DE112013006904B4

DE112013006904B4 - Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE112013006904B4
Application number: DE112013006904.0T
Authority: DE
Inventors: Koji Yamamoto; Shinsuke GODO
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-04-02
Filing date: 2013-04-02
Publication date: 2022-01-27
Anticipated expiration: 2033-04-03
Also published as: KR101707366B1; CN105144580A; JP5893213B2; JPWO2014162507A1; CN105144580B; WO2014162507A1; KR20150126387A; DE112013006904T5; US9531377B2; US20150381170A1

Abstract

Halbleitervorrichtung, aufweisend:ein Schaltelement (Q1);eine Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125), die basierend auf einem von einer externen Steuervorrichtung (6) bereitgestellten Steuersignal ein Treibersteuersignal zum Treiben des Schaltelements (Q1) ausgibt; undeine Steuerungsschaltung (31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96), die ein Treiben des Schaltelements (Q1) basierend auf dem von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebenen Treibersteuersignal steuert, wobeidie Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgelegt ist,das Treibersteuersignal mit einem Low-Pegel auszugeben, der in einem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Treiben des Schaltelements (Q1) ist, einen relativ niedrigen Signalpegel aufweist; unddas Treibersteuersignal mit einem High-Pegel auszugeben, der in einem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Beenden des Treibens des Schaltelements (Q1) ist, einen relativ hohen Signalpegel aufweist,die Steuerungsschaltung (31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) einen elektrischen Ladungsspeicherkondensator (C1) zum Speichern elektrischer Ladung aufweist und ausgelegt ist,in einem Fall, in dem das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt, das Treiben des Schaltelements (Q1) zu beenden und den Ladungsspeicherkondensator (C1) zu laden, undin einem Fall, in dem das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt, das Schaltelement (Q1) unter Verwendung in dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherter elektrischer Ladung zu treiben.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halbleitervorrichtung und insbesondere auf die Halbleitervorrichtung, die eine induktive Last durch ein Schaltelement in der Zündanlage eines Verbrennungsmotors steuert.
Hintergrund
Die Zündanlage für Verbrennungsmotoren einschließlich Kraftfahrzeugmotoren erzeugt eine Motorzündung durch eine induktive Last wie einen Transformator. Der Transformator wird durch ein Schaltelement einer Halbleitervorrichtung gesteuert. Das Schaltelement wird durch eine Treiberschaltung basierend auf einem Zündsignal betrieben, das von einem Computer zum Steuern des Motors ausgegeben wird.
Die Halbleitervorrichtung, die in der Zündanlage eingesetzt wird, ist mit Schutzfunktionen (siehe zum Beispiel Patent Dokumente 1 bis 4) ausgestattet. Zum Beispiel ist die Halbleitervorrichtung mit der Funktion zum Unterbrechen des Laststroms ausgestattet, um einen Betriebsausfall zu verhindern, der in einem Fall, in dem das ON-Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Zeit oder länger angelegt wird, durch ein Durchbrennen verursacht wird. Unter normalen Umständen wird der Vorgang des Unterbrechens des Laststroms, der ein durch die Halbleitervorrichtung ausgeführter Unterbrechungsvorgang ist, um sich selbst zu schützen, hochwahrscheinlich zu einer Zeit ausgeführt, die von der Zeit des Ausgebens des Zündsignals von dem Computer zum Steuern des Motors verschieden ist.
Die Probleme einschließlich einer Motorfehlzündung oder eines Motorklopfens können abhängig von der zeitlichen Lage des Unterbrechungsvorgangs auftreten. Als ein Ergebnis kann schlimmstenfalls die Maschinenmechanik des Motors zerstört werden. Um diese Probleme zu verhindern, ist die Halbleitervorrichtung eingerichtet, das langsame Unterbrechen eines Laststroms und Verhindern eines unnötigen Zündvorgangs zur Verfügung zu stellen. Die Halbleitervorrichtung enthält weiter Einrichtungen für eine ungewöhnliche Temperatur und einen Überstrom, um sich selbst zu schützen. Somit ist die Halbleitervorrichtung ausgelegt, das Risiko einer Fehlzündung zu minimieren.
In einem Fall, in dem der Signalpegel des von der Treiberschaltung ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, kann das elektrische Potential der Leistungshalbleiter-Masse (im Folgenden auch als „power GND“ bezeichnet), mit dem die in der Zündanlage enthaltene Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, aufgrund der Anwendung zum Beispiel einer Überspannung bis etwa -60V abfallen. Die bis zu der Batterie-Masse (im Folgenden auch als „battery GND“ bezeichnet) ausgedehnte Verdrahtung beeinflusst solch einen Abfall.
Wenn das elektrische Potential der Masse auf etwa -60V abfällt, während der Signalpegel des Ausgangssignals, das von der Treiberschaltung ausgegeben wird, der Low-Pegel ist, kann die Halbleitervorrichtung versagen, wodurch das Schaltelement wieder den ON-Betrieb ausführt. Um dies zu verhindern, weist die Halbleitervorrichtung als die Schutzfunktion die Funktion des Verhinderns von unnötigem Zündbetrieb auf, so dass die Halbleitervorrichtung nicht infolge eines Kurzpuls-Signals wie eines Spannungsstoßes arbeitet.
Dokumente des Stands der Technik
Patent Dokumente

Patent Dokument 1: Japanische offengelegte Patentanmeldung JP H09- 172 358 A (1997)
Patent Dokument 2: Japanische offengelegte Patentanmeldung JP H11- 205 112 A (1999)
Patent Dokument 3: Japanische offengelegte Patentanmeldung JP H07- 142 711 A (1995)
Patent Dokument 4: Japanische offengelegte Patentanmeldung JP 2010- 226 835 A

Zusammenfassung der Erfindung
Durch die Erfindung zu lösende Probleme
Wie in den vorstehend genannten Patent Dokumenten 1 bis 4 offenbart, ist die in der Zündanlage eingesetzte Halbleitervorrichtung mit den Schutzfunktionen ausgestattet. Diese Schutzfunktionen führen zu einer Zunahme der Schaltungsgröße der Halbleitervorrichtung, was eine Kostenreduzierung und die Verkleinerung erschwert.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine Halbleitervorrichtung zur Verfügung zu stellen, die Schutzfunktionen aufweist und in der Lage ist, eine Verkleinerung und Kostenreduzierung zu erreichen.
Maßnahmen zur Lösung der Probleme
Eine Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung weist auf: Ein Schaltelement; eine Treiberschaltung, die auf der Basis eines von einer externen Steuervorrichtung bereitgestellten Steuersignals ein Treibersteuersignal zum Treiben des Schaltelements ausgibt; und eine Steuerungsschaltung, die ein Treiben des Schaltelements auf der Basis des von der Treiberschaltung ausgegebenen Treibersteuersignals steuert. Die Treiberschaltung ist ausgelegt, das Treibersteuersignal mit einem niedrigen Pegel auszugeben, das in dem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Treiben des Schaltelements ist, einen relativ niedrigen Signalpegel aufweist, und das Treibersteuersignal mit einem hohen Pegel auszugeben, das in dem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Beenden des Treibens des Schaltelements ist, einen relativ hohen Signalpegel aufweist. Die Steuerungsschaltung weist einen elektrischen Ladungsspeicherkondensator zum Speichern elektrischer Ladung auf und ist ausgelegt, das Treiben des Schaltelements zu beenden und den elektrischen Ladungsspeicherkondensator in einem Fall aufzuladen, in dem das von der Treiberschaltung ausgegebene Treibersteuersignal auf dem hohen Pegel liegt, und das Schaltelement unter Verwendung von in dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator gespeicherter Ladung in einem Fall zu treiben, in dem das von der Treiberschaltung ausgegebene Treibersteuersignal auf einem niedrigen Pegel liegt.
Wirkungen der Erfindung
Wenn in der Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung das Treibersteuersignal von der Treiberschaltung mit dem hohen Pegel ausgegeben wird, beendet die Steuerungsschaltung das Treiben des Schaltelements und lädt den elektrischen Ladungsspeicherkondensator. Wenn das Treibersteuersignal von der Treiberschaltung mit dem niedrigen Pegel ausgegeben wird, treibt die Steuerungsschaltung das Schaltelement unter Verwendung von elektrischer Ladung, die in dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator gespeichert ist.
Wie vorstehend beschrieben, wird die elektrische Ladung, die in dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator der Steuerungsschaltung gespeichert ist, verwendet, um das Schaltelement zu treiben. Somit wird in einem Fall, in dem das Schaltelement kontinuierlich mit Energie versorgt wird, Elektrizität von dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator als eine Folge einer Leistungsaufnahme durch die Steuerungsschaltung entladen. Dieses Entladen führt zu einer allmählichen Abnahme der Treiberspannung, die notwendig ist, um das Schaltelement zum Leiten zu bringen, um einem Strom zu ermöglichen zu fließen. Folgerichtig kann ein durch das Schaltelement fließender Strom langsam unterbrochen werden, was die Halbleitervorrichtung schützt. Während das von der Treiberschaltung ausgegebene Treibersteuersignal auf einem hohen Pegel liegt, wird der elektrische Ladungsspeicherkondensator geladen, aber das Schaltelement wird nicht getrieben, was ein unerwünschtes Leiten des Schaltelements verhindert und daher die Halbleitervorrichtung schützt.
Somit können gemäß der vorliegenden Erfindung die Schutzfunktionen ohne eine zusätzliche Schutzschaltung zur Verfügung gestellt werden. Dies stellt die Halbleitervorrichtung zur Verfügung, welche die Schutzfunktionen aufweist und in der Lage ist, eine Verkleinerung und Kostenreduzierung zu erreichen.
Diese und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung ersichtlicher, wenn sie zusammen mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet werden.
Figurenliste

1 Eine schematische Darstellung, die ein Beispiel einer Anordnung einer Zündungsvorrichtung 10 zeigt.
2 Eine Zeittafel, die einen Betrieb einer Halbleitervorrichtung 1 zeigt.
3 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 12 und eines Schaltelementteils 3 der Halbleitervorrichtung 1 gemäß einer zugrundeliegenden Technik der vorliegenden Erfindung zeigt.
4 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 31 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 30 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
5 Eine Zeittafel, die einen Betrieb der Steuerungsschaltung 31 und des Schaltelementteils 3 in 4 zeigt.
6 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 36 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 35 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
7 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 41 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 40 gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
8 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 46 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 45 gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
9 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 51 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 50 gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
10 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 56 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 55 gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
11 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 61 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 60 gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
12 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 66 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 65 gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
13 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 71 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 70 gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
14 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 76 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 75 gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
15 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 81 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 80 gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
16 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 86 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 85 gemäß einer Modifikation der elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
17 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 91 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 90 gemäß einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
18 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 96 und des Schaltelementteils 3 einer Halbleitervorrichtung 95 gemäß einer Modifikation der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
19 Eine schematische Darstellung, die eine Treiberschaltung 11 des Halbleiters 1 gemäß der zugrundeliegenden Technik der vorliegenden Erfindung zeigt.
20 Eine schematische Darstellung, die eine Treiberschaltung 100 gemäß einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
21 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 105 gemäß einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
22 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 110 gemäß einer fünfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
23 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 115 gemäß einer sechzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
24 Eine schematische Darstellung, die Anordnung einer Treiberschaltung 120 gemäß einer siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
25 Eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 125 gemäß einer achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

Beschreibung von Ausführungsformen
Erste Ausführungsform
1 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel einer Anordnung einer Zündungsvorrichtung 10 zeigt. Die Zündungsvorrichtung 10 ist in der Zündanlage enthalten, die das System zum Zünden eines Verbrennungsmotors, wie eines Kraftfahrzeug-Motors, ist. Die Zündungsvorrichtung 10 weist eine Halbleitervorrichtung 1, einen Zündtransformator 4, eine Zündkerze 5, eine elektronische Steuereinheit (abgekürzt ECU) 6 und eine Leistungsquelle 9 auf.
Die Halbleitervorrichtung 1 weist eine integrierte Schaltung 2 und ein Schaltelementteil 3 auf. Die integrierte Schaltung 2 weist eine Treiberschaltung 11, eine Steuerungsschaltung 12 und einen Strommesswiderstand Rs1 auf. Das Schaltelementteil 3 weist als ein Schaltelement ein Leistungshalbleiterelement, insbesondere einen Bipolar-Transistor mit isolierendem Gate-Anschluss (abgekürzt IGBT) Q1 auf. Das Schaltelementteil 3 weist eine Zener-Diode Zd1 auf. Der Zündtransformator 4 weist eine Primärspule 13 und eine Sekundärspule 14 auf.
Die ECU 6 ist mit der Treiberschaltung 11 und einer Steuerungsmasse 7 verbunden. Die ECU 6 ist ein Steuer-Computer und weist eine zentrale Prozessoreinheit (abgekürzt CPU) auf. ECU 6 ist äquivalent zu der Steuereinheit.
Die ECU 6 stellt der Treiberschaltung 11 ein Steuersignal Sd zum Steuern des IGBT Q1, der das Schaltelement des Schaltelementteils 3 ist, bereit. Die Treiberschaltung 11 ist mit der Steuerungsschaltung 12 und der Steuerungsmasse 7 verbunden. Die Treiberschaltung 11 versorgt die Steuerungsschaltung 12 mit dem Steuersignal Sd, das von der ECU 6 bereitgestellt wird. Das Steuersignal Sd, das von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, ist äquivalent zu dem Treibersteuersignal.
Die Steuerungsschaltung 12 ist mit dem IGBT Q1 und der Zener-Diode Zd1, die in dem Schaltelementteil 3 enthalten sind, dem Strommesswiderstand Rs1 und einer Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Insbesondere ist die Steuerungsschaltung 12 mit dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 und der Anode der Zener-Diode Zd1 verbunden.
Die Steuerungsschaltung 12 erzeugt ein Treibersignal Vge zum Treiben des IGBT Q1 des Schaltelementteils 3 basierend auf dem Steuersignal Sd, das von der Treiberschaltung 11 bereitgestellt wird, und den vorbestimmten Betriebsbedingungen. Die Steuerungsschaltung 12 liefert das erzeugte Treibersignal Vge an den Gate-Anschluss des IGBT Q1. Auf diese Weise steuert die Steuerungsschaltung 12 das Treiben des IGBT Q1.
Der Kollektor-Anschluss des IGBT Q1 ist mit einem Anschluss der Primärspule 13 des Zündtransformators 4 und der Kathode der Zener-Diode Zd1 verbunden. Der andere Anschluss der Primärspule 13 des Zündtransformators 4 ist mit der Leistungsquelle 9 verbunden. Die Anode der Zener-Diode Zd1 ist mit dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 und der Steuerungsschaltung 12 verbunden. Ein Anschluss der Sekundärspule 14 des Zündtransformators 4 ist mit der Leistungsquelle 9 verbunden. Der andere Anschluss der Primärspule 14 des Zündtransformators 4 ist mit einem Anschluss der Zündkerze 5 verbunden. Der andere Anschluss der Zündkerze 5 ist mit der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Die Zener-Diode Zd1 befindet sich zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Gate-Anschluss des IGBT Q1, um den dielektrischen Defekt der in dem Zündtransformator 4 enthaltenen Wicklungen der Primärspule 13 und der Sekundärspule 14 zu verhindern. Die Zener-Diode Zd1 ist die Klemm-Zener-Diode zum Fixieren (Klemmen) einer Spannung (im Folgenden auch als „Kollektor-Emitter-Spannung“ bezeichnet) Vce zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 bei einer vorbestimmten Spannung. Die Zener-Diode Zd1 begrenzt die Kollektor-Emitter-Spannung Vce über dem IGBT Q1 zum Beispiel bei etwa 50V.
Der Emitter-Anschluss des IGBT Q1 ist mit einem Anschluss des Strommesswiderstands Rs1 verbunden. Der andere Anschluss des Strommesswiderstands Rs1 ist mit der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Der eine Anschluss des Strommesswiderstands Rs1 ist mit der Steuerungsschaltung 12 verbunden. Die Steuerungsschaltung 12 erfasst den Emitter-Strom, der in den Emitter-Anschluss des IGBT Q1 fließt, durch Wandeln des Stroms in eine Messspannung Vsense durch den Strommesswiderstand Rs1.
Insbesondere erfasst die Steuerungsschaltung 12 als die Messspannung Vsense die Potentialdifferenz zwischen dem einen Anschluss des Strommesswiderstands Rs1 und der Leistungshalbleiter-Masse 8. Die Steuerungsschaltung 12 stellt den Emitter-Strom, der in den Emitter-Anschluss des IGBT Q1 fließt basierend auf der erfassten Messspannung Vsense und dem Widerstandswert des Strommesswiderstands Rs1 fest. Der auf diese Weise festgestellte Emitter-Strom wird im Folgenden als ein Messstrom Isense bezeichnet.
Die Zündungsvorrichtung 10 arbeitet wie nachfolgend beschrieben. Wenn das EIN-Signal zum Einschalten des IGBT Q1 des Schaltelementteils 3 als das Steuersignal Sd von der ECU 6 an die Halbleitervorrichtung 1 der Zündungsvorrichtung 10 bereitgestellt wird, wird das EIN-Signal aus der ECU 6 von dem Steueranschluss der Steuerungsschaltung 12 durch die Treiberschaltung 11 empfangen. Die Steuerungsschaltung 12 treibt den IGBT Q1 basierend auf dem empfangenen EIN-Signal. Folgerichtig bewirkt die Halbleitervorrichtung 1, dass ein Strom durch den Zündtransformator 4, der eine Last ist, fließt.
Zu dem Zeitpunkt einer Zündung liefert die ECU 6 als das Steuersignal Sd das AUS-Signal zum Ausschalten des IGBT Q1. In der Halbleitervorrichtung 1 empfängt der Steueranschluss der Steuerungsschaltung 12 das AUS-Signal durch die Treiberschaltung 11 aus der ECU 6. Die Steuerungsschaltung 12 schaltet den IGBT Q1 basierend auf dem empfangenen AUS-Signal aus und unterbricht das Leiten zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1.
Die Unterbrechung des Leitens zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 bewirkt einen Anstieg der Kollektor-Emitter-Spannung Vce über dem IGBT Q1, so dass die hohe Spannung multipliziert mit dem Verhältnis der Anzahl der Windungen in die Sekundärspule 14 des Zündtransformators 4 induziert und an die Zündkerze 5 als eine Zündspannung V2 angelegt wird. Die Zündspannung V2 ist zum Beispiel gleich oder größer als -30kV.
2 ist eine Zeittafel, die einen Betrieb der Halbleitervorrichtung 1 zeigt. Um den Betrieb der Halbleitervorrichtung 1 zu zeigen, stellt 2 eine Zeittafel bereit, welche die Wechsel in dem Steuersignal Sd (V), das von der ECU 6 durch die Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 12 bereitgestellt wird, in dem Treibersignal Vge (V), das von der Steuerungsschaltung 12 an das Gate-Anschluss des IGBT Q1 bereitgestellt wird, in einem Laststrom Ic (A), der von dem Zündtransformator 4 zu dem IGBT Q1 fließt, in einer Kollektor-Emitter-Spannung Vce (V) des IGBT Q1 und in der Zündspannung V2 (V). Das Treibersignal Vge (V) wird die Spannung (im Folgenden als „Gate-Emitter-Spannung“ bezeichnet) zwischen dem Gate-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1. Die horizontale Achse in 2 zeigt eine Zeit T (sec).
Zu einem Zeitpunkt t1 wird der Signalpegel des an die Steuerungsschaltung 12 bereitgestellten Steuersignals Sd von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet, so dass der Signalpegel des Treibersignals Vge, das dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 bereitgestellt wird, von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt wird. Infolgedessen beginnt der Laststrom Ic von dem Zündtransformator 4, der die Last ist, in den IGBT Q1 zu fließen. Der Laststrom Ic steigt allmählich an.
Zu einem Zeitpunkt t2, der eine Zündzeit Tig ist, wird der Signalpegel des Steuersignals Sd von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet, so dass das Treibersignal Vge von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt wird. Infolgedessen wird der Laststrom Ic unterbrochen.
Danach wird zu einem Zeitpunkt t3, wie zu dem Zeitpunkt t1, der Signalpegel des Steuersignals Sd von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet, so dass der Signalpegel des Treibersignals Vge von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt wird und der Laststrom Ic zu fließen beginnt.
Der Wert des Laststroms Ic variiert abhängig von der EIN-Zeit des Steuersignals Sd, mit anderen Worten der Zeit, während der das EIN-Signal als das Steuersignal Sd bereitgestellt wird, und einer Spannung Vp über der Leistungsquelle 9. Wenn der Laststrom Ic einen bestimmten Wert aufweist oder höher liegt, wird der IGBT Q1 gesteuert, den Laststrom Ic zu begrenzen, um das Risiko von Durchbrennen der Windung der Primärspule 13 und der Sekundärspule 14, die in dem Zündtransformator 4 enthalten sind, und das Risiko einer magnetischen Sättigung in dem Zündtransformator zu verhindern. Der maximal zu erlaubende Stromwert ist als „Stromgrenzwert“ definiert und durch Ic0 gekennzeichnet.
Zum Beispiel fällt zu einem Zeitpunkt t4 der Signalpegel des Treibersignals Vge von dem High-Pegel ab, wodurch der Laststrom Ic weiter steigt. Zu einem Zeitpunkt t5 erreicht der Laststrom Ic den Stromgrenzwert Ic0, so dass der IGBT Q1 von der Steuerungsschaltung 12 so gesteuert wird, dass die Kollektor-Emitter Spannung Vce ansteigt. Infolgedessen wird der Laststrom Ic auf den Stromgrenzwert Ic0 begrenzt.
Danach wird zu einem Zeitpunkt t6, der die Zündzeit Tig ist, der Signalpegel des Steuersignals Sd von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet, so dass das Treibersignal Vge von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt wird und der Laststrom Ic deshalb unterbrochen wird.
Zu dem Betriebspunkt, der durch das Bezugszeichen „15“ gekennzeichnet ist, wird ein hoher Verlust an Joule in dem IGBT Q1, das heißt dem Schaltelement, erzeugt.
3 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung der Steuerungsschaltung 12 und das Schaltelementteil 3 der Halbleitervorrichtung 1 gemäß der zugrundeliegenden Technik der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Steuerungsschaltung 12 weist eine interne Leistungsquelle 20, eine Schmitt-Triggerschaltung 21, einen Verzögerungszeitgeber 22, eine Gleichstromquelle 23, eine Referenzspannungsquelle 24, einen Komparator 25, eine Spannungs-Strom-Wandlerschaltung (kurz V-I-Wandlerschaltung), eine erste Schottky-Sperrdiode Ds1, eine zweite Schottky-Sperrdiode Ds2, eine Steuerungsschaltung-Zener-Diode Zd2, einen ersten Widerstand R1, einen zweiten Widerstand R2, einen ersten P-Kanal-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) PM1, einen zweiten P-Kanal-MOSFET PM2, einen dritten P-Kanal-MOSFET PM3, einen vierten P-Kanal-MOSFET PM4 und einen fünften P-Kanal-MOSFET PM5 auf. Die P-Kanal-MOSFETs werden im Folgenden als „PMOS-Transistoren“ bezeichnet.
Das Schaltelementteil 3 weist den IGBT Q1 und die Zener-Diode Zd1 auf. Die in dem Schaltelementteil 3 enthaltene Zener-Diode Zd1 wird im Folgenden auch als „Elementteil-Zener-Diode Zd1“ bezeichnet. Der IGBT Q1 weist einen Messanschluss auf, der den Messstrom Isense im Verhältnis zu dem Kollektorstrom ausgibt.
Die Kathode der Steuerungsschaltung-Zener-Diode Zd2 ist mit einem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Die Anode der Steuerungsschaltung-Zener-Diode Zd2 ist mit einem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Die Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 ist mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Die Kathode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 ist mit der Kathode der zweiten Schottky-Sperrdiode Ds2 verbunden. Die Anode der zweiten Schottky-Sperrdiode Ds2 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Die Verbindung zwischen der Kathode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 und der Kathode der zweiten Schottky-Sperrdiode Ds2 ist mit der internen Leistungsquelle 20, einem Anschluss des ersten Widerstands R1, dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21, dem Source-Anschluss des ersten PMOS-Transistors PM1, dem Source-Anschluss des zweiten PMOS-Transistors PM2, dem Source-Anschluss des dritten PMOS-Transistors PM3, dem Source-Anschluss des vierten PMOS-Transistors PM4 und dem Source-Anschluss des fünften PMOS-Transistors PM5 verbunden.
Der eine Anschluss des Widerstands R1 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der andere Anschluss des ersten Widerstands R1 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 ist mit einem Anschluss des Verzögerungszeitgebers 22 verbunden. Der andere Anschluss des Verzögerungszeitgebers 22 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten PMOS-Transistors PM1 verbunden. Der Drain-Anschluss des ersten PMOS-Transistors PM1 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten PMOS-Transistors PM2 und dem Drain-Anschluss des vierten PMOS-Transistors PM4 verbunden.
Die Verbindung des Drain-Anschlusses des ersten PMOS-Transistors PM1, des Drain-Anschlusses des zweiten PMOS-Transistors PM2 und des Drain-Anschlusses des vierten PMOS-Transistors PM4 ist mit einem Anschluss der Gleichstromquelle 23 verbunden. Der andere Anschluss der Gleichstromquelle 23 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Der zweite PMOS-Transistor PM2 und der dritte PMOS-Transistor PM3 bilden eine Stromspiegelschaltung. Der Gate-Anschluss des zweiten PMOS-Transistors PM2 und der Gate-Anschluss des dritten PMOS-Transistors PM3 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Drain-Anschluss des dritten PMOS-Transistors PM3 verbunden zu sein. Der Drain-Anschluss des dritten PMOS-Transistors PM3 ist mit dem Ausgangsanschluss der V-I-Wandlerschaltung 26 verbunden.
Der vierte PMOS-Transistor PM4 und der fünfte PMOS-Transistor PM5 bilden eine Stromspiegelschaltung. Der Gate-Anschluss des vierten PMOS-Transistors PM4 und der Gate-Anschluss des fünften PMOS-Transistors PM5 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Drain-Anschluss des vierten PMOS-Transistors verbunden zu sein.
Der Drain-Anschluss des fünften PMOS-Transistors PM5 ist mit einem Anschluss des zweiten Widerstands R2 verbunden. Der andere Anschluss des zweiten Widerstands R2 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Die Verbindung zwischen dem Drain-Anschluss des fünften PMOS-Transistors PM5 und dem einen Anschluss des zweiten Widerstands R2 ist mit der Verbindung der Anode der Schaltelementteil-Zener-Diode Zd1 und dem Gate-Anschluss des in dem Schaltelementteil 3 enthaltenen IGBT Q1 verbunden.
Der Kollektor-Anschluss des IGBT Q1 ist mit einem Anschluss der Primärspule 13 des in 4 gezeigten Zündtransformators 4 verbunden und ist auch mit der Kathode der Schaltelementteil-Zener-Diode Zd1 verbunden. Die Anode der Schaltelementteil-Zener-Diode Zd1 ist mit dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des IGBT Q1 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Der Messanschluss des IGBT Q1 ist mit einem Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 verbunden. Der andere Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 ist mit dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 und dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Vorstehend beschriebene 1 zeigt den Fall, in welchem der Stromerfassungswiderstand Rs1 zwischen dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 und der Leistungshalbleiter-Masse 8 angeordnet ist. Zum einfachen Verständnis zeigt 3 den Fall, in welchem der in dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 angeordnete Messanschluss durch den Stromerfassungswiderstand Rs1 mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden ist und der Emitter-Anschluss des IGBT Q1 mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden ist.
Die Verbindung zwischen dem Messanschluss des IGBT Q1 und dem einen Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 ist mit dem nicht-invertierenden Anschluss des Komparators 25 verbunden. Der invertierende Eingangsanschluss des Komparators 25 ist mit dem positiven Anschluss der Referenzspannungsquelle 24 verbunden. Der negative Anschluss der Referenzspannungsquelle 24 ist mit dem Referenzversorgungspotential GND verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 25 ist mit dem Eingangsanschluss der V-I-Wandlerschaltung 26 verbunden.
Bezüglich der Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundliegenden Technik kann das elektrische Potential der in 1 gezeigten Leistungshalbleiter-Masse 8, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, zum Beispiel aufgrund von Anlegen eines Stromstoßes unter dem Einfluss der sich zu dem Batterie-GND erstreckenden Verdrahtung, mit dem die Batterie verbunden ist, auf etwa -60V absinken. Dies kann ein Fehlverhalten der Halbleitervorrichtung verursachen und den EIN-Betrieb wieder ausführen, nachdem der IGBT Q1 ausgeschaltet wurde.
Um dies zu verhindern, weist die Halbleitervorrichtung 1 als die Schutzfunktion die Funktion zum Verhindern eines unnötigen Zündbetriebs auf, um nicht als Folge eines Kurzpulssignals wie eines Stromstoßes zu arbeiten. Die Halbleitervorrichtung 1 ist mit anderen Schutzfunktionen ausgestattet einschließlich der Funktion zum Unterbrechen des Laststroms, um einen Ausfall zu verhindern, der durch ein Ausbrennen in einem Fall, in welchem das EIN-Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Zeit oder länger angelegt wird, verursacht wird.
Diese Schutzfunktionen führen zu einer Erhöhung der Schaltungsgröße der Halbleitervorrichtung 1, was die Kostenreduzierung und die Verkleinerung erschwert. Daher werden die Anordnungen in den nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen für die Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung eingeführt.
4 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 31 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 30 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 30 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten.
Die Halbleitervorrichtung 30 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich angeordnet wie die in 1 gezeigte Halbleitervorrichtung 1, außer dass die Halbleitervorrichtung 30 die in 4 gezeigte Steuerungsschaltung 31 anstelle der in 3 gezeigten Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik aufweist. Die Steuerungsschaltung 31 der Halbleitervorrichtung 30 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik, außer dass die Steuerungsschaltung 31 einen externen Kondensator C1 und eine erste Inverter-Schaltung INV1 anstelle des in 3 gezeigten Verzögerungszeitgebers 22 aufweist. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 12 und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist der Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 mit der Verbindung zwischen der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 und dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Der Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 ist nicht mit der Verbindung zwischen der Kathode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 und der Kathode der zweiten Schottky-Sperrdiode Ds2 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 ist mit dem Eingangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 verbunden. Der Ausgangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten PMOS-Transistors PM1 verbunden.
Der externe Kondensator C1 ist außerhalb des Halbleiter-Chips angeordnet, der den Rest der Steuerungsschaltung 31 abgesehen von dem externen Kondensator C1 bildet. Eine Elektrode des externen Kondensators C1 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Die andere Elektrode des externen Kondensators C1 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden.
Die Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Schaltelement-Treiberschaltung der negativen Logikart, die in dem externen Kondensator C1 gespeicherte elektrische Ladung verwendet. Die Steuerungsschaltung 31 wird aus einem komplementären Metalloxid-Halbleiter (abgekürzt CMOS) gebildet. Somit kann die Kapazität des externen Kondensators C1 aufgrund des relativ geringen Aufnahmestroms der Steuerungsschaltung 31 relativ klein ausgelegt werden.
Wenn das von dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 ausgegebene und eingegebene Steuersignal auf dem High-Pegel liegt, lädt die Steuerungsschaltung 31 den externen Kondensator C1. Wenn das von dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 ausgegebene und eingegebene Steuersignal auf dem Low-Pegel liegt, treibt die Steuerungsschaltung 31 den IGBT Q1, welcher das Schaltelement ist, unter Verwendung der in dem externen Kondensator C1 gespeicherten elektrischen Ladung.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die erste Schottky-Sperrdiode Ds1 mit dem externen Kondensator C1 verbunden, um zu verhindern, dass elektrische Ladung in dem externen Kondensator C1 in den Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11, das heißt die Eingangsseite, zurückfließt, während das Steuersignal auf dem Low-Pegel liegt.
Die Steuerungsschaltung 31 treibt den IGBT Q1 unter Verwendung von in dem externen Kondensator C1 gespeicherter elektrischer Ladung und hört deshalb zwangsläufig auf zu arbeiten, wenn die in dem externen Kondensator C1 gespeicherte Ladung aufgebraucht ist. Somit kann die Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Funktion zum Unterbrechen des Laststroms Ic in einem Fall, in welchem das EIN-Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Zeit oder länger angelegt wird, einfach bereitstellen.
Insbesondere wird gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu der Zeit des Auftretens einer ungewöhnlichen, kontinuierlichen Erregung, während der die Schaltung für einen langen Zeitraum kontinuierlich erregt wird (im Folgenden auch als „während der ungewöhnlichen, kontinuierlichen Erregung“ bezeichnet), Energie von dem externen Kondensator C1 durch eine Leistungsaufnahme der Steuerungsschaltung 31 entladen. Neben dem Entladen von Energie von dem externen Kondensator C1 sinkt das Treibersignal Vge, das heißt die Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1, allmählich, so dass die Steuerungsschaltung 31 den Kollektorstrom Ic, das heißt den Laststrom, langsam unterbrechen kann.
Die in 3 gezeigte, vorstehend beschriebene Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik benötigt eine Schutzschaltung, die eine ungewöhnliche, kontinuierliche Erregung erkennt und den Kollektorstrom Ic, das heißt den Laststrom, langsam unterbricht. Indessen kann die Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform den Laststrom Ic langsam durch das Entladen von Energie von dem externen Kondensator C1 unterbrechen, wie vorgehend beschrieben, was die Notwendigkeit für ein Hinzufügen einer zusätzlichen Schutzschaltung eliminiert.
Somit kann die Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ohne Hinzufügen einer zusätzlichen Schutzschaltung beides, die Zeitgeberfunktion zum Verhindern, dass die Schaltung über einen langen Zeitraum kontinuierlich erregt wird (im Folgenden auch als „Zeitgeberfunktion zum Verhindern von kontinuierlicher Erregung) und die Funktion eines langsamen Unterbrechens des Kollektorstroms Ic, das heißt des Laststroms (im Folgenden auch als „Funktion des langsamen Strom-Unterbrechens“ bezeichnet) handhaben. Dies ermöglicht die Verkleinerung und die Kostenreduzierung der Steuerungsschaltung 31.
Bezüglich der in 3 gezeigten Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik kann, wenn das von der Treiberschaltung 11 ausgegebene Steuersignal das AUS-Signal ist und der IGBT Q1 deshalb ausgeschaltet ist, die Spannung über dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 bei dem Auftreten zum Beispiel eines Stromstoßes und Signalstörungen aufgrund von Verdrahtungsspannungsabfällen auf etwa -60V absinken, und der IGBT Q1 kann entsprechend wieder die ON-Funktion ausführen.
Indessen ist die Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, welche von der negativen Logikart ist, in der Lage, zu verhindern, dass der IGBT Q1 wieder die ON-Funktion ausführt. Für die negative Logikart ist insbesondere, während der IGBT Q1 ausgeschaltet ist, der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel, was den externen Kondensator C1 in den Ladebetrieb versetzt. In diesem Zustand arbeitet die Steuerungsschaltung 31, selbst wenn die Spannung über dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 auf etwa -60V absinkt, nicht. Dies kann verhindern, dass der IGBT Q1 wieder die ON-Funktion ausführt.
Die vorstehend beschriebene Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik kann die PMOS-Transistoren einschließlich des ersten bis fünften PMOS-Transistors PM1 bis PM5 und NMOS-Transistoren nicht reiben, wenn der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Bezüglich der Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird indessen, selbst wenn der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, elektrische Ladung in dem externen Kondensator C1 gespeichert, und die Steuerungsschaltung 31 kann entsprechend mit Leistung versorgt werden. Dies ermöglicht das Treiben der PMOS-Transistoren einschließlich des ersten bis fünfen PMOS-Transistors PM1 bis PM5 und der NMOS-Transistoren.
Zum Beispiel wird ein Keramik-Kondensator, der eine relativ hohe Durchlässigkeit aufweist, als der externe Kondensator C1 verwendet. Der externe Kondensator C1 ist außerhalb des Halbleiter-Chips angeordnet, der den Rest der Steuerungsschaltung 31 außer dem externen Kondensator C1 bildet, so dass die Steuerungsschaltung 31 zu relativ geringen Kosten bereitgestellt werden kann. Weiter kann die Kapazität des externen Kondensators C1 frei ausgeführt werden.
5 ist eine Zeittafel, die einen Betrieb der Steuerungsschaltung 31 und des Schaltelementteils 3 in 4 zeigt. Um den Betrieb der Halbleitervorrichtung 30 zu zeigen, stellt 5 die Zeittafel bereit, welche die Wechsel in einem von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignal V_ECU (V), das von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 bereitgestellte Steuersignal Sd (V), eine Zwischenanschlussspannung V_c1 (V) über dem externen Kondensator C1, das von der Steuerungsschaltung 31 an den Gate-Anschluss des IGBT Q1 bereitgestellte Treibersignal Vge (V), den von dem Zündtransformator 4 in den IGBT Q1 fließenden Laststrom Ic (A), die Kollektor-Emitter-Spannung Vce (V) des IGBT Q1 und die Zündspannung V2 (V) darstellt. Die horizontale Achse in 5 bezeichnet die Zeit T (sec.).
Zu einem Zeitpunkt t11 wird das EIN-Signal zum Einschalten des IGBT Q1, das heißt des Schaltelements, als das Spannungssignal V_ECU von der in 1 gezeigten ECU 6 angelegt. Insbesondere wird der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet.
Infolgedessen wird zu dem Zeitpunkt t11 der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 bereitgestellten Steuersignals Sd von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt. Zu dem Zeitpunkt t11 beginnt der externe Kondensator C1 Energie zu entladen, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 zu sinken beginnt. Zu dem Zeitpunkt t11 wird der Signalpegel des Treibersignals Vge, welches die Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 ist, von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt, wodurch der IGBT Q1 einschaltet.
Der IGBT Q1 schaltet zu dem Zeitpunkt t11 ein, so dass der Laststrom Ic gemäß der Zeitkonstante, die von der Induktivität des Zündtransformators 4, der die Last ist, und von dem Verdrahtungswiderstand abhängt, in den IGBT Q1 zu fließen beginnt, wie in 5 gezeigt. Der Laststrom Ic steigt allmählich an.
Zu der Zündzeit Tig, das heißt der gewünschten Zeit für ein Zünden des Treibstoffs, zum Beispiel zu einem Zeitpunkt t12, wird der Signalpegel des von der ECU 6 ausgegebenen Steuersignals, insbesondere das von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebene Spannungssignal V_ECU von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet, so dass das AUS-Signal zum Ausschalten des IGBT Q1 von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 als das Steuersignal Sd angelegt wird. Das heißt, der Signalpegel des Steuersignals Sd wird von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt.
Infolgedessen wird zu dem Zeitpunkt t12 der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt, was den durch die Primärspule 13 des Zündtransformators 4 fließenden Laststrom Ic unterbricht. Zu dem Zeitpunkt t12 beginnt der externe Kondensator C1 zu laden, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 zu steigen beginnt.
Die Unterbrechung des Laststroms Ic induziert Veränderungen einer Flussverkettung in dem Zündtransformator 4, so dass eine hohe Spannung, die von dem Verhältnis der Anzahl der Windungen abhängt, in der Sekundärspule 14 induziert wird. Dies verursacht die elektrische Entladung der Zündkerze in dem Motorzylinder.
Dann wird wie zu dem Zeitpunkt t11 zu einem Zeitpunkt t13 der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet, wodurch der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 bereitgestellte Steuersignal Sd von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt wird. Zu dem Zeitpunkt t13 beginnt der externe Kondensator C1 Energie zu entladen, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 zu sinken beginnt. Zu dem Zeitpunkt t13 wird der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt, wodurch der IGBT Q1 einschaltet.
Der IGBT Q1 schaltet zu dem Zeitpunkt t13 ein, so dass der Laststrom Ic in den IGBT Q1 zu fließen beginnt. Der Laststrom Ic steigt allmählich an.
Die Steuerungsschaltung 31 weist die Strombegrenzungsfunktion auf, um ein durch einen Überstrom verursachtes Durchbrennen der Wicklung auszuregulieren, um eine Entmagnetisierung des Magneten zur Anpassung des magnetischen Widerstands, das heißt der Reluktanz des Zündtransformators 4, zu regulieren, und um eine magnetische Sättigung des Kernmaterials zu regulieren. Die Strombegrenzungsfunktion ist die Schutzfunktion, die den Fluss des Laststroms Ic verhindert, der gleich oder größer ist als ein vorbestimmter Wert. Der vorbestimmte Wert ist der vorstehend beschriebene „Stromgrenzwert“. In der nachfolgenden Beschreibung ist der Stromgrenzwert durch Ic0 bezeichnet. Der Stromgrenzwert liegt zum Beispiel bei 10A oder 14A.
In der Steuerungsschaltung 31 fällt der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 von dem High-Pegel ab, was den Laststrom Ic weiter erhöht. Zu einem Zeitpunkt t15 erreicht der in den IGBT Q1 fließende Laststrom Ic den Stromgrenzwert IcO, so dass der IGBT Q1 gesteuert wird, den Fluss des Laststroms Ic gleich oder höher als der Stromgrenzwert Ic0 zu verhindern. Solch ein Steuern wird im Folgenden auch als „Negative Rückkopplungssteuerung“ bezeichnet. Während die negative Rückkopplungssteuerung ausgeführt wird, mit anderen Worten von dem Zeitpunkt t15 bis zu einem Zeitpunkt t16 ist der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt die Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 niedriger als der High-Pegel.
Durch ein Begrenzen des Stroms bewirkt die Steuerungsschaltung 31, dass der Komparator 25 die Messspannung Vsense verstärkt, indem er sie mit einer Referenzspannung Vref vergleicht, und bewirkt, dass die V-I-Wandlerschaltung 26 das veränderte variable Ausgangssignal von dem Ausgangsanschluss des Komparators 25 in einen Strombetrag If1 wandelt. Die Messspannung Vsense ist die Spannung, die durch den Messstrom Isense und den Stromerfassungswiderstand Rs1, das heißt einen in 4 gezeigten Messwiderstand, erzeugt wird.
Aufgrund des Strombetrags If1, der erhalten wurde, wird ein Drain-Strom If2 von dem Drain-Anschluss des zweiten PMOS-Transistors PM2 erzeugt und fließt in einen Strom I_base, der durch die Gleichstromquelle 23 fließt. Dies verursacht Änderungen in einem Stromerzeugungsbetrag Ig2, das heißt dem Betrag des Stroms I_base, der durch die Gleichstromquelle 23 fließt. Die Gleichstromquelle 23 ist die Stromquelle, die den IGBT Q1 treibt.
Der Stromerzeugungsbetrag Ig2 sinkt mit einem steigenden Kollektorstrom Ic, das heißt dem Laststrom, wodurch die durch den zweiten Widerstand R2 erzeugte Spannung sinkt, was funktioniert, um den Kollektorstrom Ic, das heißt den Laststrom, zu regulieren. Dies stellt die negative Rückkopplungssteuerung zur Verfügung. Der Widerstandswert des zweiten Widerstands R2 liegt in dem Bereich von mehreren 10kΩ. In dem in 5 gezeigten Beispiel wird der vorstehend beschriebene Betrieb durch die Verwendung von in dem externen Kondensator C1 gespeicherter elektrischer Ladung ausgeführt.
Der externe Kondensator C1 wird gemäß dem von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignal in Übereinstimmung mit dem High-Pegel oder dem Low-Pegel des von der ECU 6 ausgegeben Ausgangssignals geladen und entladen. Wenn zum Beispiel der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, lädt die Steuerungsschaltung 31 den externen Kondensator C1 und beendet den Schaltungsbetrieb, mit anderen Worten schaltet den IGBT Q1 durch Setzen des Gate-Signals des IGBT Q1 auf den Low-Pegel aus. Wenn der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, startet die Steuerungsschaltung 31 den Schaltungsbetrieb unter Verwendung von in dem externen Kondensator C1 gespeicherter elektrischer Ladung, mit anderen Worten schaltet den IGBT Q1 durch Setzen des Gate-Signals des IGBT Q1 auf den High-Pegel ein.
Danach wird zu dem Zeitpunkt t16, das heißt zu der Zündzeit Tig, der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet, so dass die Treiberschaltung 11, das AUS-Signal zum Ausschalten des IGBT Q1 von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 als das Steuersignal Sd angelegt wird. Das heißt, der Signalpegel des Steuersignals Sd wird von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt. Infolgedessen wird zu dem Zeitpunkt t16 der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1, der Low-Pegel, wodurch der durch die Primärspule 13 des Zündtransformators 4 fließende Laststrom Ic unterbrochen wird.
Es sei angenommen, dass die ungewöhnliche, kontinuierliche Erregung anschließend für einen Zeitraum, zum Beispiel einen Zeitraum T0 von dem Zeitpunkt t17 bis zu einem Zeitpunkt t21 auftritt. Zu dem Zeitpunkt t17 wird wie zu den Zeitpunkten t11 und t13 der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebene Spannungssignal V_ECU von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet und der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 bereitgestellten Steuersignals Sd von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt. Zu dem Zeitpunkt t17 beginnt der externe Kondensator C1, Energie zu entladen, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 zu sinken beginnt. Zu dem Zeitpunkt t17 wird der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1 von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt, wodurch der IGBT Q1 einschaltet.
Der IGBT Q1 schaltet zu dem Zeitpunkt t17 ein, so dass der Laststrom Ic in den IGBT Q1 zu fließen beginnt. Der Laststrom Ic steigt allmählich an. Zu dem Zeitpunkt t18 fällt der Signalpegel des Treibersignals Vge von dem High-Pegel ab, was den Laststrom Ic weiter erhöht. Zu dem Zeitpunkt t19 erreicht der Laststrom Ic den Stromgrenzwert IcO, so dass der IGBT Q1 durch die Steuerungsschaltung 31 so gesteuert wird, dass die Kollektor-Emitter-Spannung Vce steigt.
Auf die ungewöhnliche, kontinuierliche Erregung, die aus der kontinuierlichen Erregung des Laststroms Ic bei dem Stromgrenzwert Ic0 für einen relativ langen Zeitraum folgt, wird Energie von dem externen Kondensator C1 durch eine Leistungsaufnahme der Steuerungsschaltung 31 entladen. Zusammen mit dem Entladen von Energie von dem externen Kondensator C1 beginnt der Signalpegel des Treibersignals Vge, das heißt der Gate-Emitter-Spannung über dem IGBT Q1, zum Beispiel zu dem Zeitpunkt t20 zu sinken. Zusammen mit dem Sinken beginnt der Laststrom Ic zu sinken und der Laststrom Ic wird zum Beispiel zu dem Zeitpunkt t21 null.
Für den Zeitraum T0 von dem Zeitpunkt t17 bis zu dem Zeitpunkt t21 setzt der externe Kondensator C1 ein Entladen von Energie fort, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 allmählich sinkt. Zusammen mit dem Sinken sinkt allmählich der Signalpegel des Treibersignals Vge und das Treibersignal Vge fällt zum Beispiel zu einem Zeitpunkt t22 auf den Low-Pegel ab. Anschließend ist zum Beispiel vor einem Zeitpunkt t23 das Entladen von Energie von dem externen Kondensator C1 abgeschlossen, wodurch die Zwischenanschlussspannung V_c1 über dem externen Kondensator C1 null wird.
Unter Bedingungen, bei denen Energie von dem externen Kondensator C1, wie vorstehend beschrieben, entladen wird, wird der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU zum Beispiel zu dem Zeitpunkt t23 von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet. Zusammen damit wird das AUS-Signal zum Ausschalten des IGBT Q1 von der Treiberschaltung 11 an die Steuerungsschaltung 31 als das Steuersignal Sd angelegt. Das heißt, der Signalpegel des Steuersignals Sd wird von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt. Dies startet das Laden des externen Kondensator C1.
Nach dem Abschließen des Ladens des externen Kondensators C1 kehrt der Betrieb in den Normalbetrieb zurück und der Betrieb ähnlich dem für den Zeitraum von dem Zeitpunkt t11 bis zu dem Zeitpunkt t12 und dem Zeitraum von dem Zeitpunkt t13 bis zu dem Zeitpunkt t16 wird ausgeführt.
Zum Beispiel wird zu einem Zeitpunkt t24 der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU von dem Low-Pegel auf den High-Pegel umgeschaltet und der Signalpegel des Steuersignals Sd wird von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt. Dies bewirkt, dass der externe Kondensator C1 Energie zu entladen beginnt, so dass der Signalpegel des Treibersignals Vge von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt wird und somit der IGBT Q1 einschaltet.
Anschließend wird zum Beispiel zu einem Zeitpunkt t25 der Signalpegel des von der ECU 6 an die Treiberschaltung 11 gegebenen Spannungssignals V_ECU von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet und der Signalpegel des Steuersignals Sd wird von dem Low-Pegel auf den High-Pegel gewechselt, so dass der Signalpegel des Treibersignals Vge von dem High-Pegel auf den Low-Pegel gewechselt wird, was den durch die Primärspule 13 des Zündtransformators 4 fließenden Laststrom Ic unterbricht.
Nach dem Zeitpunkt t25 wird der Normalbetrieb wiederholt ausgeführt wie in dem Zeitraum von dem Zeitpunkt t11 bis zu dem Zeitpunkt t12, dem Zeitraum von dem Zeitpunkt t13 bis zu dem Zeitpunkt t16 und dem Zeitraum von dem Zeitpunkt t24 bis zu dem Zeitpunkt t25. Während einer ungewöhnlichen, kontinuierlichen Erregung wird der Betrieb wie in dem Zeitraum T0 von dem Zeitpunkt t11 bis zu dem Zeitpunkt t21 ausgeführt.
Während der ungewöhnlichen, kontinuierlichen Erregung, während der eine Erregung für zum Beispiel etwa 100ms oder mehr bis zu etwa 200ms oder weniger fortgeführt wird, wird Energie von dem externen Kondensator C1 durch eine Leistungsaufnahme durch die Steuerungsschaltung 31 entladen. Zusammen mit dem Entladen von dem externen Kondensator C1 sinkt die Gate-Emitter-Spannung Vge des IGBT Q1 allmählich ab, wodurch der Kollektorstrom Ic, das heißt der Laststrom, langsam unterbrochen werden kann.
Somit beseitigt die vorliegende Ausführungsform die Notwendigkeit für die Schutzschaltung, welche in der in 3 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik benötigt wurde, um die ungewöhnliche Erregung zu erkennen und den Kollektorstrom Ic langsam zu unterbrechen. Infolgedessen können beide, die Zeitgeberfunktion zum Verhindern von kontinuierlicher Erregung und die Funktion zum langsamen Unterbrechen eines Stroms einfach behandelt werden, was die Verkleinerung und die Kostenreduzierung der integrierten Schaltung 2 einschließlich der Steuerungsschaltung 31 ermöglicht.
Bezüglich der Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik kann, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist und das Gate-Signal des IGBT Q1 auf dem Low-Pegel liegt, das elektrische Potential des Masseanschlusses GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 aufgrund von Verdrahtungsspannungsabfällen in den negativen Bereich schwingen, und somit kann der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, wieder einschalten. Deshalb ist die Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik mit der Umkehrschaltung beim Verhindern ausgestattet, zum Verhindern, dass der IGBT Q1, welcher das Schaltelement ist, wieder einschaltet.
Das Potential des Masseanschlusses GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 kann zum Beispiel wegen des Auftretens von zum Beispiel einem Stromstoß und Signalstörungen unter dem Einfluss des Routings der Verdrahtung von dem Batterie-GND auf etwa -60V absinken. In der Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik ist, während das Gate-Signal des IGBT Q1 AUS ist, der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel. In diesem Zustand bewirkt das Absinken des Leistungs-GND auf etwa -60V, dass IGBT Q1 den EIN-Betrieb ausführt.
Indessen führt in der Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden, Ausführungsform das Schwingen des Potentials des Leistungs-GND in den negativen Bereich, während das Gate-Signal des IGBT Q1 AUS ist, nur zu dem Laden des externen Kondensators C1. Folglich wird der IGBT Q1 nicht getrieben und der IGBT Q1 kann somit vom Wiedereinschalten abgehalten werden.
Insbesondere ist bezüglich der Steuerungsschaltung 31 gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals, während das Gate-Signal AUS ist, der High-Pegel. In diesem Zustand erzeugt das Absinken des elektrischen Potentials des Leistungs-GND auf etwa -60V nur das höhere elektrische Potential, mit anderen Worten den High-Pegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals, und somit bleibt die Tatsache bestehen, dass der externe Kondensator C1 geladen wird. Folglich wird der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, nicht getrieben.
Wie vorstehend beschrieben, stellt die vorliegende Ausführungsform die Steuerungsschaltung 31 zur Verfügung, die nicht mit der Umkehrschaltung beim Verhindern ausgestattet ist, sondern die Schutzfunktion äquivalent zu der der Steuerungsschaltung 12 gemäß der zugrundeliegenden Technik aufweist. Deshalb ermöglicht die vorliegende Ausführungsform die Verkleinerung und die Kostenreduzierung der integrierten Schaltung einschließlich der Steuerungsschaltung 31.
Zweite Ausführungsform
6 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 36 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 35 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 35 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 35 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 4 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 30 gemäß der ersten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 36 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 31 gemäß der ersten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 31, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Der erste Widerstand R1 ist mit der Steuerungsschaltung 31 gemäß der in 4 gezeigten, ersten Ausführungsform verbunden, um die Unterbrechungsgeschwindigkeit für den Kollektorstrom Ic einzustellen. Die Gate-Kapazität des IGBT Q1, das heißt des Schaltelements, wird gemäß der von dem ersten Widerstand R1und dem zweiten Widerstand R2 abhängigen Impedanz entladen, wodurch die Unterbrechungsgeschwindigkeit bestimmt wird. In diesem Fall werden Variationen erzeugt, und ein Aufnahmestrom wird an dem ersten Widerstand R1 nicht nur zu der Zeit einer Unterbrechung des Kollektorstroms Ic sondern zu jeder Zeit generiert.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform sind ein dritter Widerstand R3, ein erster N-Kanal-MOSFET NM1 und eine zweite Inverter-Schaltung INV2 anstelle des ersten Widerstands R1 zwischen dem Gate-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des IGBT Q1 angeordnet. Die N-Kanal-MOSFETs werden im Folgenden als „NMOS-Transistoren“ bezeichnet.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist der Ausgangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 mit dem Eingangsanschluss der zweiten Inverter-Schaltung INV2 und dem Gate-Anschluss des ersten PMOS-Transistors PM1 verbunden. Der Ausgangsanschluss der zweiten Inverter-Schaltung INV2 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten NMOS-Transistors NM1 verbunden. Der Drain-Anschluss des ersten NMOS-Transistors NM1 ist mit dem anderen Anschluss des dritten Widerstands R3 verbunden. Der Source-Anschluss des ersten NMOS-Transistors NM1 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 verbunden. Ein Anschluss des dritten Widerstands R3 ist mit dem Drain-Anschluss des fünften PMOS-Transistors PM5, der Anode der Elementteil-Zener-Diode Zd1 und dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 verbunden.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird der erste NMOS-Transistor NM1 eingeschaltet, wenn der Kollektorstrom Ic unterbrochen wird. Folglich wird die Unterbrechungsgeschwindigkeit für den Kollektorstrom Ic gemäß der Impedanz bestimmt, die von den zweiten und dritten Widerständen R2 und R3 abhängt.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wie vorstehend beschrieben, ist der dritte Widerstand R3 als der Entladungswiderstand direkt mit dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 verbunden. Diese Anordnung stellt eine Entladungsimpedanz-Anpassungsschaltung zur Verfügung, welche die Entladungsimpedanz von dem IGBT Q1, das heißt dem Schaltelement, anpasst.
Somit wird die Entladungsimpedanz-Anpassungsschaltung durch direktes Verbinden des dritten Widerstands R3 als der Entladungswiderstand mit dem Gate-Anschluss des IGBT Q1 bereitgestellt, um dadurch Schwankungen auszugleichen und die Unterbrechungsgeschwindigkeit für den Kollektorstrom Ic zu steuern. Zu einer anderen Zeit als der Zeit der Unterbrechung des Kollektorstroms Ic wird der erste NMOS-Transistors NM1 ausgeschaltet, um dadurch das Erzeugen eines Aufnahmestroms an dem dritten Widerstand R3 zu verhindern.
Dritte Ausführungsform
7 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 41 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 40 gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 40 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 40 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 6 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 35 gemäß der zweiten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 41 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 36 gemäß der zweiten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 36, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Bezüglich der Steuerungsschaltungen 31 und 36 gemäß der ersten und zweiten Ausführungsformen wird, während die Batteriespannung niedrig ist, die Ladespannung über dem externen Kondensator C1 aufgrund der Vorwärtsabfallspannung über der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, das heißt der Schottky-Sperrdiode zum Verhindern eines elektrischen Laderückflusses, reduziert, was möglicherweise zu einer Abnahme der Fähigkeit zum Unterbrechen des Kollektorstroms Ic führt. Insbesondere weist die Schottky-Sperrdiode Ds1 eine höher Vorwärtsspannung VF bei einer niedrigen Temperatur auf, was möglicherweise eine bemerkbare Abnahme der Fähigkeit zum Unterbrechen des Kollektorstroms Ic bewirkt.
Die Steuerungsschaltung 41 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist einen sechsten PMOS-Transistor PM6 und eine dritte Inverter-Schaltung INV3 auf, um die erste Schottky-Sperrdiode Ds1 zu umgehen. Der Source-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 ist mit der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1 und dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 ist mit dem Eingangsanschluss der dritten Inverter-Schaltung INV3 verbunden. Der Ausgangsanschluss der dritten Inverter-Schaltung INV3 ist mit dem Gate-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 verbunden. Der Drain-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 ist mit der Kathode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, der internen Leistungsquelle 20 und der einen Elektrode des externen Kondensators C1 verbunden.
Somit ist gemäß der vorliegenden Ausführungsform ein Feldeffekt-Transistor, insbesondere der sechste PMOS-Transistor PM6 zwischen der Anode und der Kathode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, das heißt der Schottky-Sperrdiode zum Verhindern von elektrischem Ladungsrückfluss, angeordnet. Die erste Schottky-Sperrdiode Ds1 wird durch den PMOS-Transistor, wie vorgehend beschrieben, umgangen, was den Spannungsabfall über der Schottky-Sperrdiode Ds1 reduzieren kann. Infolgedessen kann die Fähigkeit zum Unterbrechen des Kollektorstroms Ic erheblich verbessert werden.
Vierte Ausführungsform
8 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 46 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 45 gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 45 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 45 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 7 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 40 gemäß der dritten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 41 gemäß der dritten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 41, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Bezüglich der Steuerungsschaltung 31, 36 und 41 gemäß der ersten bis dritten Ausführungsformen besteht eine Möglichkeit eines Entladens von elektrischer Ladung in dem externen Kondensator C1 durch den sechsten PMOS-Transistor PM6, wenn das von der Treiberschaltung 11 ausgegebene Ausgangssignal von EIN nach AUS umgeschaltet wird.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ein vierter Widerstand R4 zwischen dem externen Kondensator C1 und dem Drain-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 angeschlossen. Diese Anordnung stellt eine elektrische Entladungsregulierungsschaltung bereit, welche die Entladung von elektrischer Ladung, die in dem externen Kondensator C1 gespeichert ist, reguliert, wenn das von der Treiberschaltung 11 ausgegebene Signal von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet wird, um dadurch eine Zeitkonstante bereitzustellen.
Diese Anordnung kann die elektrische Entladung während des Übertragungsverzögerungsintervalls regulieren, bevor der sechste PMOS-Transistor PM6 abschaltet.
Fünfte Ausführungsform
9 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 51 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 50 gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 50 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 50 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 8 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 45 gemäß der vierten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 51 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 51 gemäß der vorliegenden Ausführungsform einen fünften Widerstand R5, einen zweiten NMOS-Transistor NM2 und eine Stromerfassungsschaltung 52, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, einen durch den IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, fließenden Strom zu erfassen, auf.
Ein Anschluss des fünften Widerstands R5 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands R5 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden. Der Source-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungs-Halbleitermasse 8 verbunden. Der Eingangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit einem Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden.
In einem Fall, in welchem ein durch den IGBT Q1 fließender Strom, mit anderen Worten der Kollektorstrom Ic, das heißt der Laststrom den vorbestimmten Stromwert überschreitet, gibt die Stromerfassungsschaltung 52 ein High-Pegel-Signal von 1 Puls an den Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 aus.
Wenn ein Überstrom fließt, steigt der Spannungsabfall über dem Stromerfassungswiderstand Rs1. Somit erkennt die Stromerfassungsschaltung 52, ob ein Überstrom aufgetreten ist, durch Erfassen des Spannungsabfalls über dem Stromerfassungswiderstand Rs1. Wenn die Stromerfassungsschaltung 52 das Auftreten eines Überstroms erkennt, gibt sie ein High-Pegel-Signal von 1 Puls an den Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 aus, wie vorstehend beschrieben, wodurch der zweite NMOS-Transistor NM2 eingeschaltet wird. Infolgedessen fließt ein Strom, der von dem fünften Widerstand R5 abhängt, was den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 51 erhöht. Die durch den zweiten NMOS-Transistor NM2 und den fünften Widerstand R5 gebildete Schaltung ist äquivalent zu der Schaltung, die den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 51 erhöht.
Der Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 51 wird zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Information (im Folgenden auch als „Überstrominformation“ bezeichnet), die das Auftreten eines Überstroms anzeigt, von der Treiberschaltung 11 an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann. Infolgedessen kann die ECU 6 die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten, um dadurch das Risiko eines durch einen Überstrom verursachten Ausbrennens zu vermeiden. Dies kann die Lebensdauer und die Zuverlässigkeit des Motorsystems als Ganzes verbessern.
Gemäß der Anordnung der Steuerungsschaltung 51 der vorliegenden Ausführungsform kann ein Überstrom erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, mit anderen Worten der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, auf AUS steht.
Das von der Stromerfassungsschaltung 52 an den zweiten NMOS-Transistor NM2 ausgegebene Signal ist nicht auf das High-Pegel-Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das eine Pulsweitenmodulation (abgekürzt PWM) gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als die Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in welchem das High-Pegel-Signal von 1 Puls verwendet wird.
Sechste Ausführungsform
10 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 56 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 55 gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 55 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 55 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 8 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 45 gemäß der vierten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 56 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 56 gemäß der vorliegenden Ausführungsform einen sechsten Widerstand R6, einen siebten PMOS-Transistor PM7 und die Stromerfassungsschaltung 52, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, einen durch den IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, fließenden Strom zu erfassen, auf.
Der Source-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11, der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, dem Source-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 und dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 verbunden. Der Drain-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit einem Anschluss des sechsten Widerstands R6 verbunden. Der andere Anschluss des sechsten Widerstands R6 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der Eingangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit einem Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit dem Gate-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 verbunden.
In einem Fall, in welchem ein durch den IGBT Q1 fließender Strom, mit anderen Worten der Kollektorstrom Ic, das heißt der Laststrom, den vorbestimmten Stromwert überschreitet, gibt die Stromerfassungsschaltung 52 ein Low-Pegel-Signal von 1 Puls an den siebten PMOS-Transistor PM7 aus.
Wenn die Stromerfassungsschaltung 52 erkennt, dass der Kollektorstrom Ic den vorbestimmten Stromwert überschreitet, mit anderen Worten der Kollektorstrom Ic ein Überstrom ist, gibt sie ein Low-Pegel-Signal von 1 Puls an den siebten PMOS-Transistor PM7 aus, wie vorstehend beschrieben, wodurch der siebte PMOS-Transistor PM7 eingeschaltet wird. Dies kann bewirken, dass ein Strom, der von dem sechsten Widerstand R6 abhängt, unter Verwendung von elektrischer Ladung in dem externen Kondensator C1 in Richtung der Treiberschaltung 11 fließt.
Der Strom wird zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Überstrominformation von der Treiberschaltung 11 an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann. Infolgedessen kann die ECU 6 die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten, um dadurch das Risiko eines durch einen Überstrom verursachten Ausbrennens zu vermeiden. Dies kann die Lebensdauer und die Zuverlässigkeit des Motorsystems als Ganzes verbessern.
Gemäß der Anordnung der Steuerungsschaltung 56 der vorliegenden Ausführungsform kann ein Überstrom erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, mit anderen Worten der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, auf EIN steht.
Das von der Stromerfassungsschaltung 52 an den siebten PMOS-Transistor PM7 ausgegebene Signal ist nicht auf das Low-Pegel-Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das die Pulsweitenmodulation gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als die Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in welchem das Low-Pegel-Signal von 1 Puls verwendet wird.
Siebte Ausführungsform
11 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 61 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 60 gemäß einer siebten Ausführungsform zeigt. Die Halbleitervorrichtung 60 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 60 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 9 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 50 gemäß der fünften Ausführungsform, außer der Anordnung der Steuerungsschaltung 61. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 61 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 51 gemäß der fünften Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 51, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 51 gemäß der fünften Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 61 gemäß der vorliegenden Ausführungsform den sechsten Widerstand R6, den siebten PMOS-Transistor PM7, eine erste AND-Schaltung AND1 und eine erste NAND-Schaltung NAND1 auf. Ähnlich der Steuerungsschaltung 51 gemäß der fünften Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 61 die Stromerfassungsschaltung 52, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, einen durch den IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, fließenden Strom zu erfassen, auf.
Der Source-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11, der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, dem Source-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 und dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 verbunden. Der Drain-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit einem Anschluss des sechsten Widerstands R6 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands R6 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der Eingangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit einem Anschluss des Stromerfassungswiderstands Rs1 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der Stromerfassungsschaltung 52 ist mit einem Eingangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 und einem Eingangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 verbunden. Der andere Eingangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 ist mit der Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 und dem Eingangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 verbunden. Der andere Eingangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 ist mit dem Ausgangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden. Der Ausgangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 ist mit dem Gate-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 verbunden.
In einem Fall, in welchem ein durch den IGBT Q1 fließender Strom, mit anderen Worten der Kollektorstrom Ic, das heißt der Laststrom den vorbestimmten Stromwert überschreitet, schaltet die Stromerfassungsschaltung 52 den zweiten NMOS-Transistor NM2 oder den siebten PMOS-Transistor PM7 abhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, ein. Die Stromerfassungsschaltung 52 stellt ein Signal von 1 Puls an den einzuschaltenden zweiten NMOS-Transistor NM2 oder siebten PMOS-Transistor PM7 bereit.
Wenn die Stromerfassungsschaltung 52 das Auftreten eines Überstroms erfasst, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, schaltet die Stromerfassungsschaltung 52 den zweiten NMOS-Transistor NM2 ein. Wenn die Stromerfassungsschaltung 52 das Auftreten eines Überstroms erfasst, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, schaltet die Stromerfassungsschaltung 52 den siebten PMOS-Transistor PM7 ein. Infolgedessen wird ein Strom erzeugt, der von dem fünften oder sechsten Widerstand R5 oder R6 abhängt.
Diese Änderungen eines Stroms werden zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Überstrominformation von der Treiberschaltung 11 an die ECU, das heißt den Steuer-Computer übertragen werden kann. Somit kann die ECU 6 unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten. Als eine Folge kann das Risiko eines Ausbrennens vermieden werden.
Wie vorstehend beschrieben, ermöglicht die Anordnung der Steuerungsschaltung 61 gemäß der vorliegenden Ausführungsform das Erkennen eines Überstroms unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist.
Das von der Stromerfassungsschaltung 52 an den zweiten NMOS-Transistor NM2 oder den siebten PMOS-Transistor PM7 ausgegebene Signal ist nicht auf das Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das die Pulsweitenmodulation gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als die Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in welchem das Signal von 1 Puls verwendet wird.
Achte Ausführungsform
12 ist eine schematische Darstellung, die eine Steuerungsschaltung 66 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 65 gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 65 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 65 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 8 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 45 gemäß der vierten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 66 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 66 gemäß der vorliegenden Ausführungsform den fünften Widerstand R5, den zweiten NMOS-Transistor NM2 und eine Temperaturerfassungsschaltung 67, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, Wärme durch eine Temperaturerfassungsdiode D1 zu erfassen, auf.
Ein Anschluss des fünften Widerstands R5 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der andere Anschluss des fünften Widerstands R5 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden. Der Source-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 ist mit dem Masseanschluss GND der Leistungs-Halbleitermasse 8 verbunden. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden.
In einem Fall, in welchem die durch die Temperaturerfassungsdiode D1 erfasste Temperatur die vorbestimmte Temperatur überschreitet, mit anderen Worten in dem Fall einer ungewöhnlichen Temperatur, gibt die Temperaturerfassungsschaltung 67 ein High-Pegel-Signal von 1 Puls an den zweiten NMOS-Transistor NM2 aus.
Bei einer ungewöhnlichen Temperatur sinkt die Vorwärtsspannung VF über der Temperaturerfassungsdiode D1 ab. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 erkennt das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur durch Erfassen eines Absinkens der Vorwärtsspannung VF über der Temperaturerfassungsdiode D1. Wenn die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur erfasst, gibt sie ein High-Pegel-Signal von 1 Puls an den Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 aus, wie vorstehend beschrieben, um dadurch den zweiten NMOS-Transistor NM2 einzuschalten. Infolgedessen fließt ein Strom, der von dem fünften Widersand R5 abhängt, was den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 66 erhöht. Die durch den zweiten NMOS-Transistor NM2 und den fünften Widerstand R5 gebildete Schaltung ist äquivalent zu der Schaltung, die den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 66 erhöht.
Der Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 66 wird zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Information (im Folgenden auch als „Information über eine ungewöhnliche Temperatur“ bezeichnet), die das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur anzeigt, von der Treiberschaltung 11 zu der ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann. Infolgedessen kann die ECU 6 die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten, um dadurch das Risiko eines durch eine ungewöhnliche Temperatur verursachten Ausbrennens zu verhindern.
Gemäß der Anordnung der Steuerungsschaltung 66 der vorliegenden Ausführungsform kann eine ungewöhnliche Temperatur erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, mit anderen Worten der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, auf AUS steht.
Das von der Temperaturerfassungsschaltung 67 an den zweiten NMOS-Transistor NM2 ausgegeben Signal ist nicht auf das High-Pegel-Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das die Pulsweitenmodulation gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als die Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in welchem das High-Pegel-Signal von 1 Puls verwendet wird.
Neunte Ausführungsform
13 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 71 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 70 gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 70 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 70 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 8 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 45 gemäß der vierten Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 71 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 46 gemäß der vierten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 71 gemäß der vorliegenden Ausführungsform den sechsten Widerstand R6, den siebten PMOS-Transistor PM7 und die Temperaturerfassungsschaltung 67, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, Wärme durch die Temperaturerfassungsdiode D1 zu erfassen, auf.
Der Source-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11, der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, dem Source-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 und dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 verbunden. Der Drain-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit einem Anschluss des sechsten Widerstands R6 verbunden. Der andere Anschluss des sechsten Widerstands R6 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 ist mit dem Gate-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 verbunden.
Die Temperaturerfassungsschaltung 67 weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 12 gezeigten Temperaturerfassungsschaltung 67 gemäß der achten Ausführungsform. In einem Fall, in welchem die durch die Temperaturerfassungsdiode D1 erfasste Temperatur die vorbestimmte Temperatur überschreitet, erkennt die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur und gibt somit ein Low-Pegel-Signal von 1 Puls an den siebten PMOS-Transistor PM7 aus.
Wenn die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur erkennt, gibt sie, wie vorstehend beschrieben, ein Low-Pegel-Signal von 1 Puls an den siebten PMOS-Transistor PM7 aus, um dadurch den siebten PMOS-Transistor PM7 einzuschalten. Dies kann bewirken, dass ein Strom, der von dem sechsten Widerstand R6 abhängt, unter Verwendung von elektrischer Ladung in dem externen Kondensator C1 in Richtung der Treiberschaltung 11 fließt.
Der Strom wird zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Information über eine ungewöhnliche Temperatur von der Treiberschaltung 11 an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann. Infolgedessen kann die ECU 6 die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten, um dadurch das Risiko eines durch eine ungewöhnliche Temperatur verursachten Ausbrennens zu verhindern.
Gemäß der Anordnung der Steuerungsschaltung 71 der vorliegenden Ausführungsform kann eine ungewöhnliche Temperatur erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, mit anderen Worten der IGBT Q1, das heißt das Schaltelement, auf EIN steht.
Das von der Temperaturerfassungsschaltung 67 an den siebten PMOS-Transistor PM7 ausgegebene Signal ist nicht auf ein Low-Pegel-Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das die Pulsweitenmodulation gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als die Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in dem das Low-Pegel-Signal von 1 Puls verwendet wird.
Zehnte Ausführungsform
14 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 76 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 75 gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 75 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 75 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 12 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 65 gemäß der achten Ausführungsform, außer der Anordnung der Steuerungsschaltung 76. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 76 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 66 gemäß der achten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 66, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Neben den einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 66 gemäß der achten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 76 gemäß der vorliegenden Ausführungsform den sechsten Widerstand R6, den siebten PMOS-Transistor PM7, die erste AND-Schaltung AND1 und die erste NAND-Schaltung NAND1 auf. Ähnlich der Steuerungsschaltung 66 gemäß der achten Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 76 auch die Temperaturerfassungsschaltung 67 auf, das heißt die integrierte Schaltung, die in der Lage ist, durch die Temperaturerfassungsdiode D1 Wärme zu erfassen.
Der Source-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11, der Anode der ersten Schottky-Sperrdiode Ds1, dem Source-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 und dem Eingangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 verbunden. Der Drain-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 ist mit einem Anschluss des sechsten Widerstands R6 verbunden. Der andere Anschluss des sechsten Widerstands R6 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden.
Die Temperaturerfassungsschaltung 67 ist mit einem Eingangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 und einem Eingangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 verbunden. Der andere Eingangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 ist mit der Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss der Schmitt-Triggerschaltung 21 und dem Eingangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 verbunden. Der andere Eingangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 ist mit dem Ausgangsanschluss der ersten Inverter-Schaltung INV1 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der ersten AND-Schaltung AND1 ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors NM2 verbunden. Der Ausgangsanschluss der ersten NAND-Schaltung NAND1 ist mit dem Gate-Anschluss des siebten PMOS-Transistors PM7 verbunden.
Die Temperaturerfassungsschaltung 67 weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 12 gezeigten Temperaturerfassungsschaltung 67 gemäß der achten Ausführungsform. In einem Fall, in welchem die durch die Temperaturerfassungsdiode D1 erfasste Temperatur die vorbestimmte Temperatur überschreitet, erkennt die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 schaltet den zweiten NMOS-Transistor NM2 oder den siebten PMOS-Transistor PM7 abhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, ein. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 liefert ein Signal von 1 Puls an den einzuschaltenden Transistor.
Wenn die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur erfasst, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, schaltet die Temperaturerfassungsschaltung 67 den zweiten NMOS-Transistor NM2 ein. Wenn die Temperaturerfassungsschaltung 67 das Auftreten einer ungewöhnlichen Temperatur erfasst, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, schaltet die Temperaturerfassungsschaltung 67 den siebten PMOS-Transistor PM7 ein. Infolgedessen wird ein Strom generiert, der von dem fünften oder sechsten Widerstand R5 oder R6 abhängt.
Diese Änderungen eines Stroms werden zum Beispiel durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass die Information über eine ungewöhnliche Temperatur von der Treiberschaltung 11 an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann. Somit kann die ECU 6 die integrierte Schaltung 2 steuern, den IGBT Q1 abzuschalten, wodurch das Risiko eines durch eine ungewöhnliche Temperatur verursachten Ausbrennens vermieden wird.
Wie vorstehend beschrieben, ermöglicht die Anordnung der Steuerungsschaltung 76 gemäß der vorliegenden Ausführungsform das Erkennen einer ungewöhnlichen Temperatur unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist.
Das von der Temperaturerfassungsschaltung 67 an den zweiten NMOS-Transistor NM2 oder den siebten PMOS-Transistor PM7 ausgegebene Signal ist nicht auf das Signal von 1 Puls beschränkt und kann ein Signal sein, auf das die Pulsweitenmodulation gemäß dem aktuellen Pegel angewendet wurde. Das Signal kann durch eine andere Modulationstechnik als eine Pulsweitenmodulation moduliert sein. Das durch eine der Modulationstechniken modulierte Signal kann den gleichen Effekt erzielen wie den in einem Fall, in dem das Signal von 1 Puls verwendet wird.
Elfte Ausführungsform
15 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 81 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 80 gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 80 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 80 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 9 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 50 gemäß der fünften Ausführungsform, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 81 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der der Steuerungsschaltung 51 gemäß der fünften Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 51, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Bezüglich der Steuerungsschaltungen 51 und 66 gemäß der vorstehend beschriebenen fünften und achten Ausführungsformen kann ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur durch Überwachen des Aufnahmestroms in den Steuerungsschaltungen 51 und 66 erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist. Es besteht jedoch die Möglichkeit, dass ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur nicht erkannt wird, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Wenn ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur erkannt wird, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, wird der zweie NMOS-Transistor NM2 eingeschaltet, was bewirken kann, dass eine elektrische Ladung in dem externen Kondensator C1 durch den fünften Widerstand R5 entladen wird.
Somit weist die Steuerungsschaltung 81 gemäß der vorliegenden Ausführungsform einen achten PMOS-Transistor PM8 auf, der zwischen dem fünften Widerstand R5 und der internen Leistungsquelle 20 angeordnet ist. Der Source-Anschluss des achten PMOS-Transistors PM8 ist mit der internen Leistungsquelle 20 verbunden. Der Drain-Anschluss des achten PMOS-Transistors PM8 ist mit einem Anschluss des fünften Widerstands R5 verbunden. Der Gate-Anschluss des achten PMOS-Transistors PM8 ist mit dem Gate-Anschluss des sechsten PMOS-Transistors PM6 und dem Ausgangsanschluss der dritten Inverter-Schaltung INV3 verbunden.
Wenn der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, schaltet die Steuerungsschaltung 81 den achten PMOS-Transistor PM8 aus. Folglich kann unnötiges Entladen des externen Kondensators C1 verhindert werden, was den Zeitraum verlängert, während dem die Steuerungsschaltung 81 den IGBT Q1 treiben kann.
Gemäß der vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsform weist die Steuerungsschaltung 81 den achten PMOS-Transistor PM8 auf, der sich zwischen dem fünften Widerstand R5 und der internen Leistungsquelle 20 befindet. Somit kann unnötiges Entladen des externen Kondensators C1 durch Ausschalten des achten PMOS-Transistors PM8 verhindert werden. Dies verlängert den Zeitraum, während dem die Steuerungsschaltung 81 den IGBT Q1 treiben kann.
Modifikation der elften Ausführungsform
16 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 86 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 85 gemäß einer Modifikation der elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 85 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten.
Die Halbleitervorrichtung 85 gemäß der vorliegenden Modifikation weist die gleiche Anordnung auf wie die der Halbleitervorrichtung 80 gemäß der elften Ausführungsform, außer dass die Halbleitervorrichtung 85 die Temperaturerfassungsschaltung 67 anstelle der in der Halbleitervorrichtung 80 gemäß der elften Ausführungsform vorgesehenen Stromerfassungsschaltung 52 aufweist. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 weist die gleiche Anordnung wie die der Temperaturerfassungsschaltung 67 gemäß der in 12 gezeigten achten Ausführungsform auf. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 86 gemäß der vorliegenden Modifikation ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 66 gemäß der achten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 66, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Wie in der elften Ausführungsform ist in der Steuerungsschaltung 86 gemäß der vorliegenden Modifikation der achte PMOS-Transistor PM8 zwischen dem fünften Widerstand R5 und der internen Leistungsquelle 20 angeschlossen. Dies erzielt den gleichen Effekt wie den der elften Ausführungsform. Insbesondere kann unnötiges Entladen des externen Kondensators C1 verhindert werden, was die Zeitdauer verlängert, während der die Steuerungsschaltung 86 den IGBT Q1 treiben kann.
Zwölfte Ausführungsform
17 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 91 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 90 gemäß einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 90 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten. Die Halbleitervorrichtung 90 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 9 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 50, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 91 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der Anordnung der Steuerungsschaltung 51 gemäß der fünften Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Steuerungsschaltung 51 und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Schaltung, die durch den zweiten NMOS-Transistor NM2 und den fünften Widerstand R5 gebildet wird, äquivalent zu der Schaltung, die den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 91 erhöht.
Bezüglich der vorstehend beschriebenen Steuerungsschaltungen 51 und 66 gemäß der fünften und achten Ausführungsform wird, wenn ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur erkannt wird, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, der zweite NMOS-Transistor NM2 eingeschaltet, was bewirken kann, dass eine elektrische Ladung in dem externen Kondensator C1 entladen wird.
Somit ist der fünfte Widerstand R5 durch eine dritte Schottky-Speerdiode Ds3 in der Steuerungsschaltung 91 gemäß der vorliegenden Ausführungsform mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Insbesondere ist die Anode der dritten Schottky-Sperrdiode Ds3 mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Die Kathode der dritten Schottky-Sperrdiode Ds3 ist mit einem Anschluss des fünften Widerstands R5 verbunden.
Somit ist, gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Schaltung, die durch den zweiten NMOS-Transistor NM2 und den fünften Widerstand R5 gebildet wird, welches die Schaltung ist, die den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung 91 erhöht, durch die dritte Schottky-Sperrdiode Ds3 mit der Treiberschaltung 11 verbunden. Folglich kann ein unnötiges Entladen des externen Kondensators C1 verhindert werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist. Dies verlängert die Zeitdauer, während der die Steuerungsschaltung 91 den IGBT Q1 treiben kann.
In der Steuerungsschaltung 91 gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann ein Überstrom erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist. Außerdem kann ein Überstrom erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Der Low-Pegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals ist gleich 0V, was das elektrische Potential des Masseanschlusses GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 ist. Somit fließt kein Strom, selbst wenn der zweite NMOS-Transistor NM2 als Folge des Erkennens eines Überstroms eingeschaltet ist.
Allerdings kann, wenn der Low-Pegel innerhalb eines Bereichs eingestellt ist, der den Schwellenwert der Steuerungsschaltung 91 nicht überschreitet, ein Strom, der von dem fünften Widerstand R5 abhängt, als Folge des Erkennens eines Überstroms fließen, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist. Dieser Strom wird durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass ein Überstrom erkannt werden kann.
Der Bereich, der den vorstehend beschriebenen Schwellenwert der Steuerungsschaltung 91 nicht überschreitet, ist zum Beispiel etwa einige hundert mV oder mehr bis etwa 1V oder weniger und kann innerhalb eines Bereichs eingestellt sein, der das Treiben des IGBT Q1, das heißt des Schaltelements, nicht ermöglicht.
Modifikation der zwölften Ausführungsform
18 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Steuerungsschaltung 96 und das Schaltelementteil 3 einer Halbleitervorrichtung 95 gemäß einer Modifikation der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung 95 ist anstelle der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 1 in der Zündungsvorrichtung 10 enthalten.
Die Halbleitervorrichtung 95 gemäß der vorliegenden Modifikation weist die gleiche Anordnung auf wie die der Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform, außer dass die Halbleitervorrichtung 95 die Temperaturerfassungsschaltung 67 anstelle der Stromerfassungsschaltung 52 aufweist, die in der in 17 gezeigten Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform vorgesehen ist. Die Temperaturerfassungsschaltung 67 weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 12 gezeigten Temperaturerfassungsschaltung 67 gemäß der achten Ausführungsform. Die Anordnung der Steuerungsschaltung 96 gemäß der vorliegenden Modifikation ist ähnlich der der Steuerungsschaltung 66 gemäß der achten Ausführungsform. Somit kennzeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleich einzelnen Bestandteile der Steuerungsschaltung 66, und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Wie in der zwölften Ausführungsform ist in der Steuerungsschaltung 96 gemäß der vorliegenden Modifikation der fünfte Widerstand R5 durch die dritte Schottky-Sperrdiode Ds3 mit dem Ausgangsanschluss G der Treiberschaltung 11 verbunden. Dies erzielt die gleiche Wirkung wie die der zwölften Ausführungsform. Insbesondere kann, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, ein unnötiges Entladen des externen Kondensators C1 verhindert werden, was die Zeitdauer, während der die Steuerungsschaltung 96 den IGBT Q1 treiben kann, verlängert.
In der Steuerungsschaltung 96 gemäß der vorliegenden Modifikation kann eine ungewöhnliche Temperatur erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist. Außerdem kann eine ungewöhnliche Temperatur erkannt werden, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Der Low-Pegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals ist gleich 0V, was das elektrische Potential des Masseanschlusses GND der Leistungshalbleiter-Masse 8 ist. Somit fließt kein Strom, selbst wenn der zweite NMOS-Transistor NM2 als Folge des Erkennens einer ungewöhnlichen Temperatur eingeschaltet ist.
Allerdings kann, wenn der Low-Pegel in einem Bereich eingestellt ist, der den Schwellenwert der Steuerungsschaltung 96 nicht überschreitet, ein Strom, der von dem fünften Widerstand R5 abhängt, als Folge des Erkennens einer ungewöhnlichen Temperatur fließen, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 11 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist. Dieser Strom wird durch die Treiberschaltung 11 überwacht, so dass eine ungewöhnliche Temperatur erkannt werden kann.
Der Bereich, der den Schwellenwert der vorstehend beschriebenen Steuerungsschaltung 96 nicht überschreitet, ist zum Beispiel etwa einige hundert mV oder mehr bis etwa 1V oder weniger und kann innerhalb eines Bereichs eingestellt sein, der das Treiben des IGBT Q1, das heißt des Schaltelements, nicht ermöglicht.
Dreizehnte Ausführungsform
19 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 11 der Halbleitervorrichtung 1 gemäß der zugrundeliegenden Technik der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Treiberschaltung 11 bildet zusammen mit der Steuerungsschaltung 12 und dem Stromerfassungswiderstand Rs1 die integrierte Schaltung 2, wie in vorstehend beschriebener 1 gezeigt.
Die Treiberschaltung 11 weist einen ersten NPN-Transistor N-Tr1, einen ersten PNP-Transistor P-Tr1, einen ersten Basiswiderstand Rb1, einen zweiten Basiswiderstand Rb2, einen elften Widerstand R11, einen zwölften Widerstand R12 und einen Ausgangswiderstand Ro auf.
Ein Anschluss des ersten Basiswiderstands Rb1 ist mit dem Eingangsanschluss der Treiberschaltung 11 verbunden. Der Eingangsanschluss empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6. Der andere Anschluss des ersten Basiswiderstands Rb1 ist mit einem Anschluss des elften Widerstands R11 und dem Basis-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 verbunden. Der andere Anschluss des elften Widerstands R11 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der Emitter-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Ein Anschluss des zwölften Widerstands R12 und der Emitter-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 empfangen ein High-Pegel-Signal von der ECU 6. Der eine Anschluss des zwölften Widerstands R12 ist mit dem Emitter-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 verbunden. Der andere Anschluss des zwölften Widerstands R12 ist mit dem Kollektor-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 und dem einen Anschluss des zweiten Basiswiderstands Rb2 verbunden.
Der andere Anschluss des zweiten Basiswiderstands Rb2 ist mit dem Basis-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 ist mit einem Anschluss des Ausgangswiderstands Ro verbunden. Der andere Anschluss des Ausgangswiderstands Ro ist mit einem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 11 verbunden.
20 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 100 gemäß einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Treiberschaltung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 19 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 11 gemäß der zugrundeliegenden Technik, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung.
Die Treiberschaltung 100 weist eine Spannungserfassungsschaltung 101, einen zweiten PNP-Transistor P-Tr2, einen dritten PNP-Transistor P-Tr3, einen zweiten NPN-Transistor N-Tr2, einen Erfassungswiderstand Rd1, einen dritten Basiswiderstand Rb3 und den Ausgangswiderstand Ro auf. Die Spannungserfassungsschaltung 101 weist einen dreizehnten Widerstand R13, einen vierzehnten Widerstand R14, einen fünfzehnten Widerstand R15, einen sechzehnten Widerstand R16 und einen Komparator 102 auf.
Ein Anschluss des dreizehnten Widerstands R13 ist mit dem Ausgangsanschluss des Komparators 102 verbunden. Der andere Anschluss des dreizehnten Widerstands R13 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 102 und einem Anschluss des vierzehnten Widerstands R14 verbunden. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Komparators 102 ist mit einem Anschluss des fünfzehnten Widerstands R15 und einem Anschluss des sechzehnten Widerstands R16 verbunden. Der andere Anschluss des sechzehnten Widerstands R16 ist mit der Masse, insbesondere mit der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Ein Anschluss des Erfassungswiderstands Rd1 ist mit dem anderen Anschluss des fünfzehnten Widerstands R15 und dem Kollektor-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 verbunden. Der andere Anschluss des Erfassungswiderstands Rd1 ist mit dem anderen Anschluss des vierzehnten Widerstands R14 und der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 ist mit dem Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden. Der Basis-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und der Basis-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Kollektor-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden zu sein. Der Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und der Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 empfangen ein High-Pegel-Signal von der ECU 6.
Ein Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3 ist mit dem Eingangsanschluss der Treiberschaltung 100 verbunden. Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 100 empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6. Der andere Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3 ist mit dem Basis-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 ist mit dem Kollektor-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden. Der Emitter-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 ist mit einem Anschluss des Ausgangswiderstands Ro verbunden. Der andere Anschluss des Ausgangswiderstands Ro ist mit dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 100 verbunden.
Bezüglich der in 19 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 11 gemäß der zugrundeliegenden Technik wird ein Signal, dessen Signalpegel der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, einfach als das von der Treiberschaltung 11 ausgegebene Ausgangssignal in Übereinstimmung mit dem Signalpegel, d.h. dem High-Pegel oder dem Low-Pegel, des von der ECU 6, das heißt dem Steuer-Computer, ausgegebenen Ausgangssignal ausgegeben.
Währenddessen weist die Treiberschaltung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, zusätzlich dazu, dass sie die gleiche Funktion aufweist wie die der Treiberschaltung 11 gemäß der zugrundeliegenden Technik, die Spannungserfassungsschaltung 101 auf und ist deshalb in der Lage, den Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung als die Spannungsinformation zu erfassen, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 100 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist.
Folglich wird bei dem Auftreten eines Überstroms oder einer ungewöhnlichen Temperatur der Aufnahmestrom in der Schaltung auf der Steuerungsschaltungsseite verändert und der resultierende Strom wird durch die Treiberschaltung 100 überwacht, so dass die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann.
Insbesondere ist, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 100 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, der durch den dritten PNP-Transistor P-Tr3 fließende Strom im Wesentlichen gleich dem Strom, der durch den zweiten PNP-Transistor P-Tr2 fließt. Die Spannungserfassungsschaltung 101 erfasst deshalb den durch den zweiten PNP-Transistor P-Tr2 fließenden Strom durch Wandeln des Stroms durch den Erfassungswiderstand Rd1 in einen Spannungswert.
Die Treiberschaltung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die zum Beispiel kompatibel ist mit der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 50, 65, 80, 85, 90 oder 95 gemäß der fünften, achten oder elften Ausführungsform, der Modifikation der elften Ausführungsform, der zwölften Ausführungsform oder der Modifikation der zwölften Ausführungsform. Die Treiberschaltung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist in der vorstehend beschrieben Halbleitervorrichtung 50, 65, 80, 85, 90 oder 95 gemäß der fünften, achten oder elften Ausführungsform, der Modifikation der elften Ausführungsform, der zwölften Ausführungsform oder der Modifikation der zwölften Ausführungsform enthalten, um dadurch die nachfolgenden Wirkungen zu erzielen. Wie vorstehend beschrieben, werden bei dem Auftreten eines Überstroms oder einer ungewöhnlichen Temperatur die Veränderungen in dem Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung durch die Treiberschaltung 100 überwacht, so dass die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann.
Vierzehnte Ausführungsform
21 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 105 gemäß einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Treiberschaltung 105 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 19 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 11 gemäß der zugrundeliegenden Technik, außer der im Folgenden beschriebenen Anordnung.
Die Treiberschaltung 105 weist eine Spannungserfassungsschaltung 106, den ersten NPN-Transistor N-Tr1, einen dritten NPN-Transistor N-Tr3, einen vierten NPN-Transistor N-Tr4, den ersten PNP-Transistor P-Tr1, einen vierten PNP-Transistor P-Tr4, den ersten Basiswiderstand Rb1, den zweiten Basiswiderstand Rb2, einen vierten Basiswiderstand Rb4, einen zweiten Erfassungswiderstand Rd2, den zwölften Widerstand R12 und den Ausgangswidersand Ro auf. Die Spannungserfassungsschaltung 106 weist einen siebzehnten Widerstand R17, einen achtzehnten Widerstand R18, einen neunzehnten Widerstand R19, einen zwanzigsten Widerstand R20 und einen Komparator 107 auf.
Ein Anschluss des siebzehnten Widerstands R17 ist mit dem Ausgangsanschluss des Komparators 107 verbunden. Der andere Anschluss des siebzehnten Widerstands R17 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 107 und einem Anschluss des achtzehnten Widerstands R18 verbunden. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Komparators 107 ist mit einem Anschluss des neunzehnten Widerstands R19 und einem Anschluss des zwanzigsten Widerstands R20 verbunden. Der andere Anschluss des zwanzigsten Widerstands R20 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Der andere Anschluss des achtzehnten Widerstands R18 ist mit dem anderen Anschluss des zweiten Erfassungswiderstands Rd2 und dem Kollektor-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 verbunden. Der andere Anschluss des neunzehnten Widerstands R19 ist mit einem Anschluss des zweiten Erfassungswiderstands Rd2, einem Anschluss des zwölften Widerstands R12 und dem Emitter-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der Basis-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 und der Basis-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Kollektor-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 verbunden zu sein. Der Emitter-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 105 mit einem Anschluss des ersten Basiswiderstands Rb1 und einem Anschluss des vierten Basiswiderstands Rb4 verbunden. Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 105 empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6. Der andere Anschluss des vierten Basiswiderstands Rb4 ist mit dem Basis-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 verbunden. Der andere Anschluss des ersten Basiswiderstands Rb1 ist mit dem Basis-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des ersten NPN-Transistors N-Tr1 ist mit dem anderen Anschluss des zwölften Widerstands R12 und einem Anschluss des zweiten Basiswiderstands Rb2 verbunden. Der andere Anschluss des zweiten Basiswiderstands Rb2 ist mit dem Basis-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 verbunden.
Der Kollektor-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 ist mit einem Anschluss des Ausgangswiderstands Ro und dem Emitter-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 verbunden. Der andere Anschluss des Ausgangswiderstands Ro ist mit dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 105 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 ist mit dem Kollektor-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 verbunden. Der zwölfte Widerstand R12, der zweite Erfassungswiderstand Rd2 und der Emitter-Anschluss des ersten PNP-Transistors P-Tr1 empfangen ein High-Pegel-Signal von der ECU 6.
Zusätzlich dazu, dass sie die gleiche Funktion wie die der in 19 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 11 gemäß der zugrundeliegenden Technik aufweist, ist die Treiberschaltung 105 gemäß der vorliegenden Ausführungsform in der Lage, den von der Steuerungsschaltung zu der Seite der Treiberschaltung 105 fließenden Strom als die Spannungsinformation zu erfassen, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 105 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Somit kann, dadurch dass bewirkt wird, dass ein Strom unter Verwendung von elektrischer Ladung in dem externen Kondensator C1 durch die Treiberschaltung 105 auf der Steuerungsschaltungsseite fließt und der Strom durch die Treiberschaltung 105 überwacht wird, die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur, von der Treiberschaltung 105 zu der ECU 6, das heißt dem Steuer-Computer, übertragen werden.
Insbesondere ist, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 105 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, der durch den vierten NPN-Transistor N-Tr4 fließende Strom im Wesentlichen gleich dem Strom, der durch den dritten NPN-Transistor N-Tr3 fließt. Die Spannungserfassungsschaltung 106 erfasst daher den durch den vierten NPN-Transistor N-Tr4 fließenden Strom durch Wandeln des Stroms durch den zweiten Erfassungswiderstand Rd2 in einen Spannungswert.
Die Treiberschaltung 105 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die zum Beispiel mit der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 55 oder 70 gemäß der sechsten oder neunten Ausführungsform kompatibel ist. Die Treiberschaltung 105 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist in der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 55 oder 70 gemäß der sechsten oder neunten Ausführungsform enthalten. Somit werden, wie vorstehend beschrieben, bei dem Auftreten eines Überstroms oder einer ungewöhnlichen Temperatur die Veränderungen in dem Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung durch die Treiberschaltung 105 überwacht, so dass die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden können.
Fünfzehnte Ausführungsform
22 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung einer Treiberschaltung 110 gemäß einer fünfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Treiberschaltung 110 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, die eine Kombination aus der in 20 gezeigten Treiberschaltung 100 gemäß der dreizehnten Ausführungsform und der in 21 gezeigten Treiberschaltung 105 gemäß der vierzehnten Ausführungsform ist, die vorstehend beschrieben sind, weist die gleiche Anordnung auf wie die der Treiberschaltungen 100 und 105 gemäß der dreizehnten und vierzehnten Ausführungsformen.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die Treiberschaltung 110 die erste Spannungserfassungsschaltung 101, die zweite Spannungserfassungsschaltung 106, den zweiten PNP-Transistor P-Tr2, den dritten PNP-Transistor P-Tr3, den vierten PNP-Transistor P-Tr4, den zweiten NPN-Transistor N-Tr2, den dritten NPN-Transistor N-Tr3, den vierten NPN-Transistor N-Tr4, den dritten Basiswiderstand Rb3, den vierten Basiswiderstand Rb4, den ersten Erfassungswiderstand Rd1, den zweiten Erfassungswiderstand Rd2 und den Ausgangswiderstand Ro auf. Die erste Spannungserfassungsschaltung 101 weist die gleiche Anordnung auf wie die in 20 gezeigte Spannungserfassungsschaltung 101 gemäß der dreizehnten Ausführungsform. Die zweite Spannungserfassungsschaltung 106 weist die gleiche Anordnung auf wie die in 21 gezeigte Spannungserfassungsschaltung 106 gemäß der vierzehnten Ausführungsform.
Ein Anschluss des vierzehnten Widerstands R14 der ersten Spannungserfassungsschaltung 101 ist mit dem anderen Anschluss des ersten Erfassungswiderstands Rd1 verbunden. Der andere Anschluss des ersten Erfassungswiderstands Rd1 ist mit der Masse, insbesondere mit der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der andere Anschluss des fünfzehnten Widerstands R15 der ersten Spannungserfassungsschaltung 101 ist mit einem Anschluss des ersten Erfassungswiderstands Rd1 und dem Kollektor-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 ist mit einem Anschluss des zweiten Erfassungswiderstands Rd2 und dem Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden. Der Basis-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und der Basis-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Kollektor-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden zu sein.
Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 110 ist mit einem Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3 und einem Anschluss des vierten Basiswiderstands Rb4 verbunden. Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 110 empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6. Der andere Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3 ist mit dem Basis-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 verbunden.
Der Kollektor-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 ist mit dem Kollektor-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 verbunden. Der Emitter-Anschluss des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 ist mit einem Anschluss des Ausgangswiderstands Ro und dem Emitter-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 verbunden. Der andere Anschluss des Ausgangswiderstands Ro ist mit dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 110 verbunden. Der andere Anschluss des vierten Basiswiderstands Rb4 ist mit dem Basis-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 verbunden.
Der andere Anschluss des achtzehnten Widerstands R18 der zweiten Spannungserfassungsschaltung 106 ist mit dem anderen Anschluss des zweiten Erfassungswiderstands Rd2 und dem Kollektor-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 verbunden. Der andere Anschluss des neunzehnten Widerstands R19 der zweiten Spannungserfassungsschaltung 106 ist mit dem einen Anschluss des zweiten Erfassungswiderstands Rd2 und dem Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 ist mit der Masse, insbesondere mit der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der Basis-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 und der Basis-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 sind gemeinsam verbunden, um mit dem Kollektor-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 verbunden zu sein. Der Kollektor-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 ist mit dem Kollektor-Anschluss des vierten PNP-Transistors P-Tr4 verbunden.
Der Emitter-Anschluss des vierten NPN-Transistors N-Tr4 ist mit der Masse, insbesondere der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der zweite Erfassungswiderstand Rd2, der Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und der Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 empfangen ein High-Pegel-Signal von der ECU 6.
Die Treiberschaltungen 100 und 105 gemäß der dreizehnten und vierzehnten Ausführungsformen sind in er Lage, einen Strom nur in einem Fall zu überwachen, in welchem der Signalpegel des von der Treiberschaltung 100 oder 105 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist.
Währenddessen weist die Treiberschaltung 110 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die erste und die zweite Spannungserfassungsschaltung 101 und 106 auf und ist daher in der Lage, die Veränderungen eines Stroms bei dem Auftreten eines Überstroms oder einer ungewöhnlichen Temperatur zu überwachen, unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist. Folglich kann, unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden.
Insbesondere ist, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist, der durch den dritten PNP-Transistor P-Tr3 fließende Strom im Wesentlichen gleich dem durch den zweiten PNP-Transistor P-Tr2 fließenden Strom. Somit erfasst die Treiberschaltung 110 den durch den zweiten PNP-Transistor fließenden Strom durch Wandeln des Stroms in einen Spannungswert durch den ersten Erfassungswiderstand Rd1.
Während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, ist der durch den vierten NPN-Transistor N-Tr4 fließende Strom im Wesentlichen gleich dem durch den dritten NPN-Transistor N-Tr3 fließenden Strom. Somit erfasst die Treiberschaltung 110 den durch den dritten NPN-Transistor N-Tr3 fließenden Strom durch Wandeln des Stroms in einen Spannungswert durch den zweiten Erfassungswiderstand Rd2.
Die Treiberschaltung 110 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die zum Beispiel mit der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 60 oder 75 gemäß der siebten oder zehnten Ausführungsform kompatibel ist. Die Treiberschaltung 110 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist in der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 60 oder 70 gemäß der siebten oder zehnten Ausführungsform enthalten. Folglich werden, wie vorstehend beschrieben, unabhängig davon, ob das Ausgangssignal aus der Treiberschaltung 110 auf dem High-Pegel oder dem Low-Pegel liegt, die Veränderungen eines Stroms bei dem Auftreten von einem Überstrom oder einer ungewöhnlichen Temperatur durch die Treiberschaltung 110 überwacht, so dass die Überstrom-Information oder die Information über eine ungewöhnliche Temperatur an die ECU 6, das heißt den Steuer-Computer, übertragen werden kann.
Sechzehnte Ausführungsform
23 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung der Treiberschaltung 115 gemäß einer sechzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Anordnung der Treiberschaltung 115 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der in 22 gezeigten, vorstehend beschriebenen Anordnung der Treiberschaltung 110 gemäß der fünfzehnten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Treiberschaltung 110 und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die Treiberschaltung 115 die Spannungserfassungsschaltung 101, den zweiten PNP-Transistor P-Tr2, den dritten PNP-Transistor P-Tr3, den vierten PNP-Transistor P-Tr4, einen fünften PNP-Transistor P-Tr5, den zweiten NPN-Transistor N-Tr2, den dritten NPN-Transistor N-Tr3, den vierten NPN-Transistor N-Tr4, einen fünften NPN-Transistor N-Tr5, den dritten Basiswiderstand Rb3, den vierten Basiswiderstand Rb4, einen fünften Basiswiderstand Rb5, einen sechsten Basiswiderstand Rb6, den ersten Erfassungswiderstand Rd1 und den Ausgangswiderstand Ro auf. Die Spannungserfassungsschaltung 101 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist die gleiche Anordnung auf wie die der in 20 gezeigten Spannungserfassungsschaltung 101 gemäß der dreizehnten Ausführungsform.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 115 mit einem Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3, einem Anschluss des vierten Basiswiderstands Rb4, einem Anschluss des fünften Basiswiderstands Rb5 und einem Anschluss des sechsten Basiswiderstands Rb6 verbunden. Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 115 empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6.
Das von der ECU 6 zugeführte High-Pegel-Signal wird in den Emitter-Anschluss des fünften PNP-Transistors P-Tr5, den Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und den Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 gegeben.
Der andere Anschluss des fünften Basiswiderstands Rb5 ist mit dem Basis-Anschluss des fünften PNP-Transistors P-Tr5 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des fünften PNP-Transistors P-Tr5 ist mit dem Kollektor-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und einem Anschluss des ersten Erfassungswiderstands Rd1 verbunden.
Der andere Anschluss des sechsten Basiswiderstands Rb6 ist mit dem Basis-Anschluss des fünften NPN-Transistors N-Tr5 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des fünften NPN-Transistors N-Tr5 ist mit dem Kollektor-Anschluss des dritten NPN-Transistors N-Tr3 und dem anderen Anschluss des ersten Erfassungswiderstands Rd1 verbunden. Der Emitter-Anschluss des fünften NPN-Transistors N-Tr5 ist mit der Masse, insbesondere mit der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden.
Die in 22 gezeigte, vorstehend beschriebene Treiberschaltung 110 gemäß der fünfzehnten Ausführungsform benötigt zwei Erfassungswiderstände, welche die Erfassungswiderstände Rd1 und Rd2 sind, und zwei Spannungserfassungsschaltungen, welche die Spannungserfassungsschaltungen 101 und 106 sind, was möglicherweise eine Vergrößerung der Schaltung verursacht.
Um eine Vergrößerung der Schaltung zu vermeiden, sind der fünfte PNP-Transistor P-Tr5 und der fünfte NPN-Transistor N-Tr5 zu der Treiberschaltung 115 gemäß der vorliegenden Ausführungsform hinzugefügt. Dies kann den Erfassungswiderstand und die Spannungserfassungsschaltung zusammenfassen, was eine Verkleinerung der Schaltung ermöglicht. Zusätzlich können die Kosten der Schaltung reduziert werden.
Siebzehnte Ausführungsform
24 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung der Treiberschaltung 120 gemäß einer siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Anordnung der Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der in 20 gezeigten, vorstehend beschriebenen Anordnung der Treiberschaltung 100 gemäß der dreizehnten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Treiberschaltung 100 und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Die Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist einen sechsten NPN-Transistor N-Tr6, einen siebten Basiswiderstand Rb7, einen einundzwanzigsten Widerstand R21 und einen zweiundzwanzigsten Widerstand R22 neben der Spannungserfassungsschaltung 101, dem zweiten PNP-Transistor P-Tr2, dem dritten PNP-Transistor P-Tr3, dem zweiten NPN-Transistor N-Tr2, dem Erfassungswiderstand Rd1, dem dritten Basiswiderstand Rb3 und dem Ausgangswiderstand Ro, die in der Treiberschaltung 100 gemäß der dreizehnten Ausführungsform enthalten sind, auf. Die Spannungserfassungsschaltung 101 weist die gleiche Anordnung auf wie die Spannungserfassungsschaltung 101 in 20.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ein Anschluss des dritten Basiswiderstands Rb3 mit dem anderen Anschluss des einundzwanzigsten Widerstands R21 und einem Anschluss des zweiundzwanzigsten Widerstands R22 verbunden. Das von der ECU 6 zugeführte High-Level-Signal wird an einen Anschluss des einundzwanzigsten Widerstands R21, den Emitter-Anschluss des zweiten PNP-Transistors P-Tr2 und den Emitter-Anschluss des dritten PNP-Transistors P-Tr3 angelegt.
Der andere Anschluss des zweiundzwanzigsten Widerstands R22 ist mit dem Kollektor-Anschluss des sechsten NPN-Transistors N-Tr6 verbunden. Der Emitter-Anschluss des sechsten NPN-Transistors N-Tr6 ist mit der Masse, insbesondere mit der in 1 gezeigten, vorstehend beschriebenen Steuerungsmasse 7 verbunden. Der Basis-Anschluss des sechsten NPN-Transistors N-Tr6 ist mit dem anderen Anschluss des siebten Basiswiderstands Rb7 verbunden. Ein Anschluss des siebten Basiswiderstands Rb7 ist mit dem Eingangsanschluss der Treiberschaltung 120 verbunden. Der Eingangsanschluss der Treiberschaltung 120 empfängt das Spannungssignal V_ECU von der ECU 6.
Die in 22 und 23 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltungen 110 und 115 gemäß der fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform überwachen den Strom, der in Richtung der Steuerungsschaltungsseite fließt, mit anderen Worten den Aufnahmestrom in den Steuerungsschaltungen, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 oder 115 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel ist. Während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 110 oder 115 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, wird der Strom, der in Richtung der Treiberschaltung 110 oder 115 fließt, überwacht. Folglich wird ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur erkannt.
Währenddessen fließt bezüglich der Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, unabhängig davon, ob der Signalpegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals der High-Pegel oder der Low-Pegel ist, ein Strom in Richtung der Steuerungsschaltungsseite.
Das Problem ist der Fall, in welchem der Signalpegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist. Zum Beispiel ist bezüglich der in 22 und 23 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltungen 110 und 115 gemäß der fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform der Low-Pegel des Ausgangssignals gleich 0V, das heißt das MassePotential, so dass kein Strom in Richtung der Steuerungsschaltungsseite fließt.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist der Low-Pegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals durch die Spannungsteilung zwischen dem einundzwanzigsten Widerstand R21 und den zweiundzwanzigsten Widerstand R22 innerhalb des Bereichs eingestellt, der den Schwellenwert der Schaltung nicht überschreitet, was zum Beispiel etwa einige hundert mV oder mehr bis etwa 1V oder weniger ist. Dies kann bewirken, dass ein Strom in Richtung der Steuerungsschaltungsseite fließt, selbst wenn der Signalpegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wie vorstehend beschrieben begrenzt die Treiberschaltung 120 das von der ECU 6 bereitgestellte Steuersignal durch die Spannungsteilung zwischen dem einundzwanzigsten Widerstand R21 und dem zweiundzwanzigsten Widerstand R22 und gibt das resultierende Signal als das Ausgangssignal, welches das Steuersignal Sd wird, an die Steuerungsschaltung. Der Low-Pegel des Steuersignals Sd wird auf einen vorbestimmten Wert ungleich 0V eingestellt. Dies kann bewirken, dass ein Strom in Richtung der Steuerungsschaltungsseite fließt, selbst wenn der Signalpegel des Steuersignals Sd der Low-Pegel ist.
Die Anzahl der Transistoren kann in der Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform verglichen mit der der Treiberschaltungen 110 und 115 gemäß der fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform reduziert werden, was eine Verkleinerung ermöglicht. Gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann, wenn eine Auffälligkeit wie ein Überstrom oder eine ungewöhnliche Temperatur erkannt wird, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, ein Strom durch die Steuerungsschaltung fließen, ohne die elektrische Ladung in dem externen Kondensator C1 zu verwenden. Dies verlängert die Zeitdauer, während der die Halbleitervorrichtung getrieben werden kann.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird, während der Signalpegel des von der Treiberschaltung 120 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist, die Basisspannung über dem zweiten NPN-Transistor N-Tr2 durch die Spannungsteilung zwischen den Widerständen erfasst. Die Ausgangsspannung, das heißt das von dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 120 ausgegebene Ausgangssignal, steht auf dem Wert, der verglichen mit dem Basisspannungswert des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 bei Raumtemperatur, die zum Beispiel 25°C ist, um etwa 0,7V reduziert ist. Somit ist, angenommen, dass die Basisspannung über dem zweiten NPN-Transistor N-Tr2 zum Beispiel etwa 1,4V beträgt, die von dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 120 ausgegebene Ausgangsspannung etwa 0,7V.
Die Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die zum Beispiel mit der in 17 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform oder mit der in 18 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 95 gemäß der Modifikation der zwölften Ausführungsform kompatibel ist. Die Treiberschaltung 120 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist in der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform oder in der Halbleitervorrichtung 95 gemäß der Modifikation der zwölften Ausführungsform enthalten, um dadurch die Größe der Halbleitervorrichtungen 90 und 95 zu reduzieren und die Zeitdauer, während der die Halbleitervorrichtungen 90 und 95 getrieben werden können, zu verlängern.
Achtzehnte Ausführungsform
25 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung der Treiberschaltung 125 gemäß einer achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Anordnung der Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich der in 24 gezeigten, vorstehend beschriebenen Anordnung der Treiberschaltung 120 gemäß der siebzehnten Ausführungsform. Somit bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen einzelnen Komponenten der Treiberschaltung 120 und eine gemeinsam angewendete Beschreibung wird weggelassen.
Die Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform weist eine erste Diode D1 und eine zweite Diode D2 anstelle des Zwanzig-Sekunden-Widerstands R22 der vorstehend beschriebenen, in 24 gezeigten Treiberschaltung 120 gemäß der siebzehnten Ausführungsform auf.
Insbesondere weist die Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Spannungserfassungsschaltung 101, den zweiten PNP-Transistor P-Tr2, den dritten PNP-Transistor P-Tr3, den zweiten NPN-Transistor N-Tr2, den sechsten NPN-Transistor N-Tr6, die erste Diode D1, die zweite Diode D2, den dritten Basiswiderstand Rb3, den siebten Basiswiderstand Rb7, der einundzwanzigsten Widerstand R21, den Erfassungswiderstand Rd1 und den Ausgangswiderstand Ro auf.
Die Anode der ersten Diode D1 ist mit dem anderen Anschluss des einundzwanzigsten Widerstands R21 verbunden. Die Kathode der ersten Diode D1 ist mit der Anode der zweiten Diode D2 verbunden. Die Kathode der zweiten Diode D2 ist mit dem Kollektor-Anschluss des sechsten NPN-Transistors N-Tr6 verbunden.
Bezüglich der in 24 gezeigten, vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 120 gemäß der siebzehnten Ausführungsform wird die Basisspannung über den zweien NPN-Transistor N-Tr2 durch Teilen der Spannung zwischen den Widerständen durch den dritten Basiswiderstand Rb3 bereitgestellt. In diesem Fall kann der zweite NPN-Transistor N-Tr2 fehlerhaft arbeiten, wenn das von der ECU 6, das heißt dem Steuer-Computer, eingegebene High-Pegel-Signal zum Beispiel aufgrund von Störsignalen oder eine Überspannung schwankt.
Somit befinden sich bezüglich der Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die erste und die zweite Diode D1 und D2 zwischen dem sechsten NPN-Transistor N-Tr6 und dem dritten Basiswiderstand Rb3, so dass die Basisspannung über dem zweiten NPN-Transistor N-Tr2 durch die Verwendung des Vorwärtsspannungsabfalls über der ersten und zweiten Diode D1 und D2 bereitgestellt wird. Folglich kann, selbst wenn das von der ECU 6 eingegebene High-Pegel-Signal zum Beispiel aufgrund von Störsignalen oder einer Überspannung schwankt, die stabile Basisspannung sichergestellt werden, wodurch das Fehlverhalten des zweiten NPN-Transistors Tr2 ausgeregelt wird.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wie vorstehend beschrieben, gibt die Treiberschaltung 125 das Steuersignal, das von der ECU 6 durch die erste und zweite Diode D1 und D2 der Steuerungsschaltung bereitgestellt wird, als das Ausgangssignal, welches das Steuersignal Sd wird, aus. Folglich kann die stabile Basisspannung, selbst wenn das von der ECU 6 als das Steuersignal eingegebene High-Pegel-Signal zum Beispiel aufgrund von Störsignalen oder einer Überspannung schwankt, sichergestellt werden. Dies kann die Fehlfunktion des zweiten NPN-Transistors Tr2 ausregeln.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform sind die erste und zweite Diode D1 und D2 anstelle des Zwanzig-Sekunden-Widerstands R22 vorgesehen, wie vorstehend beschrieben, so dass eine Spannung von etwa 1,4V an die Basisspannung des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 angelegt wird, während der Signal-Pegel des von der Treiberschaltung 125 ausgegebenen Ausgangssignals der Low-Pegel ist. Bei Raumtemperatur, zum Beispiel bei 25°C weist die von dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 125 ausgegebene Ausgangsspannung den um etwa 0.7V reduzierten Wert verglichen mit der Basisspannung des zweiten NPN-Transistors N-Tr2 auf, und steht somit bei etwa 0,7V.
Die Anzahl in der Treiberschaltung 125 enthaltener Dioden ist nicht auf zwei beschränkt und kann frei gewählt werden, solange der Low-Pegel der von dem Ausgangsanschluss Vout der Treiberschaltung 125 ausgegeben Ausgangsspannung in den Bereich fällt, der den Schwellenwert der Schaltung nicht überschreitet.
Die Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die zum Beispiel mit der in 17 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform oder mit der in 18 gezeigten, vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 95 gemäß der Modifikation der zwölften Ausführungsform kompatibel ist. Die Treiberschaltung 125 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist in der vorstehend beschriebenen Halbleitervorrichtung 90 gemäß der zwölften Ausführungsform oder der Halbleitervorrichtung 95 gemäß der Modifikation der zwölften Ausführungsform enthalten, um dadurch die Größe der Halbleitervorrichtungen 90 und 95 zu reduzieren und die Zeitdauer, während der die Halbleitervorrichtungen 90 und 95 getrieben werden können, zu verlängern.
In der vorliegenden Erfindung können die vorhergehenden Ausführungsformen innerhalb des Umfangs der Erfindung beliebig kombiniert werden. Weiter kann jede einzelne Komponente in jeder Ausführungsform geeignet variiert oder weggelassen werden.
Obwohl die Erfindung detailliert gezeigt und beschrieben worden ist, ist die vorstehende Beschreibung in allen Aspekten darstellend und nicht einschränkend. Es ist daher zu verstehen, dass zahlreiche Modifikationen und Variationen entwickelt werden können, ohne den Gültigkeitsbereich der Erfindung zu verlassen.
Bezugszeichenliste

[0268] 1, 30, 35, 40, 45, 50, 55, 60, 65, 70, 75, 80, 85, 90, 95 120,: Halbleitervorrichtung,
2: integrierte Schaltung,
3: Schaltelementteil,
4: Zündtransformator,
5: Zündkerze,
6: elektronische Steuereinheit (ECU),
10: Zündungsvorrichtung,
11, 100, 105, 110, 115, 125: Treiberschaltung,
12, 31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96: Steuerungsschaltung,
52: Stromerfassungsschaltung,
67: Temperaturerfassungsschaltung,
101: Spannungserfassungsschaltung (erste Spannungserfassungsschaltung),
106: Spannungserfassungsschaltung (zweite Spannungserfassungsschaltung).

Claims

Halbleitervorrichtung, aufweisend: ein Schaltelement (Q1); eine Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125), die basierend auf einem von einer externen Steuervorrichtung (6) bereitgestellten Steuersignal ein Treibersteuersignal zum Treiben des Schaltelements (Q1) ausgibt; und eine Steuerungsschaltung (31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96), die ein Treiben des Schaltelements (Q1) basierend auf dem von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebenen Treibersteuersignal steuert, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgelegt ist, das Treibersteuersignal mit einem Low-Pegel auszugeben, der in einem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Treiben des Schaltelements (Q1) ist, einen relativ niedrigen Signalpegel aufweist; und das Treibersteuersignal mit einem High-Pegel auszugeben, der in einem Fall, in dem das Steuersignal ein Signal zum Beenden des Treibens des Schaltelements (Q1) ist, einen relativ hohen Signalpegel aufweist, die Steuerungsschaltung (31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) einen elektrischen Ladungsspeicherkondensator (C1) zum Speichern elektrischer Ladung aufweist und ausgelegt ist, in einem Fall, in dem das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt, das Treiben des Schaltelements (Q1) zu beenden und den Ladungsspeicherkondensator (C1) zu laden, und in einem Fall, in dem das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt, das Schaltelement (Q1) unter Verwendung in dem elektrischen Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherter elektrischer Ladung zu treiben.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (31, 36, 41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) eine Entladeimpedanz-Abstimmschaltung aufweist, die eine Entladeimpedanz des Schaltelements (Q1) abstimmt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (41, 46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) aufweist: eine Ladungsrückflussunterdrückungs-Schottky-Sperrdiode (Ds1) zur Verhinderung eines Rückflusses elektrischer Ladung von dem Ladungsspeicherkondensator (C1); und einen Feldeffekttransistor (PM6), der sich zwischen einer Anode und einer Kathode der Ladungsrückflussunterdrückungs-Schottky-Sperrdiode (Ds1) befindet.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (46, 51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) eine elektrische Entladungsregulierungsschaltung aufweist, die einen Abfluss von in dem Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherter elektrischer Ladung reguliert, wenn das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal von dem High-Pegel auf den Low-Pegel umgeschaltet wird.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) aufweist: eine Stromerfassungsschaltung (52), die einen durch das Schaltelement (Q1) fließenden Strom erfasst; und eine Schaltung, die einen Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) erhöht, wenn der durch das Schaltelement (Q1) fließende und durch die Stromerfassungsschaltung (52) erfasste Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) aufweist: eine Stromerfassungsschaltung (52), die einen durch das Schaltelement (Q1) fließenden Strom erfasst; und eine Schaltung, die bewirkt, dass ein Strom durch die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließt, wobei eine in dem Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherte elektrische Ladung verwendet wird, wenn der durch das Schaltelement (Q1) fließende und durch die Stromerfassungsschaltung (52) erfasste Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) aufweist: eine Stromerfassungsschaltung (52), die einen durch das Schaltelement (Q1) fließenden Strom erfasst; und eine Schaltung, die einen Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) erhöht, wenn der durch das Schaltelement (Q1) fließende und durch die Stromerfassungsschaltung (52) erfasste Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt; und eine Schaltung, die bewirkt, dass ein Strom durch die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließt, wobei eine in dem Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherte elektrische Ladung verwendet wird, wenn der durch das Schaltelement (Q1) fließende und durch die Stromerfassungsschaltung (52) erfasste Strom den vorbestimmten Stromwert überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) aufweist: eine Temperaturerfassungsschaltung (67), die eine Temperatur erfasst; und eine Schaltung, die einen Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) erhöht, wenn die von der Temperaturerfassungsschaltung (67) erfasste Temperatur eine vorbestimmte Temperatur überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) aufweist: eine Temperaturerfassungsschaltung (67), die eine Temperatur erfasst; und eine Schaltung, die bewirkt, dass ein Strom durch die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließt, wobei eine in dem Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherte elektrische Ladung verwendet wird, wenn die von der Temperaturerfassungsschaltung (67) erfasste Temperatur eine vorbestimmte Temperatur überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf einem Low-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) aufweist: eine Temperaturerfassungsschaltung (67), die eine Temperatur erfasst; eine Schaltung, die einen Aufnahmestrom in der Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) erhöht, wenn die von der Temperaturerfassungsschaltung (67) erfasste Temperatur eine vorbestimmte Temperatur überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt; und eine Schaltung, die bewirkt, dass ein Strom durch die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließt, wobei eine in dem Ladungsspeicherkondensator (C1) gespeicherte elektrische Ladung verwendet wird, wenn die von der Temperaturerfassungsschaltung (67) erfasste Temperatur die vorbestimmte Temperatur überschreitet, während das von der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) ausgegebene Treibersteuersignal auf einem Low-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 81, 91) einen Feldeffekttransistor zwischen der Schaltung, die einen Aufnahmestrom erhöht, und einer Leistungsquelle aufweist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 8, wobei die Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) einen Feldeffekttransistor zwischen der Schaltung, die einen Aufnahmestrom erhöht und einer Leistungsquelle aufweist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die Schaltung, die einen Aufnahmestrom erhöht, durch eine Schottky-Sperrdiode (Ds3) mit der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) verbunden ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 8, wobei die Schaltung, die einen Aufnahmestrom erhöht, durch eine Schottky-Sperrdiode (Ds3) mit der Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) verbunden ist.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5, 8 und 11 bis 14, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) eine Funktion zum Erfassen eines Aufnahmestroms in der Steuerungsschaltung (66, 71, 76, 86, 96) als eine Spannungsinformation, wenn das Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt, aufweist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 6 oder 9, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) eine Funktion zum Erfassen eines von der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) in die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließenden Stroms als eine Spannungsinformation, wenn das Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt, aufweist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 7 oder 10, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) aufweist: eine Funktion zum Erfassen eines von der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) aufgenommenen Stroms als eine Spannungsinformation, wenn das Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt; und eine Funktion zum Erfassen eines von der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) in die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) fließenden Stroms als eine Spannungsinformation, wenn das Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 17, wobei die gleiche Schaltung die Funktion zum Erfassen der Spannungsinformation in einem Fall, in dem das Treibersteuersignal auf dem High-Pegel liegt, und die Funktion zum Erfassen der Spannungsinformation in einem Fall, in dem das Treibersteuersignal auf dem Low-Pegel liegt, bereitstellt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 13 oder 14, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) das von der Steuervorrichtung (6) bereitgestellte Steuersignal durch eine Spannungsdivision zwischen einer Mehrzahl von Widerständen begrenzt und ein resultierendes Steuersignal zu der Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) als das Treibersteuersignal ausgibt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 13 oder 14, wobei die Treiberschaltung (11, 100, 105, 110, 115, 120, 125) das von der Steuervorrichtung bereitgestellte Steuersignal an die Steuerungsschaltung (51, 56, 61, 66, 71, 76, 81, 86, 91, 96) als das Treibersteuersignal durch eine Diode ausgibt.