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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schalten einer insbesondere
induktiv ausgebildeten Last.
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Derartige
Schaltungsanordnungen finden beispielsweise in der Kfz-Elektronik
Anwendung, bei der zunehmend der Bedarf besteht, Lasten möglichst schnell
schalten zu können.
Ein besonderes Augenmerk liegt dabei bei induktiv ausgebildeten
Lasten. Eine bekannte Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer
induktiven Last ist zum Beispiel in dem Deutschen Patent
DE 102 52 827 B3 beschrieben.
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Die
der vorliegenden Erfindung zu Grunde liegende Problematik sowie
die damit einhergehende Aufgabenstellung sei nachfolgend beispielhaft
anhand einer zu schaltenden induktiven Last bei einem elektromagnetischen
Einspritzventil beschrieben, ohne jedoch die Erfindung dahingehend
einzuschränken.
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Elektromagnetische
Einspritzventile weisen eine induktive Ventilspule auf, mittels
der die Ventilnadel elektromagnetisch sehr schnell geöffnet und geschlossen
werden kann, so dass dadurch die in den Zylinder eingespritzte Kraftstoffmenge
exakt und hochdynamisch gesteuert werden kann. Der Aufbau und die
Funktionsweise solcher Einspritzventile ist vielfach bekannt, so
dass nachfolgend nicht näher darauf
eingegangen wird. Diese Ventilspule soll dynamisch, d. h. möglichst
schnell und verzögerungsfrei
geschaltet werden, was einen möglichst
schnellen Stromaufbau erforderlich macht. Aufgrund der der Ventilspule
eigenen, relativ großen
Induktivität
ist dies nur mit einer erhöhten
Betriebspannung von beispielsweise 48 Volt möglich. Zum schnellen Schalten der
Ventilspule verwendet man daher vorzugsweise Leistungsschalter,
wie beispielsweise Leistungs-MOSFETs.
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Anhand
der nachfolgenden 1 sei
zur Darstellung der allgemeinen Problematik eine Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb
einer induktiven Ventilspule erläutert. 1 zeigt einen als High-Side-Schalter
ausgebildeten Leistungs-MOSFET T1 zum Schalten der Ventilspule L1
des Einspritzventils, welcher durch eine entsprechende PWM-Ansteuerung
im PWM-Betrieb betrieben
werden kann. Über den
High-Side-Schalter T1 und einen weiteren, als Low-Side-Schalter
ausgebildeten Leistungs-MOSFET T2 lässt sich die Induktivität L1 mit
einer Versorgungsspannung V+ verbinden. Zudem ist eine Freilaufdiode
D1 für
den PWM-Betrieb und eine Rekuperationsdiode D2 für den Spannungsabbau beim Ausschalten
vorgesehen.
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2 zeigt Signal-Zeit-Diagramme
beim PWM-Betrieb der Ventilspule aus 1,
wobei durch Kurve a die Ventilspannung VL1 und durch Kurve b der
Ventilstrom IL1 dargestellt ist. Zu Beginn des Einschaltvorgangs
werden beide Leistungs-MOSFETs T1,
T2 geschlossen. An der Ventilspule L1 liegt nun die Versorgungsspannung
V+ an. Der Strom IL1 durch die Ventilspule L1 steigt sehr schnell
an. Bei Erreichen eines oberen Stromsollwertes IO wird der High-Side-Schalter
T1 ausgeschaltet. Der Spulenstrom IL1 fließt nun über die Freilaufdiode D1, die
Induktivität
L1 und den Low-Side-Schalter T2, wodurch der Spulenstrom IL1 langsam
abnimmt. Erreicht der Spulenstrom IL1 einen unteren Sollwert IU,
so wird der High-Side-Schalter
T1 wieder eingeschaltet, worauf der Spulenstrom IL1 wieder ansteigt.
Durch wiederholtes Ein- und Ausschalten des High-Side-Schalters
T1 kann so der Spulenstrom während
der Einschaltdauer T1 auf einen annähernd konstanten Wert, der
zwischen dem oberen und dem unteren Stromsollwert IO, IU liegt,
gehalten werden. Zum Ende der Einschaltdauer T werden beide Leistungs-MOSFETs
T1, T2 ausgeschaltet. Die Induktivität L1 wird dann über die
Freilaufdiode D1 und die Rekuperationsdiode D2 in die Versorgungsspannungsquelle
entladen.
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Die
in 1 dargestellte Schaltungsanordnung
stellt einen idealen Fall dar, bei dem also parasitäre Einflüsse, wie
beispielsweise der Einfluss von Zuleitungen, nicht berücksichtigt
ist. Diese im Falle einer Ventilspule verwendeten Leistungsbauelemente
sind typischerweise auf einer Platine angeordnet und somit von dem
Einspritzventil räumlich
getrennt und lediglich über
entsprechende Zuleitungen bzw. Leiterbahnen mit diesem elektrisch
verbunden. Je nach Länge
dieser Zuleitungen bzw. Leiterbahnen stellen diese mehr oder weniger
große
parasitäre
Leitungsinduktivitäten
dar.
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3 der Zeichnung zeigt zur
Erläuterung dieser
allgemeinen Problematik eine Schaltungsanordnung zum PWM-Betrieb
einer Ventilspule eines induktiven Einspritzventils mit parasitären Leitungsinduktivitäten LI_D,
LI_S, LI_K, LI_A. Diese Leitungsinduktivitäten ergeben sich aus den Leitungen
zwischen dem Drainanschluss des Leistungs-MOSFETs T1 und dem positiven
Versorgungsanschluss (LI_D), dem Sourceanschluss des Leistungs-MOSFETs
T1 und der Ventilspule L1 (LI_S), den Kathoden- und Anodenanschlüssen der
Freilaufdiode D1 und dem Masseanschluss (LI_A) bzw. dem Sourceanschluss des
Leistungs-MOSFETs T1 (LI_K). Typische Werte der sich durch die Verbindungsleitungen
ergebenden Leitungsinduktivitäten
liegen im Bereich von etwa 10 nH. Da es in der Praxis aber nicht
immer möglich
ist, die entsprechenden Leistungen so kurz wie möglich zu gestalten, ergeben
sich dadurch nicht zu vernachlässigende
Induktivitäten,
die bei einem schnellen Ausschalten des High-Side-Schalters einer
schnellen Übergabe
des Spulenstromes IL1 vom Leistungs-MOSFETs T1 zu der Freilaufdiode
D1 hinderlich sind. Mit einem Abblockkondensator C1, der zwischen
dem Drainanschluss des Leistungs-MOSFETs T1 und Masse angeordnet
ist, wird lediglich die Wirkung der Zuleitungsinduktivität LI_D unterdrückt, jedoch
nicht die der anderen Zuleitungsinduktivitäten LI_S, LI_K, LI_A.
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Die
verwendeten Leistungs-MOSFETs T1, die auf Betriebsspannungen von
einigen 10 Volt bis einige 100 ausgelegt sind, weisen typischerweise
ein Zellenfeld mit einer Vielzahl von Einzelzellen auf, wobei in
jeweils einer Einzelzelle ein Einzeltransistor angeordnet ist und
die Vielzahl der Einzeltransistoren bezüglich deren gesteuerten Strecken
zueinander parallel geschaltet sind. Die Stromtragfähigkeit
eines solchen Leistungs-MOSFETs hängt zum Einen von physikalischen
Parametern, wie beispielsweise der Dotierungskonzentration im Kanal-
und Driftbereich, sowie von der Anzahl der parallel zueinander angeordneten
Einzeltransistoren ab. Der sich aus der Vielzahl von Einzeltransistoren
ergebende Leistungs-MOSFET
T1 ist auf eine (Drain-Source-)Durchbruchsspannung ausgelegt, die
im Wesentlichen von der Dimensionierung des Driftbereiches, also
von dessen Dicke und Dotierungskonzentration, abhängt. Je
dicker der Driftbereich ist bzw. je niedriger dessen Dotierungskonzentration
ist, desto höher
ist der sich dadurch ergebende Einschaltwiderstand RDSon, der im
Wesentlichen die Durchbruchsspannung eines Leistungs-MOSFETs bestimmt.
Der Driftbereich ist bei heutigen Leistungs-MOSFETs aus mehreren
niedrig dotierten Epitaxieschichten (z.B drei bis sieben) aufgebaut,
wobei für
Leistungs-MOSFETs mit einer sehr hohen Durchbruchsspannung entsprechend
viele Epitaxieschichten vorgesehen sind.
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Heute
vertriebene Leistungs-MOSFET sind für unterschiedliche Leistungsklassen
und damit für unterschiedliche
Durchbruchsspannungen ausgelegt. Im Allgemeinen gilt: Je höher die
Durchbruchspannung eines Leistungs-MOSFETs sein soll, desto teurer
ist er auch, da der Leistungs-MOSFET dann auch eine entsprechende
Anzahl an Epitaxieschichten aufweisen muss.
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Die
Spannungsklasse für
einen Leistungs-MOSFETs, der bei einer Batteriespannung von 48 Volt
zum Schalten eines induktiven Einspritzventils verwendet werden
soll, wird nun so gewählt,
dass sie eine Durchbruchsspannung von zumindest 48 Volt aufweist.
Allerdings soll möglichst
auch vermieden werden, einen hinsichtlich der Durchbruchsspannung überdimensionierten
Leistungs-MOSFET mit einer zu großen Durchbruchs spannung zu
verwenden, da dies unter Umständen
einen Leistungs-MOSFET einer höheren
Spannungsklasse erfordert, der somit auch kostenintensiver ist.
Somit werden zum Schalten der induktiven Last Leistungs-MOSFETs mit
Durchbruchsspannungen nahe an der Betriebsspannung verwendet.
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Bei
der Verwendung einer Schaltungsanordnung zum PWM-Betrieb einer induktiven
Last entsprechend den 1 und 3 gibt sich dabei das folgende
Problem:
Im idealen Fall (siehe 1)
beträgt
im ausgeschalteten Zustand des High-Side-Schalters T1 dessen drainseitiges
Potenzial VD ≈ 48
Volt und dessen sourceseitiges Potenzial VS –0,7 Volt. Somit beträgt im ausgeschalteten
Zustand die über
der gesteuerten Strecke des High-Side-Schalters T1 abfallende Drain-Source-Spannung
VDS: VDS = VD – VS = 48,7 Volt
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Der
Leistungs-MOSFET D1 muss also im Idealfall zumindest auf eine Durchbruchsspannung VDB > von 48,7 Volt ausgelegt
sein.
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In
der Realität
(3) beträgt das sourceseitige
Potenzial aber eben nicht VS ≈ –0,7 Volt,
was der Flussspannung VD1 der Freilaufdiode D1 entspricht, sondern
ist aufgrund der parasitären
Leitungsinduktivität
LI_S, LI_K, LI_A betragsmäßig deutlich
größer. Beim
Ausschalten der Induktivität
L1 verursachen diese Leitungsinduktivität LI_S, LI_K, LI_A aufgrund der
gespeicherten Energie eine negative Spannungsspitze VNEG, die dazu
führt,
dass das sourceseitige Potenzial VS sehr viel negativer wird, als
die Flussspannung VD1 der Freilaufdiode D1. Diese Spannung VNEG
ergibt sich wie folgt: VDS = V+ + VD1 + VNEG.
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Verursacht
durch die Leitungsinduktivitäten ergibt
sich das sourceseitige Potenzial VS des High-Side-Schalters T1 wie
folgt: VS = VD1 + VNEG.
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Bei
einer Dimensionierung der verschiedenen Leitungsinduktivitäten von
beispielsweise 10 nH beträgt
das sourceseitige Potenzial VS ≈ –9,4 Volt. Die über der
Drain-Source-Spannung VDS beträgt bei
diesen Leitungsinduktivitäten
in der Realität
somit: VDS = 48 Volt – (–9,4 Volt) = 57,4 Volt.
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Bei
einem Leistungs-MOSFET, dessen Durchbruchsspannung etwas über der
Betriebsspannung V+ = 48 Volt liegt, würde dies zwangsläufig zu einem
Durchbruch des Leistungs-MOSFETs führen. Um dies zu vermeiden,
ist ein Leistungs-MOSFET erforderlich, der für eine höhere Spannungsfestigkeit und
damit zum Beispiel für
eine nächsthöhere Spannungsklasse
ausgelegt ist.
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Dabei
ist allerdings das weitere Problem zu berücksichtigen, dass neben der
Abhängigkeit
der Durchbruchspannung von der Dicke und der Dotierung der Driffzone
diese auch direkt proportional von der Temperatur abhängt. Je
geringer die Temperatur ist, desto geringer wird auch die Durchbruchsspannung.
Erschwerend kommt hinzu, dass bei sehr niedrigen Temperaturen die
durch die parasitären
Leitungsinduktivitäten
hervorgerufene Spannungsspitze VNEG sehr viel schneller erreicht
wird, was insgesamt die Drain-Source-Spannung VDS noch vergrößert. Ursache
hierfür
ist, dass ein MOSFET bei tiefen Temperaturen schneller schaltet
als bei hohen Temperaturen. Zusammen mit der gleichsam geringeren Durchbruchsspannung
kann dies insbesondere bei tiefen Temperaturen schnell dazu führen, dass
ein Leistungs-MOSFET, der eine im Normalbetrieb ausreichend hohe
Durchbruchsspannung aufweist, diese bei sehr niedrigen Temperaturen
nicht mehr ausreicht. In der Folge würde der Leistungs-MOSFET durchbrechen,
was sich bei einem zellenartig aufgebauten Leistungs-MOSFET durch
ein Durchlegieren einzelner Transistorzellen äußert und zu einem Funktionsausfall
des gesamten Leistungs-MOSFETs führen
würde.
Dieses Problem ergibt sich insbesondere bei durch Feldeffekt steuerbaren
High-Side-Schaltern.
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Insgesamt
hat dies die Konsequenz, dass insbesondere bei Automotiv-Anwendungen,
die für einen
großen
Temperaturbereich von –50°C bis 150°C ausgelegt
sein müssen,
die verwendeten Leistungs-MOSFETs hinsichtlich ihrer Durchbruchsspannung
sehr stark überdimensioniert
werden, um eine erhöhte
Ausfallrate zu vermeiden. Dies bringt allerdings Kostennachteile
mit sich, die es insbesondere bei Automobilanwendungen möglichst
zu vermeiden gilt.
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Ein
weiteres Problem ergibt sich wie folgt: Die Größe der negativen Spannungsspitze
VNEG hängt
im Wesentlichen von dem Spulenstrom IL1, der Schaltgeschwindigkeit
zwischen dem Leistungs-MOSFET T1 und der Freilaufdiode D1 und den durch
das Layout sich ergebenden parasitären Leitungsinduktivitäten ab. Ändert sich
einer dieser Parameter, beispielsweise wenn das Layout der Schaltungsanordnung
im Rahmen eines so genannten Re-Designs verändert wird, so kann sich dabei
unbeabsichtigt auch der Wert der Spannungsspitze VNEG verändern. Erhöht sich
dadurch bedingt die Drain-Source-Spannung VDS, so kann dies ganz
erhebliche Auswirkungen auf die Produktqualität insbesondere unter Berücksichtigung
der obigen Ausführungen
haben. Um dies zu verhindern, wird typischerweise eine aufwändige und
zeitintensive Messung dieser Spannungsspitze VNEG an den jeweiligen
serienmäßigen Schaltungsanordnungen
durchgeführt. Neben
dem dabei einhergehenden Zeitaufwand führt dies unerwünschter
Weise ebenfalls zu ei ner zusätzlichen
Verteuerung der entsprechenden Schaltungsanordnung.
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Ein
weiteres Problem ergibt sich dadurch, dass die negative Spannungsspitze
VNEG auf der Zuleitung zu dem Einspritzventil eine Erhöhung der elektromagnetischen
(EMV-)Abstrahlung bewirkt. Insbesondere bei Anwendungen in der Kraftfahrzeugselektronik
kann dies unerwünschte
Auswirkungen bei anderen Schaltungsteilen bewirken. Zur Reduzierung
der EMV-Abstrahlung
können
zwar Filter in der Zuleitung zum Einspritzventil verwendet werden,
jedoch stellen diese einen zusätzlichen
Schaltungsaufwand dar, der die gesamte Schaltungsanordnung schaltungsaufwändiger und
somit kostenintensiver gestaltet. Aus diesem Grunde gilt es insbesondere
in der Kfz-Elektronik EMV-Abstrahlung möglichst zu vermeiden.
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Vor
diesem Hintergrund liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe
zu Grunde, eine möglichst kostengünstige und
insbesondere möglichst
einfache Schaltungsanordnung zum Schalten einer induktiven Last
bereit zu stellen. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin,
die beim Ausschalten durch parasitäre Leitungsinduktivitäten hervorgerufenen Spannungsspitzen
möglichst
zu reduzieren. Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine geringere EMV-Abstrahlung
für eine
Schaltungsanordnung zum Schalten induktiver Lasten bereit zu stellen.
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Erfindungsgemäß wird zumindest
eine der oben genannten Aufgaben durch eine Schaltungsanordnung
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
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Die
der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin,
eine Klemmung und somit eine Begrenzung des Steuerpotenzials des
High-Side-Schalters auf einen vorgegebenen Spannungswert vorzunehmen.
Beim Entladen des Steueranschlusses bleibt somit der Steueranschluss
des High-Side-Schalters
und damit auch dessen lastseitiger Anschluss (z.B. der Source-Anschluss)
auf den vorgegebenen Spannungswert geklemmt. Dies lässt sich
durch eine sehr einfache, kostengünstige Klemmschaltung realisieren.
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Die
der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Erkenntnis besteht
darin, dass beim Schalten einer induktiven Last beim Ausschalten
des als High-Side-Schalters ausgebildeten steuerbaren Schalttransistors,
insbesondere eines Leistungs-MOSFETs,
es nicht auf ein möglichst
schnellen Ausschaltvorgang ankommt. Vielmehr reicht es auch aus,
wenn der Ausschaltvorgang etwas verzögert wird, wodurch aber vorteilhafterweise
parasitäre
Leitungsimpendanzen entladen werden und diese damit in geringerem
Maße zu
unerwünschten
Spannungsspitzen am lastseitigen Ausgang des High-Side-Schalters
führen.
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Indem
nun der Steueranschluss erfindungsgemäß auf ein vorgegebenes Potenzial
geklemmt wird, wird somit auch verhindert, dass eine unerwünscht hohe
Aufladung des Steueranschlusses des High-Side-Schalters erfolgt.
Dadurch bedingt wird auch das am lastseitigen Anschluss (Source)
des High-Side-Schalters anliegende Potenzial begrenzt. Der Einfluss
der parasitären
Leitungsinduktivitäten lässt sich
zwar nicht ganz verhindern. Das sich am lastseitigen Anschluss des
High-Side-Schalters
einstellende Potenzial ist bei Verwendung einer erfindungsgemäßen Klemmschaltung
aber signifikant geringer, als ohne Klemmschaltung. Beim Ausschalten wird
damit die Belastung des High-Side-Schalters, also die über dessen
gesteuerter Strecke abfallende Spannung, gegenüber solchen Anwendungen ohne Klemmschaltungen
signifikant reduziert.
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Die
damit einhergehenden Vorteile einer solchen Schaltungsanordnung
liegen auf der Hand:
Insbesondere im Automotive-Bereich, bei
dem die entsprechenden Bauelemente für einen sehr hohen Temperaturbereich
ausgelegt sein müssen,
ist dies von besonderem Vorteil, da hier unter Umständen High-Side-Schalter
mit deutlich reduzierter Durchbruchsspannung zum Einsatz kommen
können.
Dadurch bedingt können
High-Side-Schalter mit geringerer Spannungsfestigkeit und somit
einer geringeren Spannungsklasse verwendet werden, die somit auch
kostengünstiger
sind. Die gesamte Schaltungsanordnung lässt sich somit kostengünstiger
bereitstellen, was insbesondere im Automotivbereich, bei dem sehr
häufig
der Kostenaspekt ein entscheidendes Kriterium ist, einen entscheidenden
Betriebsvorteil mit sich bringt.
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Ein
weiterer, sehr wesentlicher Vorteil besteht darin, dass durch die
Klemmschaltung das am lastseitigen Anschluss des High-Side-Schalters
sich ergebende Potenzial nunmehr reduzierte Spannungsspitzen aufweist,
was unmittelbar zu einer signifikanten Reduzierung der EMV-Abstrahlung
führt.
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Ein
weiterer Vorteil besteht darin, dass die Amplitude des verbleibenden,
durch einen Ausschaltvorgang sich ergebenden Potenzials am lastseitigen
Ausgang des High-Side-Schalters durch die entsprechende Schaltungstopographie
sehr gut definierbar und somit gut bestimmbar ist. Aufwändige und
gegebenenfalls schwierige Messungen in der Fertigung zur Bestimmung
dieses Potenzials können somit
entfallen.
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Ein
weiterer Vorteil besteht darin, dass das Funktionsprinzip der Klemmschaltung
sich auf verschiedenste Ansteuerschaltungen, die einen entsprechenden
Treiber zum Ansteuern eines High-Side-Schalters aufweisen, anwenden
lässt.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus
den weiteren Unteransprüchen
sowie aus der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen.
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In
einer schaltungstechnisch besonders bevorzugten und insbesondere
sehr einfachen Ausgestaltung enthält die Klemmschaltung eine
einfache Begrenzerdiode. Diese Begrenzerdiode ist bezogen auf den
Steueranschluss des High-Side-Schalters in Flussrichtung gepolt
und dient der Klemmung des Steuerpotenzials des High-Side-Schalters
auf ein durch die Begrenzerdiode vorgegebenes Flusspotenzial. Für die Funktionalität der Klemmschaltung
ist hier somit lediglich eine einfache Kleinleistungsdiode erforderlich,
was die erfindungsgemäße Klemmschaltung
vor allem aus Kostengründen
besonders attraktiv macht.
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In
einer typischen Ausgestaltung ist der High-Side-Schalter als ein
durch Feldeffekt steuerbarer Schalttransistor, beispielsweise als
MOSFET oder als JFET, ausgebildet.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
weist zur Energieversorgung einen ersten Versorgungsanschluss mit
einem ersten Versorgungspotenzial und einem zweiten Versorgungsanschluss mit
einem zweiten Versorgungspotenzial auf. Für die Funktion des als High-Side-Schalter
ausgebildeten steuerbaren Schalttransistors ist es dabei notwendig, dass
das erste Versorgungspotenzial zumindest größer ist als das zweite Versorgungspotenzial.
Typischerweise ist die Energieversorgung eine Batterie, die dazu
ausgelegt ist, eine Batteriegleichspannung bereit zu stellen. In
diesem Fall bezeichnet das erste Versorgungspotenzial ein positives
Potenzial, während
das zweite Versorgungspotenzial ein negatives Potenzial oder ein
Potenzial der Bezugsmasse bezeichnet.
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In
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung ist die Klemmschaltung
bzw. deren Begrenzerdiode zwischen dem Steueranschluss des High-Side-Schalters
und dem zweiten Versorgungsanschluss angeordnet. Auf diese Weise
wird das Potenzial am lastseitigen Anschluss des High-Side-Schalters
begrenzt.
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In
einer weiteren, ebenfalls typischen Ausgestaltung ist die Freilaufdiode
für einen
Freilauf bei einem Ausschalten des High-Side-Schalters zwischen dem
ersten Abgriff und dem zweiten Versorgungsanschluss angeordnet und
bezogen auf den ersten Abgriff in Flussrichtung geschaltet. Auf
diese Weise kann in einem Betriebsmodus, bei dem der High-Side-Schalter
geöffnet
ist, die in der induktiven Last gespeicherte Energie über diese
Freilaufdiode abgeleitet werden.
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In
einer sehr vorteilhaften Ausgestaltung ist ein zweiter Schalttransistor
sowie eine Rekuperationsdiode vorgesehen. Der zweite Schalttransistor
ist als Low-Side-Schalter ausgebildet, dessen gesteuerte Strecke
in Reihe zu der Last angeordnet ist. An einem Abgriff zwischen dem
zweiten Schalttransistor und der Last ist die Rekuperationsdiode
angeschlossen. Dieser Low-Side-Schalter ist im PWM-Betrieb der Schaltungsanordnung
vorzugsweise eingeschaltet, so dass die induktive Last bei eingeschaltetem High-Side-Schalter über den
Low-Side-Schalter mit der Versorgungsspannung verbunden und somit
aufgeladen werden kann. Bei ausgeschaltetem High-Side-Schalter wird die induktive Last
dann über
die Freilaufdiode und den Low-Side-Schalter langsam entladen. Die
Rekuperationsdiode dient dem Zweck, die induktive Last schnell gegen
die Versorgungsspannung zu entladen, sofern sich die gesamte Schaltungsanordnung
im ausgeschalteten Zustand befindet und somit der High-Side-Schalter
und Low-Side-Schalter
ausgeschaltet sind. Zu diesem Zwecke ist die Rekuperationsdiode
zwischen dem zweiten Abgriff und dem ersten Versorgungsanschluss
angeordnet und bezogen auf den zweiten Abgriff in Sperrrichtung
geschaltet.
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In
einer typischen Ausgestaltung ist/sind der High-Side-Schalter und/oder
der Low-Side-Schalter als Leistungs-MOSFET ausgebildet. Aus Kostengründen eignen
sich hier insbesondere n-Kanal-Transistoren, die gegenüber p-Kanal-Transistoren
eine geringere Chipfläche
bei gleichen Transistoreigenschaften aufweisen und somit insbesondere aus
Kostengründen
zu bevorzugen sind.
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In
einer ebenfalls bevorzugten Ausgestaltung ist zumindest die Freilaufdiode
als Leistungsdiode ausgebildet. Zusätzlich oder alternativ kann
auch die Rekuperationsdiode als Leistungsdiode ausgebildet sein.
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In
einer typischen Anwendung ist die Schaltungsanordnung zum wechselseitigen
schnellen Ein- und Ausschalten einer induktiven Last und insbesondere
zum PWM-Betrieb der Spuleninduktivität eines elektromagnetischen
Einspritzventils ausgelegt. Diese Spuleninduktivität bildet
damit die induktive Last, welche über den High-Side-Schalter
geschaltet werden soll. Denkbar wären aber auch beliebig andere Anwendungen,
beispielsweise für
3-Phasenfrequenzumrichter zum Betreib von Elektromotoren/Generatoren
mit elektronischer Kommutierung, bidirektionale DC/DC-Konverter
zur Ansteuerung elektronmagnetischer Ventile und dergleichen.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung ist eine Ansteuerschaltung zumindest
zum Ansteuern des High-Side-Schalters vorgesehen, die einen Treiber aufweist.
Zum dynamischen Schalten des High-Side-Schalters erzeugt der Treiber
einen Ansteuerstrom, beispielsweise einen PWM-modulierten Ansteuerstrom.
Der Treiber ist dabei als Leistungstreiber ausgebildet. Vorzugsweise
ist dabei die Ansteuerschaltung als integrierte Ansteuerschaltung
ausgebildet, d. h. die Elemente des Treibers sind zumindest teilweise
in einem einzigen Halbleiterchip implementiert.
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In
einer weiteren Ausgestaltung ist ein dem Treiber vorgeschalteter
Taktgenerator vorgesehen, der zum Beispiel Bestandteil der Ansteuerschaltung selbst
sein kann. Der Taktgenerator erzeugt zur Einstellung des Tastverhältnisses
des Ansteuerstromes ein Taktsignal für den Treiber. Vorzugsweise
wird als Taktgenerator ein einfacher Oszillator, beispielsweise ein
Quarzoszillator, verwendet.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Ansteuerschaltung eine
Entladeschaltung auf, die zum Ausschalten des High-Side-Schalters
einen Entladestrom erzeugt, über
welchen der Steueranschluss des High-Side-Schalters einem Ausschaltvorgang
des High-Side-Schalters entladbar ist. Vorzugsweise, jedoch nicht
notwendigerweise, weist die Entladeschaltung eine Schaltdiode auf,
die bezogen auf den Steueranschluss des High-Side-Schalters in Flussrichtung
angeordnet ist und über
die bei einem Ausschaltvorgang des High-Side-Schalters zumindest
kurzfristig der Entladestrom zum Entladen des Steueranschlusses
des High-Side-Schalters fließen kann.
In einer besonders vorteilhaften, da kostengünstigen Ausgestaltung sind
die Schaltdiode und die Begrenzerdiode als eine integrierte Doppeldiode ausgebildet,
deren Kathoden miteinander kurzgeschlossen sind und die zusammen
auf einem Halbleiterchip angeordnet sind.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Ansteuerschaltung und/oder
die Klemmschaltung eine Schaltungsanordnung zur Verrundung des Potenzials
am lastseitigen Ausgang des High-Side-Schalters auf, die bei einem
Ausschaltvorgang des High-Side-Schalters und damit bei einem Übergang
in den Freilauf bewirkt, dass das Steuerpotenzial VG und damit auch
das Potenzial am lastseitigen Ausgang des High-Side-Schalters langsamer
abnimmt.
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In
einer besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung bildet
die Freilaufdiode, der High-Side-Schalter und die induktive Last
eine PWM-Einheit. Die Schaltungsanordnung weist dabei eine Vielzahl
von solchen PWM-Einheiten auf. Vorzugsweise, jedoch nicht notwendigerweise,
sind dabei ein (einziger) Low-Side-Schalter sowie eine (einzige)
Rekuperationsdiode vorgesehen, die allen PWM-Einheiten zugeordnet
sind. Mittels dieser Schaltungsanordnung lassen sich dann verschiedene
induktive Lasten, beispielsweise, die verschiedenen elektromagnetischen
Einspritzventile einer Brennkraftmaschine, mit ein und derselben
Schaltungsanordnung betreiben. Besonders vorteilhaft kann es auch
sein, wenn für
die verschiedenen PWM-Einheiten jeweils eine einzige Ansteuerschaltung
bzw. auch ein einziger Treiber vorgesehen ist, der bei spielsweise über geeignete
Umschaltmittel jeweils die verschiedenen Steueranschlüsse der High-Side-Schalter
der unterschiedlichen PWM-Einheiten ansteuert.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren
der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele
beschrieben. Es zeigen dabei:
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1 eine
Schaltungsanordnung zum PWM-Betrieb einer Ventilspule zur Darstellung
der allgemeinen Problematik;
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2 Signal-Zeit-Diagramme
für die
Ventilspannung (Kurve a) und den Ventilstrom (Kurve b) beim PWM-Betrieb
der Ventilspule in 1;
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3 eine
Schaltungsanordnung entsprechend 1 mit parasitären Leistungsinduktivitäten zur
Erläuterung
der allgemeinen Problematik;
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4 ein
erstes, allgemeines Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb
einer induktiven Last;
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5 ein
zweites, detailliertes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb
einer induktiven Last;
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6 ein
drittes, detailliertes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb
einer induktiven Last;
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7 Signal-Zeit-Diagramme
für das
am Sourceanschluss des High-Side-Schalters anliegende Sourcepotenzial
ohne Klemmschaltung (Kurve c), mit erfindungsgemäßer Klemmschaltung entsprechend 4 (Kurve
d) und mit erfindungsgemäßer Klemmschaltung
zur Ver rundung des Sourcepotenzials entsprechend 6 (Kurve
e).
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In
allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente,
Merkmale und Signal – sofern
nichts Anderes angegeben ist – mit
denselben Bezugszeichen versehen.
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4 zeigt
anhand eines ersten, allgemeinen Ausführungsbeispiels eine Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb einer zumindest teilweise induktiven Last. In 4 ist
die Schaltungsanordnung mit Bezugszeichen 10 und eine Last
mit Bezugszeichen 11 bezeichnet. Nachfolgend wird davon
ausgegangen, dass die Last 11 ein elektromagnetisches Einspritzventil
ist und einen induktiven Teil L1 und einen resistiven Teil R0 aufweist.
Der induktive Teil L1, der die Spuleninduktivität L1 bildet, und der resistive Teil
R0, der sich im Wesentlichen aus dem Wicklungswiderstand ergibt,
sind in Reihenschaltung zueinander angeordnet. Typische Impedanzwerte
sind 150 μH
für die
Spuleninduktivität
L1 und etwa 0,5 Ω für den Wicklungswiderstand
R0.
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Die
Schaltungsanordnung 10 weist ferner zwei Schalttransistoren
T1, T2 auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel
sind die Schalttransistoren als n-Kanal MOS-Leistungstransistoren
(MOSFET) ausgebildet. Die Last 11 ist dabei in Reihe zu
den gesteuerten Strecken der Leistungs-MOSFET T1, T2 angeordnet.
Unter der gesteuerten Strecke ist dabei jeweils die Drain-Source-Strecke des
jeweiligen Leistungs-MOSFETs T1, T2 zu verstehen. Die Last 11 ist jeweils
mit einem Lastausgang der Leistungs-MOSFETs T1, T2 verbunden, so
dass die Last 11 somit zwischen den beiden Leistungs-MOSFET
T1, T2 angeordnet ist.
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Die
Reihenschaltung aus Leistungs-MOSFETs T1, T2 und Last 11 ist
zwischen einem ersten Versorgungsanschluss 12 und einem
zweiten Versorgungsanschluss 13 angeordnet. Am ersten Versorgungsanschluss
liegt ein erstes Versorgungspotenzial VBB, beispielsweise das positive
Batteriepotenzial VBB an, während
am zweiten Versorgungsanschluss 13 ein zweites Versorgungspotenzial
GND, beispielsweise ein negatives Versorgungspotenzial oder das Potenzial
der Bezugsmasse GND, anliegt. Der Leistungs-MOSFET T1 ist somit
als High-Side-Schalter T1
ausgebildet, während
der Leistungs-MOSFET T2 als Low-Side-Schalter T2 ausgebildet ist.
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Über die
Versorgungsanschlüsse 12, 13 ist die
Schaltungsanordnung somit mit einer Energieversorgung 31,
beispielsweise einer Gleichspannungsbatterie 31, verbindbar.
Abhängig
von der Ansteuerung der Leistungs-MOSFETs T1, T2 lässt sich
die Last 11 bzw. die Spuleninduktivität L1 somit mit der Versorgungsspannung
V+ = VBB – GND
beaufschlagen.
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Die
Schaltungsanordnung 10 weist ferner eine Freilaufdiode
D1 und eine Rekuperationsdiode D2 auf. Beide Dioden D1, D2 sind
hier als Leistungsdioden ausgebildet. Die Freilaufdiode D1 ist anodenseitig
mit dem zweiten Versorgungsanschluss 13 und kathodenseitig
mit einem am Abgriff 14 verbunden. Der Abgriff 14 definiert
hier einen Anschluss zwischen dem lastseitigen Ausgang (Source)
des High-Side-Schalters T1 und der Last 11. Die Rekuperationsdiode
D2 ist kathodenseitig mit dem ersten Versorgungsanschluss 12 und
anodenseitig mit einem Abgriff 15 zwischen der Last 11 und
dem lastseitigen Ausgang (Drain) des Low-Side-Schalters T2 verbunden.
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Zur
Ansteuerung des High-Side-Schalters T1 ist eine Ansteuerschaltung 16 vorgesehen.
Die Ansteuerschaltung 16 enthält einen Taktgenerator 17 sowie
einen (Leistungs-)Treiber 18. Die Ansteuerschaltung 16 kann
Bestandteil eines Mikrocontrollers oder einer sonstigen programmgesteuerten
Einrichtung sein oder auch als diskrete Ansteuerschaltung 16 ausgebildet
sein, was insbesondere für
den Treiber 18, der zur Ansteuerung des Leistungs-MOSFETs
T1 einen entsprechend hohen Ansteuerstrom bereit stellen muss, von
Vorteil ist. Der Taktgenerator 17 erzeugt ausgangsseitig
ein Taktsignal CLK, wel ches dem nachgeschalteten Treiber 18 zugeführt wird.
Der Treiber 18 erzeugt abhängig von dem Taktsignal CLK
ausgangsseitig ein Stromsignal IG, welches dem Steueranschluss G
(Gate) des High-Side-Schalters T1 zugeführt wird. Die Ansteuerung des Low-Side-Schalters
T2 erfolgt über
in 4 nicht näher
dargestellte Schaltungsmittel, kann jedoch auch durch die Ansteuerschaltung 16 erfolgen.
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Der
High-Side-Schalter T1, die Freilaufdiode D1 und die Spuleninduktivität L1 der
Last 11 bilden eine PWM-Einheit 19 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 10.
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Erfindungsgemäß ist nun
eine Klemmschaltung 20 vorgesehen, die mit dem Steueranschluss
G des High-Side-Schalters T1 verbunden ist. Die Klemmschaltung 20 ist
hier als einfache Schaltdiode D4 ausgebildet, deren Kathode mit
dem Steueranschluss G des High-Side-Schalters T1 und dessen Anode
mit dem Versorgungsanschluss 13 verbunden ist. Die Klemmschaltung 20 fungiert
hier als aktive Klemmschaltung 20, die bei einem Ausschaltvorgang das
Steuerpotenzial VG am Steueranschluss G des High-Side-Schalters
T1 auf ein vorgegebenes Potenzial, nämlich das Flusspotenzial (–0,7 Volt)
der Schaltdiode D4, aktiv festhält.
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Nachfolgend
sei die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 10 und
insbesondere der Klemmschaltung 20 kurz beschrieben.
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Zum
Schalten der Last 11 wird zunächst der Low-Side-Schalter
T2 geschlossen. Anschließend oder
gleichzeitig wird auch der High-Side-Schalters T1 geschlossen. Das
Einschalten des High-Side-Schalters T1 wird durch ein Steuerstromsignal
IG des Treibers 18 gesteuert. Mittels des Steuerstromsignals
IG wird die Gatekapazität
des High-Side-Schalters T1 aufgeladen, wodurch in gleicher Weise
die Gate-Source-Spannung VGS ansteigt. Hat das Gatepotenzial VG
eine vorgegebene Einschaltschwelle Vth erreicht, dann wird der stromführende Ka nal
des High-Side-Schalters T1 geöffnet
und es fließt
ein Drainstrom ID. Der High-Side-Schalter T1 ist nun eingeschaltet.
Mit dem Einschalten des High-Side-Schalters T1 fließt auch
ein Strom IL1 durch die Spuleninduktivität L1, wodurch diese sehr schnell aufgeladen
wird. Bedingt durch die relativ geringe Induktivität, zum Beispiel
15 μH, und
die relativ hohe Versorgungsspannung V+ ≈ 48 Volt steigt der Spulenstrom
IL1 sehr schnell an. Erreicht der Spulenstrom IL1 einen vorbestimmten
Wert, zum Beispiel 20 A, dann wird das der Spuleninduktivität L1 zugeordnete
elektromagnetische Einspritzventil geöffnet.
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Um
zu verhindern, dass der Spulenstrom IL1 bei geschlossenem High-Side-Schalter
T1 weiter ansteigt, wird der High-Side-Schalter T1 wieder geöffnet. Hierzu
wird das Steuerstromsignal IG wieder zurückgesetzt (zum Beispiel auf
0 Ampere). Ferner wird das Potenzial VG am Steueranschluss G des High-Side-Schalters T1
so lange verringert, beispielsweise durch einen entsprechenden Entladestrom,
bis die Gate-Source-Spannung
VGS des High-Side-Schalters T1 ein Abschnüren des stromführenden
Kanals (Drainstrom) bewirkt. Der High-Side-Schalter T1 wird somit wieder geöffnet. Nach
dem Öffnen
des High-Side-Schalters T1 fließt
der Spulenstrom IL1 in diesem so genannten Freilaufbetrieb getrieben
von der Spuleninduktivität
L1 über
die Freilaufdiode D1, die Spuleninduktivität L1 und den Low-Side-Schalter
T2 weiter, wobei der Spulenstrom IL1 dabei langsam abklingt.
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Durch
periodisches Schließen
und Öffnen des
High-Side-Schalters
T1 (siehe auch 2) kann so ein mittlerer Spulenstrom
IL1 in der Spuleninduktivität
L1 erzeugt werden. Zum wechselseitigen Schließen wechselt die Ansteuerschaltung
in einen PWM-Betrieb und erzeugt ein beispielsweise rechteckförmiges pulsweiten-moduliertes
Steuerstromsignal IG.
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Soll
das der Last 11 zugeordnete Ventil wieder geschlossen werden,
beispielsweise wenn die gewünschte
Kraftstoffmenge in den Motor des Kraftfahrzeuges eingespritzt wurde,
dann werden beide MOSFET T1, T2 ausgeschaltet bzw. geöffnet. Der
in der Spuleninduktivität
L1 gespeicherte Strom Il1 fließt
nun über
die Freilaufdiode D1, die Last 11 und die Rekuperationsdiode
D2 ab. Bedingt durch die relativ hohe Versorgungsspannung V+ ≈ 48 Volt klingt der
Spulenstrom IL 1 sehr schnell ab, d. h. das Ventil wird sehr schnell
geschlossen.
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Wie
bereits eingangs erwähnt,
kann es beim Ausschaltevorgang des High-Side-Schalters T1 bedingt
durch die in den parasitären
Leitungsimpedanzen gespeicherte Energie dazu kommen, dass der Sourceanschluss
S des High-Side-Schalters T1 betragsmäßig kurzfristig ein relativ
hohes Potenzial VS aufweist. Man spricht hier von Spannungsspitzen beim
Ausschalten des High-Side-Schalters T1. Mittels der erfindungsgemäßen Klemmschaltung 20 wird
nun der Steueranschluss G des High-Side-Schalters T1 auf ein vorgegebenes
Steuerpotenzial VG festgehalten, unabhängig von dem Entladevorgang
der Gatekapazität
des High-Side-Schalters T1. Dies bewirkt, dass zwar der Steueranschluss
G des High-Side-Schalters T1 langsamer entladen wird, was den Ausschaltvorgang
insgesamt etwas verzögert.
Jedoch wird dadurch vorteilhafterweise auch der lastseitige Anschluss
S des High-Side-Schalters T1 auf ein vorgegebenes Sourcepotenzial
VS begrenzt.
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5 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum
PWM-Betrieb einer induktiven Last, bei dem insbesondere die Treiberschaltung 18 detaillierter
dargestellt ist.
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Die
Treiberschaltung 18 weist eingangsseitig einen Schalttransistor
T3 auf, dessen Steueranschluss und Versorgungsanschluss über Schaltwiderstände R1,
R2 mit der Bezugsmasse GND verbunden sind. Dem Schalttransistor
T3 wird somit das Taktsignal CLK des Taktgenerators 17 zugeführt. Der Schalttransistor
T3 erzeugt ausgangsseitig ein Steuerstromsignal S1.
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Der
Treiber 18 weist ferner einen ersten Stromspiegel 21 auf,
der eingangsseitig mit dem Ausgang 28 des Schalttransistors
T3 verbunden ist. Der erste Stromspiegel 21 weist zwei
Stromspiegelwiderstände
R3, R4 sowie eine Diode D3 und einen Schalttransistor T4 auf. Der
Steueranschluss des Schalttransistor T4 wird über das Steuerstromsignal S1
angesteuert. Der erste Stromspiegel 21 ist versorgungsseitig
mit einer Hilfsspannungsquelle 22 verbunden, die beispielsweise
eine gegenüber
der Versorgungsspannung V+ = VBB – GND der Spannungsversorgungsquelle 31 geringere
Hilfsspannung VHILF bereit stellt. Beispielsweise beträgt die Hilfsspannung
VHILF ≈ 12
Volt, während
die Versorgungsspannung V+ ≈ 48
Volt beträgt.
Das von dem ersten Stromspiegel 21 an seinem Ausgang 29 bereit gestellte
Steuerstromsignal S2 hängt
im Wesentlichen von dem Steuerstromsignal S1, dem Verhältnis der
Stromspiegelwiderstände
R3, R4 und dem Verstärkungsfaktor
des Schalttransistors T4 ab.
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Der
Treiber 18 weist ferner einen zweiten Stromspiegel 22 mit
zwei weiteren Stromspiegelwiderständen R5, R6 und einem weiteren
Schalttransistor T5 auf. Eingangsseitig ist der zweite Stromspiegel 22 mit
dem Ausgang 29 des ersten Stromspiegels verbunden, so dass
der Schalttransistor T5 durch das vom ersten Stromspiegel 21 ausgangsseitig
bereitgestellte Steuerstromsignal S2 angesteuert wird. Der weitere
Stromspiegel 22 ist versorgungsseitig mit dem zweiten Versorgungsanschluss 13 für die Bezugsmasse
GND verbunden. Der zweite Stromspiegel 22 ist ausgangsseitig
mit einem Steueranschluss G des High-Side-Schalters T1 verbunden und
steuert diesen mit dem Steuerstromsignal IG an. Mittels der Stromspiegelwiderstände R5,
R6 des zweiten Stromspiegels 22 lässt sich eine entsprechende
Rampe für
das Steuerstromsignal IG und damit eine Durchschaltzeit einstellen.
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Der
Treiber 18 weist ferner eine Entladeschaltung zum Entladen
der Gatekapazität
des High-Side-Schalters T1 und somit zum Öffnen des High-Side-Schalters
T1 im PWM-Betrieb auf. Die Entladeschaltung weist hierzu eine weitere
Schaltdiode D6 auf. Die Schaltdiode D6 ist zwischen dem Steueranschluss
und dem Ausgang 30 des Schalttransistor T5 des zweiten
Stromspiegels 23 angeordnet. Diese Schaltdiode D6 dient
dem Zweck, beim Ausschalten des High-Side-Schalters T4 das Einschalten
des Schalttransistors T5 zu ermöglichen, um
so über
den Widerstand R6 die Gatekapazität des High-Side-Schalters T1
zu entladen.
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Die
erfindungsgemäße Klemmschaltung 20 bzw.
die Schaltdiode D4 ist in dem Ausführungsbeispiel in 5 Bestandteile
des Treibers 18. Dabei ist die Schaltdiode D4 zwischen
dem zweiten Versorgungsanschluss 13 und dem Steueranschluss
G des High-Side-Schalters T1 angeordnet.
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Solange
das Gatepotenzial VG kleiner als –0,7 Volt und somit größer als
die Flussspannung der Schaltdiode D4 ist, sperrt die Schaltdiode
D4. Sinkt das Gatepotenzial VG, getrieben durch den durch den Schalttransistor
T5 und den Stromspiegelwiderstand R6 fließenden Entladestrom, weiter,
so wird die Schaltdiode D4 leitend und verhindert ein weiteres Absinken
des Gatepotenzials VG. Da der High-Side-Schalter T1 in dieser Konfiguration
in einer Source-Folgerschaltung betrieben wird, ist das Sourcepotenzial
VS nun durch die Flussspannung der Schaltdiode D4 und die zum Führen des
Sourcestromes IS erforderlichen Gate-Source-Spannung VGS wie folgt definiert: VS = VD4 + VGS
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Im
Falle von parasitären
Leitungsinduktivitäten
von etwa 30 nH ergibt sich beim Ausschalten des High-Side-Schalters
T1 ein Sourcepotenzial von etwa –5,6 Volt, die zusätzlich zu
der Versorgungsspannung V+ = 48 Volt für die Belastung des High-Side-Schalters
zu berücksichtigen
ist. Gegenüber
einer Schaltungsanordnung ohne Klemmschaltung stellt dies eine signifikante
Verbesserung dar.
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5 zeigt
eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung, bei der die beiden Schaltdioden
D4, D6 der Klemmschaltung 20 und der Entladeschaltung als
Doppeldiode 24 ausgebildet sind. Bei dieser Anordnung sind
die Kathoden 32 der beiden Schaltdioden D4, D6 miteinander
kurzgeschlossen.
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Der
prinzipielle Aufbau und die prinzipielle Funktionsweise des in
5 dargestellten
Treibers
18 ist in der eingangs genannten
DE 102 52 827 B3 ausführlich beschrieben,
so dass nachfolgend verzichtet wird, dessen Aufbau und Funktionsweise
weiter im Detail zu erläutern.
Diese Druckschrift
DE
102 52 827 B3 wird hinsichtlich des Aufbaus und der Funktionsweise
der Treiberschaltung
18 vollinhaltlich in die vorliegende
Patentanmeldung mit einbezogen.
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6 zeigt
ein drittes, detaillierteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zum PWM-Betrieb
einer induktiven Last.
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Im
Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 5 weist
die erweiterte Schaltungsanordnung 10 in 6 eine
Einrichtung 25 auf, die der Verrundung des Sourcepotenzials
VS des High-Side-Schalters T1 dient. Diese Einrichtung 25 ist
zwischen dem zweiten Stromspiegel 23 und dem zweiten Versorgungsanschluss 13 angeordnet.
Die Einrichtung 25 weist einen Kondensator C2 und eine
Zehnerdiode D5 auf, die in Parallelschaltung zueinander angeordnet
sind und die über
einen Widerstand R7 mit dem Versorgungsanschluss 26 des
zweiten Stromspiegels 23 verbunden sind.
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Bei
eingeschaltem High-Side-Schalter T1 wird der Kondensator C2 über den
Source-Anschluss S des High-Side-Schalters T1 aufgeladen. Die Ladespannung
des Kondensators C2 ist dabei durch die parallel dazu geschaltete
Zehnerdiode D5 auf eine vorgegebene Spannung begrenzt, beispielsweise
auf einen Spannungswert von etwa 10 Volt. Wird der High-Side-Schalter
T1 nun ausgeschaltet, so fällt
getrieben über
die Spuleninduktivität
L1 das Gatepotenzial VG ab, bis es einen Spannungswert von etwa
VG ≈ –0,7 Volt
unterhalb der Ladespannung des Kondensators C2 erreicht. Dadurch
wird die Diode D4 leitend. Der Kondensator C2 ist nun der Gatekapazität des High-Side-Schalters T1,
insbesondere den Gatekapazitäten
zwischen Gate- und Source-Anschluss und Gate- und Drain-Anschluss,
parallel geschaltet und übernimmt
einen Teil des durch den Widerstand R5 und den Schalttransistor
T5 fließenden
Entladestromes. In der Folge sinkt das Gatepotenzial VG und damit
nimmt auch das Sourcepotenzial VS des High-Side-Schalters T1 etwas
langsamer ab. Die Spannung am Kondensator C2 sinkt so lange, bis
die Zehnerdiode D5 in Flussrichtung gepolt ist. Dann wirkt die bereits
oben anhand von 4 beschriebene Klemmschaltung 20,
wobei dann die Funktion der Klemmschaltung 20 durch die
Schaltdiode D4 und zusätzlich
durch die Zehnerdiode D5 bewirkt wird, d. h. die Klemmung erfolgt
hier auf der Basis der Flussspannungen der beiden Dioden D4, D5.
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Die
Schaltungsanordnung in 6 stellt gegenüber der
Schaltungsanordnung in 5 eine weitere vorteilhafte
Ausgestaltungsmöglichkeit
dar, bei der eine dynamische Anhebung des Anodenpotenzials der Schaltdiode
D4 vorgenommen wird. Hierzu wird eine eigens dafür vorgesehene Einrichtung 25 bereit
gestellt, die eine gezielte Abrundung des Verlaufs des Sourcepotenzials
VS des High-Side-Schalters T1 beim Übergang in den Freilauf ermöglicht.
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7 zeigt
diesen Zusammenhang anhand von drei Signal-Zeit-Diagrammen, wobei als Signal das
Sourcepotenzial VS des High-Side-Schalters T1 bezeichnet ist und
wobei parasitäre
Leitungsinduktivitäten
in der Höhe
von etwa 30 nH angenommen wurden.
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Die
mit c bezeichnete Kurve stellt das Sourcepotenzial VS am High-Side-Schalter
T1 dar, welches ohne erfindungsgemäße Klemmschaltung 20 (siehe 3)
beim Ausschalten des High-Side-Schalters
T1 auftritt. Eine deutliche Verbesserung ergibt sich, sofern eine
erfindungsgemäße Klemmschaltung 20 verwendet
wird, wie die Kurven d und e darstellen. Die Kurve d zeigt dabei
das Sourcepotenzial VS entsprechend einer Schaltungsanordnung entsprechend
den 4 und 5. Es zeigt sich, dass dadurch
eine signifikante Reduzierung des Sourcepotenzial VS beim Ausschalten
des High-Side-Schalters T1 realisiert werden kann. Eine insbesondere
hinsichtlich der EMV-Abstrahlung weiter verbesserte Abschaltcharakteristik
zeigt die Kurve e, bei der beim Abschalten eine Verrundung des Sourcepotenzials
VS entsteht und damit ein Knick 27 vermieden wird. Eine
entsprechende Kurve lässt
sich beispielsweise mit einer Schaltungsanordnung entsprechend 6 realisieren.
Durch die Verwendung der Schaltungsanordnung ergibt sich bei einem
Ausschaltvorgang eine Abrundung des Sourcepotenzials VS, was insbesondere
hinsichtlich der zeitlichen Änderung
des Sourcepotenzials (dVS/dt) und damit hinsichtlich der EMV-Abstrahlung
sehr vorteilhaft ist.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele
beschrieben wurde, sei sie nicht darauf beschränkt, sondern ist auf beliebige
Art und Weise modifizierbar.
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So
sei die Erfindung nicht ausschließlich auf die Verwendung bei
einem elektromagnetischen Einspritzventil beschränkt, sondern lässt sich
bei beliebigen induktiven Lasten einsetzen. Zum Schalten der Last
ist auch nicht notwendigerweise ein Leistungs-MOSFET erforderlich.
Vielmehr kann hierzu zusätzlich
oder alternativ auch ein beliebig anderer Leistungsschalter und/oder
ein beliebig anderes durch Feldeffekt steuerbares Halbleiterbauelement verwendet
werden.
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In
der vorliegenden Erfindung wurde die erfindungsgemäße Klemmschaltung
zur Begrenzung des Steuerpotenzials des High-Side-Schalters durch eine einfache Schaltdiode
realisiert. Die Erfindung sei aber nicht darauf beschränkt, sondern
ließe
sich auch beliebig anders realisieren, wenngleich die Verwendung
einer Schaltdiode insbesondere aus Kostengründen besonders bevorzugt ist.
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Statt
der Verwendung einer in den 5 und 6 dargestellten,
als Entladeschaltung ausgebildeten Schaltdiode kann zusätzlich oder
alternativ das Entladen der Gatekapazität des High-Side-Schalters auch über einen
Ableitungswiderstand erfolgen, der zum Beispiel zwischen dessen
Gate- und Source-Anschluss
angeordnet ist, oder einer beliebig anderen Einrichtung erfolgen.