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Die Erfindung bezieht sich auf eine
Schaltungsanordnung zum schnellen Schalten insbesondere induktiver
Lasten, wobei eine Last mittels eines als N-Kanal-MOS-Leistungstransistor
ausgeführten und
als High-Side-Schalter geschalteten Schalttransistors mit einer
Versorgungsspannungsquelle verbindbar ist, wobei die Gate-Elektrode
des Schalttransistors durch ansteuerbare Schaltmittel mit einem, die
Spannung der Versorgungsspannungsquelle übersteigenden Potential beaufschlagbar
ist und wobei die Schaltmittel wenigstens einen ersten Schaltmittel-Transistor
umfassen, der Teil einer Stromspiegelschaltung ist und dessen Kollektorstrom
im durchgeschalteten Zustand wenigstens teilweise der Gate-Elektrode
des Schalttransistors zufließen
kann.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist
beispielsweise bekannt aus der
EP 0 330.823 B1 . Derartige Schaltungsanordnungen
finden beispielsweise Anwendung in der Kfz-Elektronik. In der Kfz-Elektronik
wird zunehmend der Betrieb schnell schaltender, induktiver Lasten
mittels MOS-Leistungstransistoren erforderlich. Typische Anwendungen
sind etwa die Ansteuerung elektromagnetischer Einspritzventile für Diesel-
oder Benzin-Hochdruck-Direkteinspritzsysteme,
3-Phasen-Frequenzumrichter zum Betrieb von Elektromotoren/Generatoren
mit elektronischer Kommutierung, bidirektionale DC/DC-Konverter
oder elektromagnetischer Ventiltrieb.
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Als Schalter werden dabei oft MOS-Leistungstransistoren
eingesetzt. Je nach Dotierung des Transistorsubstrats und seiner
Kanäle
unterscheidet man zwischen N- und P-Kanal-Transistoren, wobei ein
N-Kanal-Transistor n-dotierte Zonen in einem p-dotierten Substrat
aufweist. Schaltungstechnisch besonders günstig ist es, sog. Low-Side-Schalter, also
solche, die im Wesentlichen masseseitig einer Last angeordnet sind,
mit N-Kanal-Transistoren
und sog. High-Side-Schalter, also solche, die im Wesentlichen potentialseitig
einer Last angeordnet sind, mit P-Kanal-Transistoren zu realisieren.
Hierdurch werden die erforderlichen Schaltungen besonders einfach.
Technologisch bedingt haben aber P-Kanal-Transistoren in etwa den
doppelten Sättigungswiderstand
eines ansonsten vergleichbaren N-Kanal-Transistors. Um daher einen
P-Kanal-Transistor mit einem vorgegebenen Sättigungswiderstand zu realisieren,
benötigt
man in etwa die doppelte Chipfläche
wie für
einen entsprechenden N-Kanal-Transistor. Die damit verbundenen Kosten,
verhalten sich in etwa proportional zur benötigten Chipfläche.
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Man versucht daher, auch High-Side-Schalter
mit N-Kanal-Transistoren zu realisieren. Das prinzipielle Problem
dabei ist, dass ein N-Kanal-Transistor zwischen Drain und Source
nur bei einer positiven Gate-Spannung durchschaltet. Positiv bedeutet
bei einem High-Side-Schalter aber höher als das positive Potential,
auf das durchgeschaltet werden soll. Soll also z. B. bei der Ansteuerung
eines Einspritzventils dessen Spule mit der +48 V Versorgungsspannung des
Bordnetzes verbunden werden, muss die Gate-Spannung eines als Schalter
verwendeten N-Kanal-Transistors
höher als
diese Versorgungsspannung sein. Zur Lösung dieses Problems sind verschiedene
Prinzipien bekannt.
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Eine Möglichkeit stellt die sog. Ladungspumpe
dar. Dabei wird eine kleine Wechselspannung, vorzugsweise eine rechteckförmige Steuerspannung nach
kapazitiver Entkopplung mit Bezug auf die Versorgungsspannung geklemmt
und anschließend
in einer Gleichrichterkaskade aus Dioden und parallelen Kondensatoren
gleichgerichtet und verstärkt.
Diese Art des Spannungsvervielfachers ist dem Fachmann bekannt.
Eine zur Ansteuerung von High-Side-Schaltern besonders günstige Ausführungsform ist
z. B. in dem "intelligenten
High-Side-Schalter" BTS410
von Infineon verwirklicht. Mit diesem Prinzip lassen sich zwar auf
einfache und kostengünstige Weise
ausreichend hohe Spannungen erzeugen. Die Strombelastbarkeit einer
solchen, mittels Ladungspumpe erzeugten Spannungsquelle ist zumeist
jedoch gering. Gerade ein hoher Stromfluss zur Gate-Elektrode ist
aber aufgrund der Gate-Kapazität wesentlich,
um ein schnelles Schalten des MOS-Leistungstransistors zu ermöglichen.
Das Prinzip der Ladungspumpe eignet sich daher vor allem für langsam
schaltende Anwendungen.
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Auf prinzipiell relativ einfache
Weise lässt sich
das Problem durch Zuschaltung einer zusätzlichen Hilfsspannungsquelle
lösen,
deren negativer Anschluss auf das positive Potential der Versorgungsspannung
gelegt wird. Dies lässt
sich beispielsweise mittels eines DC/DC-Boost-Konverters oder auf
andere, dem Fachmann bekannte Weise realisieren. Die Gate-Elektrode
wird dann über
geeignete Schaltmittel, die etwa einen pnp-Schaltmittel-Transistor umfassen, dessen
Emitter auf dem Potential der angehobenen Hilfsspannungsquelle liegt und
dessen Kollektor mit der Gate-Elektrode des MOS-Leistungstransistors
verbunden ist, mit diesem hohen Potential beaufschlagt, wobei die
Basis des Schaltmittel-Transistors in geeigneter Weise von einer
Steuerspannung angesteuert wird. Diese Schaltung ist geeignet, hohe
Ströme
zu liefern und so ein schnelles Einschalten des MOS-Leistungstransistors zu
ermöglichen.
Wegen der erforderlichen Hilfsspannungsquelle, die über das
Versorgungspotential angehoben und daher nur zu dem erläuterten
Zweck einsetzbar ist, ist die beschriebene Schaltung teuer und wird
erst beim Einsatz für
mehrere High-Side-Schalter günstig.
Außerdem
muss, um auch ein schnelles Ausschalten zu gewährleisten, d. h. ein schnelles
Abfließen
der von der Gate-Kapazität
gespeicherten Ladung sicherzustellen, zusätzlicher Schaltungsaufwand
getrieben werden. 2 zeigt eine
Prinzipschaltung.
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Eine weitere, bekannte Anordnung
zur Erzeugung der hohen Gate-Spannung eines als N-Kanal-Transistor
ausgeführten
High-Side-Schalters
ist die sog. Bootstrap-Schaltung. Dabei wird eine Niederspannungsquelle,
d. h. in diesem Zusammenhang eine Spannungsquelle, deren Ausgangsspannung wesentlich
kleiner ist als die positive Versorgungsspannung, z. B. eine 12
V-Spannungsquelle,
die in einem Kfz neben der 48 V-Versorgungsspannung in der Regel
zur Versorgung der allgemeinen Ansteuer- und Regel-Elektronik vorhanden
ist, über
eine Diode in ein Netzwerk eingekoppelt, das wenigstens einen Schaltmittel-Transistor aufweist,
dessen Kollektorstrom der Gate-Elektrode des MOS-Leistungstransistors
zufließen
kann. Parallel hierzu und verbunden mit dem Source-Ausgang des MOS-Leistungstransistors
ist ein Kondensator vorgesehen. Im ausgeschalteten Zustand lädt er sich
im Wesentlichen auf die Spannung der Niederspannungsquelle auf.
Wird dann der Schaltmitteltransistor so angesteuert, dass er die
Gate-Elektrode mit der Niederspannungsquelle verbindet, beginnt
der MOS-Leistungstransistor, durchzuschalten, wobei sich sein Source-Potential
in Richtung auf die Versorgungsspannung zu heben beginnt. Da die
Source-Elektrode aber mit dem negativen Pol des Kondensators verbunden
ist, wird dessen Spannung mit angehoben. Sobald diese die Spannung
der Niederspannungsquelle übersteigt, fließt seine
Ladung über
den Schaltmittel-Transistor der Gate-Elektrode zu, da die Diode
den Rückfluss
in die Niederspannungsquelle verhindert. Auf diese Weise steigen
Source- und Gate-Potential gleichmäßig an, wobei ihre Differenz
in etwa erhalten bleibt. Der MOS-Leistungstransistor kann also voll
durchschalten. Der Kondensator kann kurzfristig einen hohen Strom
liefern, so dass ein schnelles Schalten gewährleistet ist. Nachteilig ist
allerdings, dass der Strom auch bei einem Kondensator hoher Kapazität vergleichsweise
schnell abklingt, so dass ein dauerhaftes Einschalten des MOS-Leistungstransistors
mit dieser Schaltung nicht möglich
ist. Es existieren integrierte Treiberschaltungen zum Betrieb von
High-Side-Schaltern, die sich für
die Bootstrap-Versorgung eignen,
z. B. der IC IR2122(S) von International Rectifier. 3 zeigt eine Prinzipschaltung.
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Der hauptsächliche Nachteil der Schaltungsanordnungen
gemäß dem oben
diskutierten Stand der Technik liegt darin, dass die Schaltflanken,
d. h. im Wesentlichen die Schaltgeschwindigkeit, nur in sehr begrenztem
Maß einstellbar
sind. Dies ist nachteilig, weil bei schnellen Schaltvorgängen stets
ein ausgewogener Kompromiss gefunden werden muss zwischen einem
zu langsamen Schalten einerseits, das zu einer Erwärmung der
Transistoren und damit zu erhöhten
Schaltverlusten führt,
und andererseits einem zu schnellen Schalten, das zu einem erhöhten elektromagnetischen
Störpegel
führt.
Typischerweise ist der Spielraum zwischen diesen beiden gegenläufigen Forderungen
sehr klein, so dass eine sehr genaue Kontrolle der Schaltzeiten
wünschenswert
wäre.
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Die in der genannten
EP 0 330 823 B1 offenbarte
Schaltungsanordnung löst
zwar die Probleme einer ausreichenden und schnellen Stromversorgung der
Gate-Elektrode des Schalttransistors. Da der von einer Stromquelle
gelieferte Eingangsstrom (Ansteuerung) der Stromspiegelschaltung
jedoch über
eine weitere Verstärkerstufe
mit einer weiteren Stromspiegelschaltung zugeführt wird, ergibt sich eine
Verzögerung
der Ansteuerzeiten des Schalttransistors, insbesondere bei dessen
Abschaltung.
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Eine ähnliche Problematik liegt bei
der in
EP 0 684 699 81 offenbarten
Schaltungsanordnung vor.
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Bei der in
EP 0 574 646 B1 offenbarten Schaltungsanordnung
wird die Stromspiegelschaltung aus einer Ladungspumpe bestromt.
Ladungspumpen sind jedoch nicht zur dauerhaften Erzeugung oder Verstärkung sehr
schneller Ansteuerströme,
wie sie z. B. im Bereich der Kfz-Elektronik etwa zur Ansteuerung
des Ventiltriebs von Einspritzanlagen benötigt werden, in der Lage.
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DE 197 51 651 C1 offenbart eine Schaltungsanordnung
zum Schalten einer induktiven Last, bei welcher der Schalttransistor
selbst Teil einer Stromspiegelschaltung mit einem weiteren Leistungstransistor
ist, wobei das Steuersignal dem Stromspiegel über ein eine Vielzahl weiterer
Leistungstransistoren enthaltendes Netzwerk zugeführt wird,
was die Schaltung vergleichsweise teuer macht.
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Es ist die Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, eine Schaltungsanordnung zur Verfügung zu stellen, durch die
die genannten Probleme des Standes der Technik überwunden werden, wobei insbesondere
eine kostengünstige
und schaltungstechnisch einfach zu implementierende Anordnung angegeben
werden soll, die ein schnelles Ein- und Ausschalten eines als N-Kanal-MOS-Leistungstransistor ausgeführten High-Side-Schalters
ermöglicht.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung
derart weiterzubilden, dass die Schaltzeiten des MOS-Leistungstransistor
in weiten Bereichen einstellbar sind.
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Diese Aufgaben werden mit den Merkmalen des
unabhängigen
Anspruchs gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Die Erfindung baut auf der gattungsgemäßen Schaltungsanordnung
nach
EP 330 823 B1 dadurch
auf, dass ein Eingangsstrom, welcher der Stromspiegelschaltung über ein
RC-Glied, umfassend einen RC-Glied-Widerstand und einen parallel zu
diesem geschalteten RC-Glied-Kondensator, zufließt, mittels eines als Stromquelle
geschalteten und im Takt eines Steuersignals angesteuerten, zweiten Schaltmittel-Transistors
Steuerbar ist. Durch diese Maßnahme
kann die im herkömmlichen
Schaltbetrieb erforderliche Übersteuerung
von Schaltmitteltransistoren und die prinzipbedingt damit verbundene Ausschaltverzögerung des
Schalttransistors, die wesentlich auf den Schaltzeiten der Schaltmitteltransistoren
beruht, vermieden werden.
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Dabei ist es besonders günstig, wenn
die Zeitkonstante des RC-Gliedes derart ausgelegt ist, dass sich
der RC-Glied-Kondensator
während
der Einschaltzeit des Schalttransistors nicht wesentlich, während dessen
Durchschaltdauer jedoch nahezu vollständig auflädt.
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Bei einer vorteilhaften Weiterbildung
der vorliegenden Erfindung ist der als Stromquelle geschaltete,
erste Schaltmittel-Transistor,
vorzugsweise ein pnp-Transistor, Teil einer Stromspiegelschaltung. Zwar
gibt es unterschiedliche Möglichkeiten,
eine Stromquelle mit Hilfe eines Transistors zu realisieren. Die
Stromspiegelschaltung ist jedoch besonders günstig, da sich mit ihr die
Stromstärke
des Ausgangsstrom besonders einfach und über weite Bereiche einstellen
lässt,
was eine unmittelbare Einstellbarkeit der Schaltzeiten des MOS-Leistungstransistors
bedeutet.
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Günstigerweise
ist die Stromspiegelschaltung derart ausgestaltet, dass die Stromspiegelschaltung
weiter einen ersten Stromspiegel-Widerstand und einen zweiten Stromspiegel-Widerstand umfasst,
die jeweils einerseits mit einer Niederspannungsquelle verbunden
sind und wobei andererseits der erste Stromspiegel-Widerstand mit
der Basis-Elektrode und der zweite Stromspiegel-Widerstand mit der
Emitter-Elektrode des ersten Schaltmittel-Transistors verbunden
ist. Damit bestimmt das Verhältnis
des ersten und des zweiten Schaltmittel-Widerstandes die Stromverstärkung der
Spiegelschaltung im Vergleich zu einem Steuerstrom. Bei einer besonders
vorteilhaften Ausführungsform
wird das Verhältnis
des ersten zum zweiten Stromspiegel-Widerstand auf etwa 100:1 gesetzt.
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In bevorzugter Weiterbildung der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist vorgesehen, dass der Kollektorstrom des ersten Schaltmittel-Transistors
der Gate-Elektrode des Schalttransistors über eine in Durchflussrichtung
geschaltete Diode zufließt. Hierdurch
wird erreicht, dass nach Laden der Gate-Kapazität die dort gespeicherte Ladung
nicht anderweitig abfließen
kann, wodurch der Schalttransistor längerfristig eingeschaltet bleiben
kann.
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Das Steuersignal ist dabei vorzugsweise eine
von einem Mikrokontroller erzeugte Rechteckspannung. Ihre Form ist
auf diese Weise den jeweiligen Erfordernissen, insbesondere im Hinblick
auf die Schaltzeitpunkte, besonders gut anpassbar.
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Günstigerweise
umfasst die Stromspiegelschaltung weiter eine mit dem ersten Stromspiegel-Widerstand
in Reihe und in Durchflussrichtung des Stromspiegel-Eingangsstroms
geschaltete Diode. Diese ist derart ausgerichtet, dass sie einen Stromfluss
von der Basis zum Emitter des ersten Schaltmittel-Transistors unterbindet,
einen Eingangsstrom der Stromspiegelschaltung von der Niederspannungsquelle
gegen Masse im durchgeschalteten Zustand aber zulässt.
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Eine vorteilhafte Weiterbildung der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
besteht darin, dass ein Bootstrap-Kondensator vorgesehen ist, der einerseits
mit der Niederspannungsquelle und andererseits mit der Source-Elektrode
des Schalttransistors verbunden ist. Das bedeutet, dass der Kondensator,
wenn der Schalttransistor mit seiner Drain-Elektrode mit der posi tiven
Versorgungsspannung verbunden ist, im Sperrzustand des Schalttransistors
mit der Spannung der Niederspannungsquelle aufgeladen wird. Beginnt
dann der Schalttransistor, angesteuert von dem als Stromquelle geschalteten Schaltmittel-Transistor durchzuschalten,
wird die Kondensatorspannung mit dem sich erhöhenden Source-Potential des
Schalttransistors angehoben und erhöht damit die Spannung der Stromquelle über die
Versorgungsspannung hinaus. Diese Weiterbildung ist für zeitlich
intermittierendes Schalten des Schalttransistors geeignet (PWM-Betrieb,
Puls-Weiten-Modulation).
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Alternativ zur Bootstrap-Schaltung
kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
auch mit einer grundsätzlich
aus dem Stand der Technik bekannten Hilfsspannungsquelle ausgestattet
sein, die auf dem Potential der Versorgungsspannung aufsetzt. Diese
Art der Schaltung ist beispielsweise angemessen, wenn der High-Side-Schalter
quasi-statisch betrieben werden soll, die Kapazität des Bootstrap-Kondensators
also nicht ausreicht, für
eine genügend
lange Durchschaltdauer des Schalttransistors zu sorgen. Auch im
Fall des gleichzeitigen Einsatzes mehrerer High-Side-Schalter kann
die Verwendung einer Hilfsspannungsquelle oberhalb der Versorgungsspannung
(z.B. 48 V) günstig
sein, da diese nur einfach für
alle Schalter ausgelegt werden muss, wohingegen im Fall der Bootstrap-Schaltung jeder Schalter
jeweils eine Diode und einen Kondensator erfordert.
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Bei einer bevorzugten Weiterbildung
der Erfindung ist ein dritter Schaltmittel-Transistors vorgesehen,
dessen Emitter-Elektrode
mit der Gate-Elektrode des Schalttransistors und dessen Kollektor-Elektrode über einen
Ableitungs-Widerstand mit der Source-Elektrode des Schalttransistors
verbunden ist. Gleichzeitig ist seine Basis-Elektrode über einen
weiteren Ableitungs-Widerstand mit der Source-Elektrode des Schalttransistors
verbunden. Im ausgeschalteten Zustand des Schalttransistors ist dieser
dritte Schaltmittel-Transistor durchgeschaltet, so dass zwischen
Source und Gate des Schalttran sistors keine Spannung anliegt und
dieser zuverlässig
gesperrt gehalten wird. Der dritte Schaltmittel-Transistor ist vorzugsweise
ein pnp-Transistor.
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Wird, wie bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die bereits erwähnte Diode, über die
der Kollektorstrom des ersten Schaltmittel-Transistors der Gate-Elektrode des
Schalttransistors zufließt,
vorteilhafterweise zwischen dem Kollektor des ersten und dem Emitter
des zweiten Schaltmittel-Transistors eine Diode angeordnet, wird
der dritte Schaltmittel-Transistor aufgrund des Spannungsabfalls über dieser
Diode im durchgeschalteten Zustand des Schalttransistors zuverlässig gesperrt
gehalten.
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Bevorzugt ist zur Einkopplung der
Spannung der Niederspannungsquelle in die Stromspiegelschaltung
eine in Durchlassrichtung ausgerichtete Bootstrap-Diode vorgesehen.
Diese ermöglicht
zwar den Stromfluss von der Niederspannungsquelle, unterbindet jedoch
einen Strom in die entgegengesetzte Richtung, wenn sich die Spannung
des Bootstrap-Kondensators beim Durchschalten des Schalttransistors über das
Potential der Niederspannungsquelle hebt.
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Die Erfindung wird nun mit Bezug
auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen
beispielhaft erläutert.
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Es zeigen:
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1a eine
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit Bootstrap zur Ansteuerung einer induktiven Last;
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1b eine
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit Hilfsspannungsquelle zur Ansteuerung einer induktiven Last;
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2 eine
als Alternative zu der Schaltungsanordnung nach 1 einsetzbare Schaltungsanordnung gemäß dem Stand
der Technik; und
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3 eine
Prinzipdarstellung einer Bootstrap-Schaltung nach dem Stand der
Technik.
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1a stellt
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 100 nach
einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel
zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Einspritzventils 11,
gezeichnet als Reihenschaltung aus der eigentlichen Spuleninduktivität 11a,
z. B. 150 μH
des Elektromagneten und dem Wicklungswiderstand 11b, z.
B. 0,5 Ω.,
dar. Das Ventil 11 kann von einer Spannungsversorgung 31 mit
einer Spannung von z. B. 48 V im Takt eines als Rechteckspannung
ausgeführten
Steuersignals 20 beschickt werden, das vorteilhafterweise
einem nicht dargestellten Mikrokontroller entstammt. Als Schalter hierfür dient
der Schalttransistor 41, der als N-Kanal-MOS-Leistungstransistor
ausgeführt
und als High-Side-Schalter geschaltet ist. Der Steuertakt wird über Schaltmittel,
die einen Schaltmittel-Transistor 51 umfassen, in das Netzwerk
eingespeist. Die Schaltungsanordnung ist Teil einer erweiterten
Ansteuerung von 16 Ventilen in einem Verbrennungsmotor. Das Ventil 11 wird über einen
Selektier-Transistor 42, vorzugsweise ebenfalls ein MOS-Leistungstransistor,
ausgeführt
als N-Kanal-Transistor, jedoch geschaltet als Low-Side-Schalter, selektiert. Die
Ansteuerung des Selektier-Transistors 42 erfolgt über nicht
näher dargestellte
Schaltmittel, die von der +12 V-Versorgungsspannung der übrigen,
nicht dargestellten, Ansteuer- und Regelelektronik, versorgt werden.
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Die genannten Komponenten finden
sich mit den jeweils selben Funktionen unter den jeweils selben
Bezugszeichen auch in der Schaltung von 2, die eine gattungsgemäße Anordnung
darstellt. Zum leichteren Verständnis
werden nachfolgend zunächst zwei
Anordnungen nach dem Stand der Technik und danach die Besonderheiten
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
beschrieben.
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Es wird Bezug genommen auf 2. Durch Einschalten des
Selektier-Transistors 42 wird das Ventil 11 selektiert.
Das Einschalten des Schalttransistors 41 zur Beaufschlagung
des Ventils 11 mit der Versorgungsspannung wird durch das
Steuersignal 20 angesteuert. Hat das Steuersignal Low-Pegel bzw.
ist der Ausgang des vorzugsweise verwendeten Mikrokontrollers hochohmig
(Tristate), ist die Basis des Schaltmittel-Transistors 51 über die
Schaltmittel-Widerstände 261 und 262 mit
Masse 90 verbunden. Der Schaltmittel-Transistor 51,
der vorzugsweise als npn-Transistor ausgeführt ist und dessen Emitter
ebenfalls auf Masse liegt, sperrt daher. Auch der weitere Schaltmittel-Transistor 252,
dessen Basisanschluss mit einer zusätzlichen Hilfsspannung von
z. B. +12 V, die auf dem positiven Potential der +48 V-Versorgungsspannung
aufsetzt, verbunden ist, sperrt. Es fließt daher kein Strom durch den
Ableitungs-Widerstand 266, so dass die Gate-Spannung des
Schalttransistors 41 0 V beträgt und dieser ebenfalls sperrt.
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Hat das Steuersignal 20 dagegen
High-Pegel, wird der Schaltmitteltransistor 51 über den Schaltmittel-Widerstand 261 leitend
gesteuert. Daraufhin fließt
ein Strom durch die weiteren Schaltmittel-Widerstände 263a und 263b,
worauf der Schaltmittel-Transistor 252 aufgrund des Spannungsabfalls am
Widerstand 263b leitend steuert. Es fließt auch ein
Strom durch den Ableitungs-Widerstand 266, wodurch sich
die Gate-Source-Spannung
des Schalttransistors 41 erhöht. Der Transistor 41 schaltet
ein.
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Mit dem Einschalten von des Schalttransistors 41 fließt ein zunehmender
Strom durch die Ventilinduktivität 11a.
Bedingt durch die kleine Induktivität der Ventilspule, z. B. 15 μH, und die
hohe Versorgungsspannung von 48 V steigt der Strom sehr schnell
an. Erreicht der Spulenstrom einen bestimmten Wert, z. B. 20 A, öffnet das
Ventil. Man spricht vom Anzugs strom des Ventils. Schaltet der Schalttransistor 41 ab,
fließt
der Spulenstrom, getrieben von der Spuleninduktivität 11a weiter über die
Freilaufdiode 71 und klingt wegen des niedrigen Diodenwiderstandes
langsam ab, wobei das Ventil anfangs noch geöffnet bleibt. Durch periodisches
An- und Ausschalten des Schalttransistors 41 kann so ein mittlerer
Haltestrom in der Ventilspule erzeugt werden.
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Zum Schließen des Ventils 11 werden Schalt-
und Selektier-Transistor 41 und 42 ausgeschaltet.
Der in der Spuleninduktivität 11a gespeicherte
Strom fließt über die
Dioden 71 und 72. Bedingt durch die hohe Gegenspannung
von +48 V klingt der Strom sehr schnell ab, d. h. das Ventil schließt schnell.
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Die bekannte Anordnung liefert sehr
hohe elektromagnetische Störpegel.
Bedingt durch die große Änderung
der Gate-Drain-Spannung
beim Umschalten des Schalttransistors 41, erscheint dessen
Gate-Drain-Kapazität
gemäß dem sog.
Miller-Effekt vergrößert. Der
Wert dieser Kapazität
bestimmt in der Schaltung nach dem Stand der Technik in Verbindung
mit den zur Verfügung
stehenden Gate-Lade- und Entladeströmen die Schaltzeiten des Transistors 41 maßgeblich.
Zum Einschalten fließt
ein relativ großer
Ladestrom ins Gate, z. B. 500 mA. Sein Wert wird im Wesentlichen
durch den Basisstrom am Schaltmittel-Transistor 252, dessen Stromverstärkungsfaktor
und seine Stromtragfähigkeit
bestimmt. Entsprechend kurz ist die Einschaltzeit, z. B. ca. 59 ns.
Hieraus ergibt sich der erwähnte
hohe EMV-Störpegel.
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Zum Ausschalten wird die Gate-Kapazität des Schalttransistors 41 über den
Ableitungs-Widerstand 266 entladen. Da dieser Wert im eingeschalteten
Zustand die Hilfsspannungsquelle 234 zusätzlich belastet,
muss sein Wert entsprechend hoch gewählt werden, z. B. 100 Ω. Im Arbeitspunkt
des Schalttransistors 41, z. B. bei einer Gate-Source-Spannung
von 5 V, bedeutet das jedoch einen Entladestrom von lediglich 50
mA, was zu ei ner entsprechend langen Ausschaltzeit führt. Dies
erhöht
die energetischen Schaltverluste erheblich.
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3 stellt
eine sog. Bootstrap-Schaltung nach dem Stand der Technik dar, die
ebenfalls z. B. zur Ansteuerung eines nicht dargestellt Einspritzventils 11 geeignet
ist. Die Ansteuerung erfolgt über
einen Schalttransistor 41, der im Takt einer Steuerspannung 20 über die
Schaltmittel-Widerständen 361, 362, 363 und
Schaltmittel-Transistoren 51, 352 und 353 betätigt wird.
Komponenten mit selber oder analoger Funktion tragen dabei dieselben
Bezugszeichen wie in 2 bzw.
bei dreistelligen Bezugszeichen dieselben letzten beiden Ziffern.
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Soweit sich die Wirkungsweise der
Schaltung von 3 nicht
von der in 2 unterscheidet, soll
auf eine Widerholung verzichtet werden. Die Funktion des zusätzlichen
Schaltmittel-Transistors 353 ist für den Fachmann aus der Schaltung
ablesbar und darüber
hinaus für
die Erläuterung
der Bootstrap-Schaltung nicht erheblich.
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Die wesentlichen Komponenten der Bootstrap-Schaltung
sind der Bootstrap-Kondensator 380 und die Bootstrap-Diode 373.
Während
des ausgeschalteten Zustands des Schalttransistors 41 lädt sich
der Kondensator 80 über
die Niederspannungsquelle 333, die z. B. die in Kfz zur
Versorgung der allgemeinen Ansteuer- und Regelelektronik ohnehin vorhandene
12 V-Versorgungsspannung sein kann, und das gegen Masse geschaltete
Ventil 11 auf. Da der negative Pol des Kondensators 380 mit
dem Source-Anschluss des Schalttransistors 41 verbunden
ist, wird sein Potential angehoben, sobald der Transistor 41 durchzuschalten
beginnt und sich seine Source-Spannung gegen die +48 V-Versorgungsspannung
hebt. Aufgrund der Bootstrap-Diode 373 kann die Kondensatorladung
auch nicht gegen die Niederspannungsquelle 333 abfließen, wenn
die Kondensatorspannung über
die z. B. 12 V der Niederspannungsquelle 333 hinaus angehoben
wird. Auf diese Weise erhöht
sich die Gate-Spannung des Schalttransistors 41 mit dessen
Schalten bis über
die Versorgungsspannung hinaus, was ein vollständiges Durchschalten des Schalttransistors 41 ermöglicht. Allerdings
kann der Kondensator 80 nur über eine kurze Zeit Strom liefern,
so dass diese Schaltung kein dauerhaftes Einschalten des Schalttransistors 41 gestattet.
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1a stellt
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
in einer besonders bevorzugten Ausführungsform dar. Wie leicht
erkennbar, ist der Last-Teil der Anordnung, anzusteuerndes Ventil 11, 48 V-Spannungsversorgung 31, 12 V-Spannungsversorgung 32,
Schalt-Transistor 41, Selektier-Transistor 42,
Freilaufdiode 71 und Masse 90 umfasst, gegenüber dem
Stand der Technik unverändert,
was auch durch die identischen Bezugszeichen zum Ausdruck kommt.
Die Schaltmittel zur Einkopplung des Steuersignals 20,
umfassend die Schaltmittel-Widerstände 61 und 62 sowie
den Schaltmittel-Transistor 51, sind gegenüber der
Anordnung von 2 modifiziert.
Zur Erläuterung
des Kerns der vorliegenden Erfindung sei jedoch zunächst nur
ihre analoge Wirkungsweise mit den entsprechenden Komponenten 20, 261, 262, 51 in
Schaltung 20, betrachtet, was durch die identischen bzw.
analogen Bezugszeichen zum Ausdruck kommt. Für eine detaillierte Beschreibung
ihrer Funktion wird auf weiter unten verwiesen.
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Die Schaltung 100 verzichtet
auf eine zusätzliche
Hilfsspannungsquelle, die auf die 48 V-Versorgungsspannung aufsetzt.
Statt dessen ist es ausreichend die im Kfz ohnehin vorhandene 12
V- Spannungsquelle 33, die identisch mit der Spannungsquelle 32 sein
kann, vorzusehen. Dies kann eine erhebliche Einsparung bedeuten.
Statt dessen wird zur Erreichung einer über das Versorgungspotential
hinausgehenden Spannung ein Bootstrap-Kondensator 80 verwendet.
Diese Variante bietet sich für
den wichtigen Fall des PWM-Betriebs an.
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Der negative Anschluss des Kondensators 80 ist
mit dem Source-Anschluss des Schalt-Transistors 41 verbunden.
Sein positiver Anschluss ist über eine
in Flussrichtung geschaltete Diode 73 mit der Niederspannungsquelle 33 verbunden.
Ist der Schalt-Transistor 41 ausgeschaltet, wird der Kondensator 80 über die
Diode 73 sowie das Ventil 11 und den eingeschalteten
Selektier-Transistor 42 auf z. B. 12 V aufgeladen.
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Solange der Schaltmittel-Transistor 51 aufgrund
eines hochohmigen Steuerspannungsausgangs (Tristate) bzw. eines
Low-Pegel-Steuersignals sperrt, fließt kein Strom durch den ersten
Stromspiegel-Widerstand 63 und die Diode 74. Entsprechend erhält auch
der Schaltmittel-Transistor 52 keinen Basisstrom und der
zweite Stromspiegel-Widerstände 64 und
der Ableitungs-Widerstand 65 sind ebenfalls stromlos. Das
Basispotential des Schaltmittel-Transistors 53 ist über den
Ableitungs-Widerstand 65 mit dem
Source-Potential des Schalttransistors 41 verbunden, so
dass der Schaltmittel-Transistor 53 durchschaltet und den
Gate-Anschluss (stromlos) mit dem Source-Anschluss des Schalttransistors 41 verbindet,
der daher sicher sperrt.
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Wird der Schaltmittel-Transistor 51 von
dem Steuersignal 20 so angesteuert, dass er durchschaltet,
fließt
durch ihn ein Strom, der durch seinen Spannungsabfall (z. B. 5 V–VBE = 4,3 V) und die Größe des Schaltmittel-Widerstands 62 bestimmt
ist, z. B. 1 mA. Dieser Strom fließt auch durch die Diode 74 und
den ersten Stromspiegel-Widerstand 63, der zusammen mit
dem Schaltmittel-Transistor 52 und dem zweiten Stromspiegel-Widerstand 64 einen
Stromspiegel bildet. Dessen Ausgangsstrom wird bestimmt durch das
Produkt seines gerade erläuterten
Eingangsstroms und des Verhältnisses
der Stromspiegel-Widerstände 63 zu 64.
Wählt man
diese Verhältnis
z. B. 100:1 erhält
man einen Ausgangsstrom des Stromspiegels von theoretisch 100 mA.
Bedingt durch die begrenzte Stromverstärkung des Transistors 52 und andere
Störfaktoren
wird er jedoch in der Praxis etwas geringer ausfallen, z. B. 86
mA.
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Dieser Strom fließt nun zum Gate des Schalttransistors 41,
der daraufhin beginnt, durchzuschalten. Gleichzeitig wird we gen
des Spannungsabfalls über
dem Ableitungs-Widerstand 65 der Schaltmittel-Transistor 53 sicher
gesperrt, so dass durch den Ableitungs-Widerstand 66 kein
Strom fließt.
Wählt man
den Ableitungs-Widerstand 65z. B. 1 kΩ, so ist der Stromfluss bei
Erreichen der Threshold-Spannung des Schalttransistors 41 (z.
B. 5 V) 5 mA. Von dem Ausgangsstrom des Stromspiegels (86 mA) stehen
also z. B. 81 mA zum Aufladen der Gate-Kapazität zur Verfügung. Die Anstiegszeit des
Gate-Potentials, d. h. im Wesentlichen die Durchschaltzeit des Schalttransistors 41,
wird, wie bereits erwähnt,
von der Gate-Kapazität
und dem Ladestrom bestimmt. Letzterer lässt sich durch Variationen
im Verhältnis der
Stromspiegel-Widerstände 63 und 64 in
weiten Grenzen einstellen, so dass durch die Erfindung eine sehr
gute Abstimmbarkeit der Einschaltzeit erreicht wird.
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Die Energieversorgung des Stromspiegels erfolgt
zunächst
aus der Niederspannungsquelle 33. Sobald der Schalttransistor 41 aber
durchschaltet, und sich die Spannung des Kondensators 80, ähnlich wie
im Rahmen der Bootstrap-Schaltung von 2 bereits
erläutert, über die
Ausgangsspannung dieser Spannungsquelle 33 hebt, wird der
Stromspiegel aus dem Kondensator 80 gespeist. Bei der Dimensionierung
ist lediglich darauf zu achten, dass die Kapazität des Kondensators ausreichend
groß ist,
z. B. 10μF, um
ein vollständiges
Aufladen der Gate-Kapazität zu gewährleisten.
Ist der Schalttransistor 41 voll durchgeschaltet, beträgt die Spannung
am Kondensator 80z. B. bei den vorerwähnten Komponentenwerten ca.
60 V Zum Ausschalten wird das Steuersignal 20 wieder auf
Low-Pegel gefahren und der Schaltmittel-Transistor 51 sperrt.
Der Stromspiegel erhält
daraufhin kein Eingangssignal mehr und wird stromlos. Entsprechend
verringert sich der Spannungsabfall über dem Ableitungs-Widerstand 65 und
der Schaltmittel-Transistor 53 wird
leitend, so dass die Gate-Kapazität über den Ableitungs-Widerstand 66 entladen
wird. Die Entladezeit und damit im Wesentlichen die Ausschaltzeit
des Schalttransistors 41 kann über die spezielle Wahl des
Widerstands 66 eingestellt werden. Auf diese Weise ist
aufgrund der Erfindung auch die Ausschaltzeit über weite Grenzen variierbar.
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In der in 1a gezeigten, besonders vorteilhaften
Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist auch der zweite Schaltmittel-Transistor 51, über den
der Eingangsstrom des Stromspiegels im Takt des Steuersignals 20 gesteuert
wird, als Stromquelle geschaltet. Hiermit begegnet man dem grundsätzlichen
Problem langer Verzögerungszeiten
beim Ausschalten des High-Side-Schalters, also der Zeitspanne zwischen
einer entsprechenden Steuerflanke des Steuersignals 20 und
dem Ausschalten des Schalttransistors 41, die nicht nur
auf der Ausschaltzeit des Schalttransistors 41 selbst,
sondern ganz wesentlich auf den Schaltzeiten der Schaltmittel-Transistoren beruht.
Beim herkömmlichen
Schaltbetrieb kommt es zur Übersteuerung
der Transistoren, da üblicher
Weise zur Kompensation evtl. fertigungsbedingter Schwankungen der
Stromverstärkung
ein höherer
Basisstrom verwendet wird, als zur Führung des Kollektorstroms eigentlich
erforderlich. Die Räumung
der entsprechend erhöhten
Anzahl von Minoritätsträgern aus
der Basis-Raumladungszone beim Ausschalten verzögert den Vorgang. Dies tritt
beim Betrieb als Stromquelle nicht auf, da stets nur der Basisstrom
fließt, der
zur Aufrechterhaltung des Kollektorstroms erforderlich ist.
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Eine weitere Maßnahme zur Verkürzung der Verzögerungszeit
ist die Zuführung
des Stromspiegel-Eingangsstroms über
ein RC-Glied aus
parallel geschaltetem RC-Glied-Widerstand 67 und RC-Glied-Kondensator 81.
Der erste Schaltmittel-Transistor 52 ist zwar erfindungsgemäß als Stromquelle
geschaltet. Sobald jedoch die Gate-Spannung des Schalttransistors 41 die
Versorgungsspannung (48V im gezeigten Ausführungsbeispiel)
erreicht und übersteigt,
geht die Emitter-Kollektorspannung des Schaltmittel-Transistors 52 gegen
0 v, wodurch der Stromspiegel wirkungslos wird und der Kollektorstrom
des Schaltmittel-Transistors 52 sinkt
und der Gate-Ladestrom des Schalttransistors 41 auf Null
zurückgeht.
Der verbleibende Kollektor strom des Schaltmittel-Transistors 52 wird
dann vom Ableitungswiderstand 65 bestimmt. Der Bei durchgeschaltetem
Schalttransistor 41 fließende Basisstrom des Schaltmittel-Transistors 52 wäre nun wesentlich größer, als
zum Führen
des Kollektorstroms notwendig. Der Schaltmittel-Transistor 52 ist
also übersteuert,
was zu erhöhter
Ausschaltverzögerung
führt. Dies
kann jedoch durch das RC-Glied verhindert werden, wenn dessen Zeitkonstante τ = RC so
ausgelegt ist, dass sich der RC-Glied-Kondensator 81 während der
Einschaltzeit des Schalttransistors 41 nicht wesentlich,
während
dessen Durchschaltdauer jedoch nahezu vollständig auflädt. Beim Einschalten des Schalttransistors 41 wird
somit der Stromspiegel-Eingangsstrom
von der Spannungsquelle aus zweitem Schaltmittel-Transistor 51 und
Schaltmittel-Widerstand 62 bestimmt. Mit zunehmender Ladung
des RC-Glied-Kondensators 81 steigt die Spannung über dem
RC-Glied-Widerstand 67 bis zur Sättigung des zweiten Schaltmittelkondensators 51,
wodurch der Ansteuerstrom des Stromspiegels reduziert und die Übersteuerung
des ersten Schaltmittel-Transistors 52 vermieden wird.
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1b zeigt
eine alternative Schaltungsanordnung 101, die ebenfalls
von den erfindungsgemäßen Merkmalen
gebrauch macht. Im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung 100 der 1a wird jedoch Bootstrap-Kondensator 80 und
-Diode 73 verzichtet und statt dessen eine auf das Potential
der Versorgungsspannungsquelle 31 aufsetzende Hilfsspannungsquelle 34 eingesetzt.
Deren grundsätzliche
Wirkungsweise ist dem Fachmann, wie in Verbindung mit 1 erläutert, bekannt. Diese Variante bietet
sich an quasi-statische Anwendungen und/oder bei gleichzeitiger
Verwendung mehrerer High-Side-Schalter an.
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Die erfindungsgemäße Ausführung des bzw. der Schaltmittel-Transistoren als
Stromquelle gestattet es, die Schaltzeiten in weiten Grenzen sehr
genau abzustimmen und damit einen guten Kompromiss zwischen kurzen
Schaltzeiten und niedrigen EMV-Störpegeln zu realisieren.
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Die dargestellten Ausführungsbeispiele
sind selbstverständlich
lediglich als beispielhafte Illustrationen besonders vorteilhaften
Ausführungsformen der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zu verstehen. Der Fachmann wird im Rahmen der hier offenbarten Lehre
vielfältige
Variationen vornehmen können,
ohne sich von dem Kern der Erfindung zu entfernen. Insbesondere
die Dimensionierung der einzelnen Komponenten ist an die jeweilige
Anwendung anzupassen.
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Die in der vorstehenden Beschreibung,
in den Zeichnungen sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der
Erfindung können
sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung
der Erfindung wesentlich sein.