电路中的所述第2桥电路的各半导体开关元件全部设为断开状态，关于其它3个桥电路，将正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件设为相同的接通时间比例；控制第1相移量和第2相移量，所述第1相移量是所述第1基准元件与作为和该第1基准元件处于对角关系的第1对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量，所述第2相移量是所述第1基准元件与作为和所述第2基准元件处于对角关系的第2对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量，
所述第2电路通过所述校正来调整所述第1相移量、所述第2相移量，以使所述电流检测值跟踪所述电流指令值。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
还具备第1电抗器，该第1电抗器与所述第1转换器部的交流输入输出线连接，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的第2电力传输中，所述控制电路将构成所述第1转换器部、所述第2转换器部内的4个所述桥电路中的所述第1桥电路的各半导体开关元件全部设为断开状态，关于其它3个桥电路，将正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件设为相同的接通时间比例；控制第3相移量和第4相移量，所述第3相移量是所述第2基准元件与所述第2对角元件之间的驱动信号的相移量，所述第4相移量是所述第2基准元件与所述第1对角元件之间的驱动信号的相移量，
所述第2电路通过所述校正来调整所述第3相移量、所述第4相移量，以使所述电流检测值跟踪所述电流指令值。
3.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
还具备第1电抗器，该第1电抗器与所述第1转换器部的交流输入输出线连接，
所述第1转换器部的所述多个半导体开关元件分别连接有并联电容器，
在所述第1电力传输中，所述控制电路控制所述第1相移量、所述第2相移量，从而利用所述并联电容器以及所述第1电抗器进行控制，以使得所述第1转换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关。
4.根据权利要求2所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1转换器部以及第2转换器部的所述多个所述半导体开关元件分别连接有并联电容器，
在所述第1电力传输中，所述控制电路控制所述第1相移量、所述第2相移量，从而利用所述第1转换器部内的所述并联电容器以及所述第1电抗器进行控制，以使得所述第1转换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，
在所述第2电力传输中，所述控制电路控制所述第3相移量、所述第4相移量，从而利用所述第2转换器部内的所述并联电容器以及所述第2电抗器进行控制，以使得所述第2转换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关。
5.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述第1电力传输中，所述控制电路将所述第1相移量和所述第2相移量都最小的点设为第1基准点，在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的第1传输电力为所述第1基准点以下的第1期间，将所述第1相移量、所述第2相移量控制为相同的量，当所述第1传输电力增大时使所述第1相移量、所述第2相移量降低，在所述第1传输电力比所述第1基准点大的第2期间，当所述第1传输电力增大时将所述第1相移量保持为最小，并且使所述第2相移量增大，
在所述第2电力传输中，所述控制电路将所述第3相移量和所述第4相移量都最小的点设为第2基准点，在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的第2传输电力为所述第2基准点以下的第3期间，将所述第3相移量、所述第4相移量控制为相同的量，当所述第2传输电力增大时使所述第3相移量、所述第4相移量降低，在所述第2传输电力比所述第2基准点大的第4期间，当所述第2传输电力增大时将所述第3相移量保持为最小，并且使所述第4相移量增大，
在所述第1电力传输中在所述第1期间所述第1相移量、所述第2相移量最大时、以及在所述第2电力传输中在所述第3期间所述第3相移量、所述第4相移量最大时，切换所述第1电力传输和所述第2电力传输。
6.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述控制电路中，
所述第1电路以使所述差分电流值变小的方式运算所述输出占空比，根据该输出占空比运算所述第1相移量～所述第4相移量，
通过所述第2电路的校正，在所述第1电力传输中，在所述第1期间对所述第1相移量、所述第2相移量都进行调整，在所述第2期间仅对所述第2相移量进行调整，在所述第2电力传输中，在所述第3期间对所述第3相移量、所述第4相移量都进行调整，在所述第4期间仅对所述第4相移量进行调整。
7.根据权利要求2、4至6中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第2电路使用电流相对占空比单调增加而成为所述第1转换器部、所述第2转换器部的动作目标的模型，根据所述电流指令值运算作为所述电流的推测值的推测电流值，使用作为该推测电流值与所述电流检测值的差分的推测偏差进行校正。
8.根据权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第2电路以使所述推测电流值跟踪所述电流指令值的方式运算所述占空比而使所述模型动作。
9.根据权利要求2、4至8中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第2电路校正作为所述第1电路的控制输出的所述输出占空比而调整所述第1相移量～所述第4相移量。
10.根据权利要求7或者8所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第2电路对作为所述第1电路的控制输入的所述差分电流值加上所述推测偏差来校正该差分电流值，从而调整所述第1相移量～所述第4相移量。
11.根据权利要求2、4至10中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在所述第1电力传输中，所述控制电路针对所述第2基准元件假定与所述第1基准元件的驱动信号相等的假想驱动信号，通过控制所述第2相移量，控制所述第2基准元件的假想接通与所述第2对角元件的接通发生重叠的假想对角接通时间，通过控制所述第1相移量，控制所述第1基准元件和所述第1对角元件都接通的对角接通时间，
在所述第2电力传输中，所述控制电路针对所述第1基准元件假定与所述第2基准元件的驱动信号相等的假想驱动信号，通过控制所述第4相移量，控制所述第1基准元件的假想接通与所述第1对角元件的接通发生重叠的假想对角接通时间，通过控制所述第3相移量，控制所述第2基准元件和所述第2对角元件都接通的对角接通时间。
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