DE1110249B - Gegentakt-Modulator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Modulator mit einem Gegentaktverstärker, einer Trägerspannungsquelle und einer Modulationsspannungsquelle, die beide so an den Modulator geschaltet werden, daß sie voneinander entkoppelt sind.

Solche Modulatoren sind aus der Radiotechnik bekannt (z. B. britische Patentschrift 443 803, USA.-Patentschriften 2447701 und 2 832 651). Bei diesen Schaltungen der Radiotechnik wird die Trägerspannung an den Eingang des Gegentaktverstärker ge- ίο legt, da eine größere Trägerenergie am Ausgang bei relativ kleinem Modulationsgrad erforderlich ist.

In der Trägerfrequenztelephonie hingegen wird am Ausgang eines Modulators keine große Trägerenergie verlangt, sondern das übertragene Seitenband soll möglichst viel Energie enthalten. Bei Trägerfrequenztelephoniesystemen werden im allgemeinen konventionelle Gleichrichter-Modulatoren verwendet, die immer mit merklichen Verlusten arbeiten und deshalb ein zusätzlicher Verstärker vorgesehen werden muß. Die Trägerenergie am Trägereingang ist im allgemeinen groß gegenüber der Signalspannung, wobei das Problem entsteht, einen größeren Trägerrest am Ausgang des Modulators zu vermeiden.

In der belgischen Patentschrift 562224 werden Modulatoren mit Transistoren beschrieben. Diese Schaltungen haben den Vorteil, daß durch die Transistoreigenschaften der Pegel der Trägerspannung, die an den Trägereingangsklemmen des Modulators liegen soll, wesentlich reduziert werden kann. Diese Tatsache ist von erheblicher Bedeutung hinsichtlich der Trägerversorgungsgeneratoren. Mit den in der belgischen Patentschrift beschriebenen Schaltungen ist jedoch keine Verstärkung der Signalspannung möglich.

Ein Gegentakt-Modulator für Trägerfrequenztelephonie, der am Ausgang nur einen kleinen Trägerrest aufweist, bei dem nur ein kleiner Trägereingangspegel erforderlich ist, und der eine beträchtliche Verstärkung der Signale im Gegensatz zu der Dämpfung, die diese in den herkömmlichen Gleichrichter-Modulatoren erfahren, aufweist, ist beispielsweise in der deutschen Patentschrift 752409 beschrieben.

Bei einem Gegentakt-Modulator mit einem Gegentaktverstärker, einer Trägerspannungsquelle und einer Modulationsspannungsquelle, die beide so an den Modulator geschaltet werden, daß sie voneinander entkoppelt sind, wird dies dadurch erreicht, daß die Modulationsspannungsquelle an den Eingang der Gegentaktschaltung und die Trägerspannungsquelle an einen hochohmigen Eingang des Modulators angeschaltet werden und daß beide Spannungsquellen einen gemeinsamen Punkt festen Potentials besitzen.

Gegentakt-Modulator

Anmelder:

International Standard Electric Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42

Beanspruchte Priorität:
Niederlande vom 26. Februar 1959

Jean Victor Martens und Etienne Fideel Poppe,

Antwerpen (Belgien),
sind als Erfinder genannt worden

Im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung nach der USA.-Patentschrift 2 832 051, die einen Gegentakt-Transistor-Modulator betrifft, sind auch solche Anordnungen bekannt, bei denen die beiden Signale verschiedenen Zweigen des Verstärkers zugeführt werden. In dieser USA.-Patentschrift erfolgt die Zuführung beider Signale, des Eingangs- und des Trägersignals, an die Basen zweier Transistoren, die in Emitterschaltung arbeiten, wobei die Trägersignale im Gegentakt an diesen beiden Elektroden liegen. Die Träger- und Eingangssignale werden durch die hohe Verstärkung der Emitterschaltung eines Transistors günstig beeinflußt, und beide Signale liegen an einem relativ hochohmigen Kreis. Aber Transistor-Gegentaktverstärker in Emitterschaltung neigen zu großen Unterschieden in der Übertragungscharakteristik der beiden Einzelverstärker, da bei dieser Schaltungsart die Differenz zwischen den Stromverstärkungsfaktoren α der Transistoren von größerer Bedeutung ist als bei Basisschaltung der Transistoren. Es muß also eine Emitterrückkopplung vorgesehen werden, und die Eingangsenergie der Anordnung für diesen Ausgang muß groß sein.

Bekannt sind auch Modulatoren mit einem Gegentaktverstärker aus zwei gleichen Transistoren, deren Emitter mit einer Wicklung eines Gegentakteingangstransformators verbunden sind, dessenMittelanzapfung an einen Punkt festen Potentials geschaltet ist, wobei das eine Ende der Trägerspannungsquelle ebenfalls an den Punkt festen Potentials geführt ist, während

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das andere Ende mit den Basen der Transistoren verbunden ist.

Eine solche Anordnung hat den Vorteil, daß die Eingangssignale im Gegentakt anliegen, ohne daß unzulässig große Unterschiede in der Übertragungscharakteristik der beiden Verstärker auftreten, und zur gleichen Zeit die Trägerspannung an den hochohmigen Basiskreisen der beiden Transistoren liegen, wodurch nur eine geringe Trägereingangsenergie erforderlich ist. Solche Anordnungen sind beispielsweise in der französischen Patentschrift 1145 796 beschrieben worden.

Erfindungsgemäß sollen nun die einer optimalen Auslegung entgegenstehenden Eigenschaften der vorher beschriebenen Anordnungen, z. B. daß die erforderliche Ausgangsimpedanz durch die Basisschaltung der Transistorverstärker im allgemeinen sehr groß ist, woraus — bei offenem Eingangskreis — ein sehr kleines Verhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungen resultiert, eliminiert werden.

So ist es Aufgabe der Erfindung, einen Gegentakt-Transistor-Modulator zu realisieren, bei dem der Lastwiderstand sehr klein gewählt werden kann, so daß nicht nur eine optimale Leistungsverstärkung besteht, sondern auch eine optimale Ausgangsleistung.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung besteht darin, daß der Ausgangstransformator mit einer symmetrischen Rückkopplungswicklung versehen ist, deren Mittelpunkt mit dem einen Ende der Trägerspannungsquelle verbunden ist, während die äußeren Enden der Rückkopplungswicklung an die Basen der Transistoren geschaltet sind.

Hierdurch erhält man eine Ausgangsimpedanz, die zu einer optimalen Leistungsverstärkung führt, ohne unzulässig hoch zu sein, denn nun ist das Übersetzungsverhältnis der Windungen des Rückkopplungstransformators ausschlaggebend anstatt, wie früher, der entsprechende Transistorparameter.

Bei den oben beschriebenen Modulatoren ist es wünschenswert, daß Schwankungen des Pegels der Trägerspannung einen möglichst geringen Einfluß auf die Verstärkung der Modulationsschaltung haben. Auch sollen die nichtlinearen Verzerrungen so klein wie möglich sein. Dies gilt auch für das Nebensprechen bezüglich der Trägerversorgung.

Es ist auch eine Aufgabe der Erfindung, den Vorteil des kleinen erforderlichen Trägerpegels hinsichtlich der bestmöglichen Stabilisierung der Trägerversorgung auszuwerten.

Nach einem Merkmal der Erfindung ist das eine Ende der Trägerspannungsquelle über einen Gleichrichter an einen Punkt festen Gleichspannungspotentials geschaltet, und dieser Punkt ist für die Frequenz der Trägerspannungsquelle von Erde entkoppelt, und der Gleichrichter ist so gepolt, daß er während der Halbperioden einer Polarität der Trägerwelle leitend wird, so daß bei leitendem Gleichrichter das feste Gleichspannungspotential als Vorspannung an dem Kreis mit hohem Eingangswiderstand liegt. Mit einer solchen Anordnung erhält man eine genau definierte Vorspannung, um die beiden Transistoren während der Halbperioden einer Polarität der Trägerwelle gleichzeitig leitend zu machen.

Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin, den Modulator noch mehr von den Pegelschwankungen der Trägerwelle unabhängig zu machen, d. h. ein Anwachsen der Transistorgleichströme in Abhängigkeit der Trägerwelle zu vermeiden.

Nach einem Merkmal der Erfindung ist der gemeinsame Punkt festen Potentials der beiden Spannungsquellen über eine Widerstands-Kondensator-Kombination mit dem Punkt festen Gleichspannungspotentials verbunden, und die Amplitude der an dem Kondensator liegenden Gleichspannung ist von dem Pegel der Eingangsträgerwelle abhängig.

Hierbei wird der Gleichstrom durch die Transistoren, der dem Mittelwert der Emitterströme entspricht, die während der genannten Halbwellen fließen (wo die zwei Transistoren gleichzeitig leitend sind), stabilisiert, der Arbeitspunkt der Transistoren bleibt konstant, und eine Beschädigung der Transistoren bei unzulässigem Anwachsen der Trägereingangsspannung wird vermieden.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 stellt das Blockschaltbild eines Modulators nach der Erfindung dar;

Fig. 2 zeigt eine Anordnung mit Gegenkopplung, durch die es möglich ist, die Ausgangsimpedanz der in einem Modulationssystem gemäß der Erfindung verwendeten Verstärker herabzusetzen;

Fig. 3 stellt ein Ausführungsbeispiel eines Modulators nach der Erfindung dar, der besonders als Kanaldemodulator in einem Trägerfrequenzsystem geeignet ist.

Das Prinzip des erfindungsgemäßen Gegentakt-Modulators wird zuerst in Verbindung mit der Analyse eines aktiven Vierpols beschrieben. Diese wird auf die Art und Weise durchgeführt, wie sie V. B e 1 e ν it c h in einem Aufsatz »Linear theory of bridge and ring modulator circuits« in der Zeitschrift »Electrical Communication«, März 1948, S. 62, angegeben hat.

Fig. 1 zeigt einen Modulator in Form eines aktiven Vierpolnetzwerkes N mit einer Eingangs- und einer Ausgangsklemme sowie einer Klemme, die über den Kontakt U geerdet ist. Die Eingangsklemme ist mit einer Stromquelle verbunden, die den Strom / mit der Amplitude / und der Kreisfrequenz Co₁ liefert. Diese Stromquelle hat einen Innenwiderstand A₁. Die Ausgangsklemme ist mit einem Lastwiderstand R._z verbunden. Der Kontakt U ist während der Halbwellen einer Rechteckspannung, die die Kreisfrequenz ω_& hat, wechselweise geöffnet und geschlossen, wodurch an der Ausgangsklemme des Modulators sowohl Kreisfrequenzen oj₂ = co₃ — Co₁ als auch ω₃+O)₁ und andere Modulationsprodukte erscheinen.

Das Vierpolnetzwerk JV sei durch vier Parameter definiert. Z sei die Eingangsimpedanz und A die Stromverstärkung bei kurzgeschlossenem Ausgang. B sei das Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung und Y der Ausgangsleitwert bei offenem Eingang. Der Zusammenhang zwischen der Eingansspannung V₁, dem Ausgangsstrom Z₂, der Ausgangsspannung V₂ und dem Eingangsstrom I₁ ist wie folgt:

V₂ (1)

i — A · i A-Y ■ ν (9Ϊ

h~^A h+* ^V2 W

R₁ und R₂ sind im Idealfall gleich Null, ausgenommen R₁ bei der Kreisfrequenz Oj₁ und A₂ bei der Kreisfrequenz ω₂. Dann ergibt sich für V₁ und v₂:

V₁ = V₁- cos OJ₁ 1 (3)

v₂ = V₂ · cos OJ₂ 1 (4)

Hierbei sind V₁ und F₂ die Amplituden der Eingangs- und Ausgangsspannungen.

Die Gleichungen (1) und (2) werden bei Anwendung einer Leitwertmatrix zu:

V₁ .Sv₂ _ .

h =

Av₁

D stellt die Beziehung zwischen dem Eingangsstrom /, dem Innenwiderstand R₁ und dem Lastwider stand R₂ dar und ist

= Y-Z AB

Cl)

Nun soll das Verhalten der Vierpolparameter bei den verschiedenen Stellungen des Kontaktes U untersucht werden. Die Parameters, A, Y und D des Netzwerkes N sind bei geschlossenem Kontakt U gültig. Ist der Kontakt geöffnet, werden diese Parameter zu 1, —1, 0 und 1. Außerdem wird der Parameter Z (bei geöffnetem Kontakt) zaZ+R und kann leicht aus

V₁ —

= Z+ R

und aus (1) und (2) errechnet werden, vorausgesetzt, daß Z₁ = -Zg ist. R errechnet sich dann zu:

_{R =} IL+^HL*1

Die Parameter in den Gleichungen (5) und (6) werden nun durch modifizierte Parameter ersetzt, die das Arbeiten des Modulationskontaktes U berücfcsichtigen. Dies ergibt:

1	1	+	U
Z		2
A	1	+	U
7,		?,

I LrJL) _v _ / ^B _L±

Z + i? 2 j^Vl \ Z 2

i?

1 \Z 2

i?

1 -u

(10)

(H)

Hierbei ist w eine Rechteckwellenfunktion, deren Betrag während aufeinanderfolgender Halbperioden der Modulationsfrequenz (mit der Kreisfrequenz ω₃) abwechselnd +1 und —1 ist.

Die Funktion u ist durch folgende Fourierreihe definiert:

u — — sinco _zt + -Tr- sin 3 ω ₃t + .... (12)
π \ 3 /

Da [in den Gleichungen (3) und (4)] angenommen wurde, daß die Eingangsspannung V₁ und die Ausgangsspannung V₂ reine Sinusspannungen mit den Kreisfrequenzen Co₁ und ω₂ sind, und da die Stromquelle 1 ebenfalls eine reine Sinusspannung mit der Kreisfrequenz W₁ ist, kann man die Ausdrücke der Kreisfrequenz W₁ in Gleichung (10) und die Ausdrücke der Kreisfrequenz CO₂ in Gleichung (11) gleichsetzen. Dadurch entstehen zwei neue Gleichungen, die die Amplituden V₁ und V₂ der Eingangs- und Ausgangsspannungen mit der Amplitude / der Stromquelle verknüpfen.

J =

R₁

2\Z Z + R V₁ - \*
¹Z

Z + R

(13)

Z + R

(14)

Die Leistungsverstärkung G der Modulationsschaltung ist als das Verhältnis zwischen der Ausgangsleistung am Lastwiderstand R₂ und der maximalen Leistung, die der Stromquelle des Stromes / mit dem Innenwiderstand R₁ entnommen werden kann, definiert:

Da das Verhältnis zwischen V₂ und / [in Gleichung (15)] sich aus dem Gleichungspaar (13)-(14) bestimmen läßt, erhält man nun die Leistungsverstärkung als Funktion der verschiedenen Parameter Z, B, A und Y sowie der Innen- und Lastwiderstände A₁ und R₂. Es ist leicht einzusehen, daß die Leistungsverstärkung G dann ihr Maximum erreicht, wenn -R₁ und R₂ die wie folgt definierten Beträge annehmen:

R,

D(Z + R) + Z R+ 2Z

(16)

B ~Z

Z + R

Z + R

(17)

In vielen Fällen ist der Parameter Y, der als Leitwert bei offenem Eingang definiert ist, sehr klein und kann vernachlässigt werden. Dies ist der Fall, wenn das Netzwerke durch einen Transistor verkörpert ist, der in Basisschaltung arbeitet. Mit Y gleich Null führen die Gleichungen (16) und (17) zu einfachen

1 HO

Ausdrücken, für die optimale Bemessung der Innen- kann, was das Arbeiten auf einen ziemlich kleinen

und Lastwiderstände R₁ und R₂ unter Berücksichti- ~ " ' ~ - - . _ -.. -

gung der verbleibenden Netzwerkparameter Z, B und A:

AB \ 1

A₁ = - ±£=- (18)

(19)

Ist hierbei Z positiv, so gilt für R₁ das positive und für R₂ das negative Vorzeichen.

In einem solchen Fall kann man ein akzeptables positives Optimum für R₂ nur durch einen negativen Betrag von A · B erreichen, was bei einem Transistor in Basisschaltung der Fall ist.

Für solche Maximalbeträge von .R₁ und R₂, bei Y gleich Null, kann die maximale Verstärkung G_M leicht von den Gleichungen (13), (14) und (15) abgeleitet werden:

25 A

W) -

(20)

= 1,02 Neper oder 8,9 Dezibel.

Lastwiderstand R₂ erlaubt. Die beschriebene Rückkopplungsanordnung erlaubt B praktisch von den Verstärkungskriterien (z. B. dem Transistor oder den Parametern) unabhängig zu machen. Die besondere Art der Gegenkopplung (shunt-shunt negative feedback) wird meist angewendet, um die Ausgangsimpedanz eines Verstärkers herabzusetzen, aber im vorliegenden Fall eines Modulationsverstärkers nach Fig. 1 kann diese Gegenkopplungsart nicht angewendet werden, da der Eingangskreis bei der Ausgangsfrequenz einen kleinen Widerstand aufweist.

Fig. 2 zeigt, daß man eine Parallel-Reihen-Gegenkopplung anwenden kann, um eine brauchbare Reduzierung der Ausgangsimpedanz zu erreichen. Das Netzwerk N in Fig. 2 ist ohne Modulationskontakt dargestellt, und es ist ersichtlich, daß der Rückkopplungstransformator TR eine erste Wicklung, die parallel zu dem Lastwiderstand R₂ liegt und eine zweite Wicklung besitzt, deren Windungszahl das κ-fache der Windungszahl der ersten Wicklung beträgt und zwischen der unteren Klemme des Netzwerkes N und Erde eingefügt ist. Die Parameter des modifizierten Netzwerkes, das die Eingangsspannung V₁' und die Ausgangsspannung V₂' sowie den Eingangsstrom Z₁ (wie früher) und den Ausgangsstrom i_z' aufweist, können nun aus den grundlegenden Netzwerkgleichungen (1) und (2) als auch aus den zusammengesetzten Netzwerkgleichungen, die für die Schaltung nach Fig. 2 leicht aufzustellen sind, errechnet werden.

Man stellt fest, daß der Zähler dieser Gleichung gleich dem Verhältnis zwischen A und B ist, was genau der maximalen Leistungsverstärkung des Vierpols N entspricht, wenn keine Modulation vorhanden ist wie bei einem normalen Verstärker. Der Nenner der obigen Gleichung stellt die Verluste beim Vorhandensein einer Modulation dar und ist

40

Dies ist genau der Verlust eines herkömmlichen Gleichrichter-Modulators, der zwischen zwei Filtern arbeitet und die oben beschriebene Anordnung hat den Vorteil, daß mittels eines Verstärkers eine Modulation ermöglicht wird, wodurch Bauelemente eingespart werden, während gleichzeitig eine optimale Auslegung der Schaltungsanordnung möglich ist, sowie die maximale Verstärkung und ein Minimum an Verlusten während der Modulation vorhanden ist.

Wenn der Innenwiderstand R₁ und der Lastwiderstand R₂ durch die Gleichungen (18) bzw. (19) bestimmt sind, so ist nicht nur die Verstärkung der Modulationsanordnung ein Maximum, sondern auch die Abschlüsse am Ein- und Ausgang nehmen optimale Werte an. Der maximale Betrag des Lastwiderstandes ist dem Parameter B umgekehrt proportional, der bei einem Transistor in Basisschaltung sehr klein ist. Solch ein hoher Lastwiderstand ist aber meist unerwünscht. Allerdings wird er im allgemeinen nicht in Verbindung mit einer maximalen Ausgangsleistung in der Last auftreten. Es ist daher wünschenswert, daß der Parameter B einen solchen Betrag aufweist, daß eine optimale Leistungsverstärkung und eine maximale Ausgangsleistung erreicht werden.

Fig. 2 zeigt eine Anordnung mit Gegenkopplung, durch die man einen größeren Wert von B erhalten ' = V₁ + η ■ V₂

■ν»

O = i₂' - i₂

•μ OV

(21)
(22)
(23)

Die beiden ersten obenstehenden Gleichungen stellen die Beziehungen zwischen den neuen Ein- und Ausgangsspannungen V₁ und V₂ und den Spannungen V₁ und V₂ dar, während in der Gleichung (23) die Amperewindungen des Transformators gleich Null gesetzt sind, was für den Idealfall zutrifft. Die Spannungen V₁, V₂ und der Strom /₂ werden aus den Gleichungen (21), (22) und (23) eliminiert, und es ergeben sich die modifizierten Netzwerkgleichungen:

v/ = Z · I₁ + (B-Bn+ ή) V₂' (24)

i₂' = (4-An- n) Z₁ + (1 - «)* · Y ■ v₂' (25)

Aus dem vorstehenden Gleichungspaar ist ersichtlich, daß der Parameter Z nicht geändert wurde, und da Y früher schon mit dem Wert Null angenommen wurde, ist Y auch in dem modifizierten Netzwerk gleich Null. Die Parameter A und B sind jedoch geändert. Aber für den speziellen Fall der Basisschaltung eines Transistors ist A gleich — 1, woraus zu ersehen ist, daß der Parameter A sich gegenüber früher nicht ändert. Wenn der Parameterß des Netzwerkes N sehr klein und ungefähr in der Größenordnung von η ist, kann man ihn gleich η setzen. Aus Gleichung (19) ersieht man, daß bei positivem Z und negativem A der Wert B positiv sein wird, was bedeutet, daß η ebenfalls positiv wird, was der Fall ist, wenn die beiden Wicklungen des Transformators TR in Serie, aber gegeneinandergeschaltet sind (s. Zeichnung).

Wendet man die Gleichungen (18) und (19) mit der Rückkopplungsanordnung nach Fig. 2 auf die Anordnung nach Fig. 1 an, kann man B durch η ersetzen

ίο

und ein brauchbarer Wert für n, kleiner als Eins, kann gewählt werden, wobei ein gewünschter Betrag für den Lastwiderstand R₂ und eine entsprechende Leistungsverstärkung für die Modulationsanordnung erreicht wird. Der Lastwiderstand R₂ soll speziell so gewählt werden, daß er einem Optimum entspricht, wodurch eine maximale Ausgangsleistung in Verbindung mit einer maximalen Leistungsverstärkung zustande kommt.

die der Demodulator mit den Transistoren T₁ und T₂ aufweist, kann die genannte Gabelschaltung eine Widerstands-Gabelschaltung sein, die mit einem Verlust von 10,7 Dezibel anstatt einem von 3 Dezibel wie bei einer Spulengabelschaltung behaftet ist.

Der Gegentaktausgangstransformator TR₃ besitzt

noch eine dritte Rückkopplungswicklung, derenMittelanzapfung direkt mit dem ungeerdeten Ende der Sekundärwicklung des Transformators TR₂ verbunden Eine ausführliche Ausbildung nach der Erfindung io ist, und die äußeren Enden dieser Rückkopplungsunter Berücksichtigung der Gedanken, die in Ver- wicklung sind an die Basen der Transistoren T₁ und bindung mit den Fig. 1 und 2 diskutiert wurden, wird ~
nun an Hand der Fig. 3 beschrieben.

Fig. 3 stellt einen Gegentakt-Transistor-Demodulator, Teil einer Kanal-Modulator-Demodulator-Einheit für Trägerfrequenzübertragung dar. Die Eingangsklemmen P₁ und P₂ sind mit der Primärwicklung T₂ geschaltet.

Die beschriebene Anordnung entspricht grundsätzlich den Arbeitsprinzipien, die im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 2 erläutert wurden. Die Trägerspannung.

die an den Klemmen P₃ und P₄ liegt, Ver

eines symmetrischen Eingangstransformators TR₁ verbunden. Parallel zu dieser Wicklung liegt der Abursacht, daß die Basen der Transistoren T₁ und T₂ entweder hinsichtlich der Emitterpotentiale negativ oder positiv werden, so daß beide Transistoren ent-

stimmkondensator C₁, so daß der Eingangskreis auf 20 weder verstärken oder gesperrt sind. Im letzteren Fall die Mittelfrequenz der ankommenden Signale abgestimmt ist, d. h. auf die Kreisfrequenz ω_ν
Die Klemmen P₃ und P₄ stellen die

Eingangsklemmen für die Trägerspännung mit der Kreisfrequenz CO₃ dar. Diese Klemmen sind über die Entkopplungswiderstände R₁ und R₂ mit der Primärwicklung des Trägereingangstransformators TR₂ verbunden. Die Entkopplungswiderstände erlauben auch die Trägerspannung über die Klemmen P₃ und P₄, über ähnliche Widerstände an den Modulator (nicht gezeigt) zu führen, der ein Teil der Kanal-Modulator-Demodulator-Einheit ist.

Ein Ende der Sekundärwicklung des Transformators 7'.R₂ ist direkt mit der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators TR₁ verbunden, und dieser gemeinsame Punkt ist geerdet. Die äußeren Enden der symmetrischen Sekundärwicklung des Transformators TR₁ sind mit den Emittern der Transistoren T₁ und T₂ verbunden, die in bezug auf das Eingangssignal, das an den Klemmen P₁ und P₂ liegt, im Gegentakt arbeiten. Die Kollektoren dieser beiden Transistoren sind je über eine der beiden Primärwicklungen des Gegentaktausgangstransf ormators TR₃ und je über eine der beiden Primärwicklungen eines weiteren symmetrischen Ausgangstransformators TR₁ mit dem negativen Pol einer 48-Volt-Batterie verbunden. Jede Hälfte der Primärwicklung des Transformators TR₃ ist mit Hilfe der Kondensatoren C₂ und C₃ auf die Mitten-Ausgangsfrequenz des niederen Sprechfrequenzseitenbandes abgestimmt, d. h. speziell auf die Kreisfrequenz ω, der Trägerwelle.

Die beiden Primärwicklungen des symmetrischen Ausgangstransformators TR₁ sind mit Hilfe der Kondensatoren C₆ und C₇ auf eine Signalfrequenz abgestimmt, die eine höhere Frequenz als das Sprechfrequenzband hat und über die Sekundärwicklung dieses Transformators TA₄ an einen Signalempfänger (nicht gezeigt) gelangt, der an die Klemmen P₇ und P₈ angeschlossen ist.

Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators TR₃ hat die Klemmen P₅ und P₆, an die ein Tiefpaßfilter (nicht gezeigt) angeschlossen ist, womit das gewünschte Seitenband ausgesiebt wird. Der Filterausgang kann an eine Gabelschaltung und diese wiederum an den Modulator (nicht gezeigt) geschaltet sein und außerdem dazu benutzt werden, den Modulator und Demodulator mit einem Zweidrahtkreis zu koppeln. Im Hinblick auf die wesentliche Verstärkung, herrscht zwischen den Klemmen P_1/2 und P_5/6 eine sehr große Dämpfung.

Die Anordnung nach Fig. 3 ist in Verbindung mit einem Kanaldemodulator von besonderem Interesse. In einem solchen Fall ist die Frequenz der Trägerspannungsquelle ziemlich groß gegenüber der Sprechfrequenzbandbreite, und das Spektrum des Sprechfrequenzbandes liegt nahe bei der Trägerfrequenz. Nach den Ausgangsklemmen P₅ und P₆ wird das Sprechfrequenz-Seitenband ausgesiebt, das entweder von der Trägerfrequenz oder von einer Frequenz des oberen Seitenbandes sehr verschieden ist. Das bedeutet, daß bei einem mittels der Kondensatoren C₂ und C₃ auf das gewünschte Seitenband abgestimmten Ausgangskreis ein eventuell verbleibender Trägerrest ebenfalls automatisch reduziert wird. Die Ausgangsklemmen P₅ und P₆ mögen — wie vorher erwähnt — mit einem Tiefpaßfilter verbunden sein, das bei der Eingangsfrequenzbandbreite eine kleine Impedanz besitzt. Die Trägerfrequenz, die an den Klemmen P₃ und P₄ liegt, ist automatisch in dem Eingangsfrequenzband enthalten, wenn die Trägerfrequenz nahe bei dem Frequenzbereich der Eingangssignale liegt.

Es sei festgestellt, daß die Analysis bezüglich Fig. 1 die spezielle Bedingung enthält, daß die Eingangsimpedanz, außer bei der Frequenz der Eingangssignale, den Wert Null und die Ausgangsimpedanz, außer für die Frequenz der gewünschten Ausgangssignale, ebenfalls den Wert Null annimmt.

Bei der Demodulatoranordnung nach Fig. 3 hingegen kann, während die Ausgangsimpedanz des Demodulators ausgenommen für das gewünschte untere Sprechfrequenz-Seitenband, praktisch noch als Null betrachtet werden kann, die Eingangsimpedanz näherungsweise nur hinsichtlich des gewünschten unteren Seitenbandes als Kurzschluß angenommen werden. Nimmt man z. B. an, daß die Eingangssignale in einem Kanal von 60 bis 64 kHz liegen und daß der Kanalträger 64 kHz ist, so erhält man das untere Seitenband mit 0 bis 4 kHz, während das obere Seitenband in der Frequenzlage 120 bis 124 kHz erscheint. Bei einem auf 60 kHz abgestimmten Eingang kann dieser abgestimmte Eingangskreis für das obere Seitenband nicht mehr als Kurzschluß betrachtet werden, arbeitet aber als solcher hinsichtlich des unteren Seitenbandes. Die Abstimmungsbedingungen, die in Verbindung mit Fig. 1 angenommen werden, sind nicht mehr gültig, eine größere Verstärkung, als in Gleichung (20)

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definiert, kann nun erreicht werden, obgleich die neuen optimalen Werte für den Innenwiderstand .R₁ und den Lastwiderstand R₂ nicht wesentlich von den Werten, die durch die Gleichungen (18) und (19) definiert sind, abweichen.

Einer der Vorteile der Transistormodulatoren gegenüber den Gleichrichtermodulatoren ist der, daß im Gegensatz zu den letztgenannten eine sehr kleine Trägerleistung eine viel höhere Signalleistung steuert.

Die Fig. 3 zeigt, wie dieser Vorteil bei einem nahezu ideal arbeitenden Modulator verwirklicht ist.

Ein Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R₃ und i?₄, ist zwischen den negativen Pol der Batterie und Erde geschaltet. Parallel zu dem Widerstand R_t liegt ein Kondensator C₄. Der Verbindungspunkt der Widerstände R₃ und i?₄ ist über den Gleichrichter G_L an die Mittelanzapfung dei Rückkopplungswicklung des Transformators TR₃ geführt.

Die Basis-Emitter-Strecke der Transistoren T₁ und T₂ arbeiten als ein Doppelweggleichrichter in Verbindung mit dem RC-Glied R₅ZC₅. Da die Transistoren vom pnp-Typ sind, wird der Kondensator C₅ negativ aufgeladen, und die Spannung an ihm wird höher negativ, als die Trägerspannung anwächst. Da andererseits die Basen der beiden Transistoren über die Rückkopplungswicklung des Transformators TR₃ und den Gleichrichter G_L an einen Punktfesten, vorbestimmten, negativen Potentials geführt sind, wird während der negativen Halbwellen der Trägerspannung das Potential an der Kathode des Gleichrichters G_L niedriger als das negative Potential an dem Verbindungspunkt der Widerstände R₃ und i?₄, wodurch dieser Gleichrichter leitend an das Potential an der Mittelanzapfung der Rückkopplungswicklung des Transformators TR₃ auf die Vorspannung an dem Verbindungspunkt von R₃ und R^ begrenzt wird. Ist der Gleichrichter leitend, liegt an der Sekundärwicklung des Trägertransformators TR₂ eine Schaltung, die aus der Impedanz des Gleichrichters in Serie mit der Parallelschaltung aus A₃, A₄ und C₁ und der Parallelschaltung des Widerstandes R₅ und des Kondensators C₅ besteht. Ein weiteres Anwachsen des Trägerpegels kann durch diese Schaltung (über dem Trägertransformator TR₂) verhindert werden.

Der Normalpegel der Trägerspannung wird vorzugsweise so gewählt, daß er über der Schwelle liegt, bei der der Gleichrichter G_L leitend wird, wodurch, verursacht durch die an den Basen der Transistoren T₁ und T₂ liegenden Spannungen, die Transistoren gleichzeitig leitend werden, wobei die Spannung an den Basen während einer Halbwelle immer gleich dem vorbestimmten Maximalwert des an dem Verbindungspunkt der Widerstände R₃ und R_i herrschenden Potentials ist. Die beschriebene Begrenzeranordnung besitzt die Vorteile, daß der Trägerpegel sich nur wenig auf die Verstärkung auswirkt, kleine nichtlineare Verzerrungen auftreten und ein geringes Nebensprechen über der Trägerversorgung — wie schon erwähnt — vorhanden ist. Es kann ein kleiner Einfluß der Trägerpegelschwankungen auf den Emitterstrom der Transistoren angenommen werden, da die Amplitude der Trägerwelle am Transformator TR₂ sehr viel kleiner ist als das Potential an dem Verbindungspunkt der Widerstände R₃ und R_t, z. B. 0,5VoIt gegenüber -16VoIt. Prozentual gesehen, sind die Schwankungen des Potentials an dem Widerstand R₅, die von den Pegelschwankungen des Trägers herrühren, viel kleiner, was auch sehr kleinen Änderungen des Emitterstromes der beiden Transistoren T₁ und T₂ entspricht.

Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß die beschriebenen Schaltungen unter Zugrundelegung des Erfindungsgedankens mannigfach variiert werden können. Zum Beispiel können mehr als zwei Transistoren verwendet werden. Schaltet man je zwei Transistoren parallel, so kann man der Schaltung eine größere Leistung entnehmen, schaltet man je zwei Transistoren in Kaskade, erhält man eine höhere Verstärkung. Wenn es erwünscht ist, irgendwelche Eingangsfrequenzen am Ausgang des Modulators zu unterdrücken, ist es vorteilhaft, vier Transistoren anstatt der zwei in Fig. 3 anzuordnen. Eine solche Unterdrückung bzw. irgendeine wesentliche Dämpfung der Eingangsfrequenzen am Modulatorausgang ist vorteilhaft, da hierdurch die Filteranordnungen am Ausgang wesentlich vereinfacht werden können.

Claims (4)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Gegentakt-Modulator mit einem Gegentaktverstärker, einer Trägerspannungsquelle und einer Modulationsspannungsquelle, die beide so an den Modulator geschaltet werden, daß sie voneinander entkoppelt sind, und bei dem der Gegentaktverstärker aus zwei gleichen Transistoren besteht, deren Emitter mit einer Wicklung eines Gegentakteingangstransformators verbunden sind, dessen Mittelanzapfung an einen Punkt festen Potentials geschaltet ist, während die Trägerspannungsquelle mit einem Pol an den Basen der Transistoren, mit dem anderen an einem Punkt festen Potentials liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstransformator mit einer symmetrischen Rückkopplungswicklung versehen ist, deren Mittelpunkt mit dem einen Ende der Trägerspannungsquelle verbunden ist, während die äußeren Enden der Rückkopplungswicklung an die Basen der Transistoren geschaltet sind.

2. Gegentakt-Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Ende der Trägerspannungsquelle über einen Gleichrichter an einen Punkt festen Gleichspannungspotentials geschaltet ist und dieser Punkt für die Frequenz der Trägerspannungsquelle von Erde entkoppelt ist und daß der Gleichrichter so gepolt ist, daß er während der Halbperioden einer Polarität der Trägerwelle leitend wird, so daß bei leitendem Gleichrichter das feste Gleichspannungspotential als Vorspannung an dem Kreis mit hohem Eingangswiderstand liegt.

3. Gegentakt-Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Punkt festen Potentials der beiden Spannungsquellen über eine Widerstands-Kondensator-Kombination mit dem Punkt festen Gleichspannungspotentials verbunden ist und die Amplitude der an dem Kondensator liegenden Gleichspannung von dem Pegel der Eingangsträgerwelle abhängig ist.

4. Gegentakt-Modulator nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentakt-Modulator in einem Trägerfrequenzsystem als Kanaldemodulator verwendet wird, wobei der Eingangskreis für die Modulationsspannungsquelle, d. h. der Eingangstransformator, auf die

Frequenz der Trägerspannungsquelle abgestimmt ist und wobei am Ausgang des Demodulators ein Tiefpaßfilter vorgesehen ist, das zur Aussiebung des niederen Sprachfrequenzbandes dient und außerhalb des Übertragungsbereiches einen kleinen Widerstand darstellt, und daß die Frequenz der Trägerspannungsquelle größer als das Sprach-14

frequenzband ist, z. B. 64 kHz bei einem Sprachfrequenzband von 4 kHz.

In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschriften Nr. 752 409, 945 853, 679;
französische Patentschrift Nr. 1145 796.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen