DE102016225044A1

DE102016225044A1 - Linearisierungsschaltung und Verfahren zum Linearisieren eines Messsignals

Info

Publication number: DE102016225044A1
Application number: DE102016225044.2A
Authority: DE
Inventors: Harald Haas
Original assignee: Micro Epsilon Messtechnik GmbH and Co KG
Current assignee: Micro Epsilon Messtechnik GmbH and Co KG
Priority date: 2016-12-14
Filing date: 2016-12-14
Publication date: 2018-06-14
Also published as: CN110291720A; JP2020502919A; EP3556019A1; US10700698B2; WO2018108216A1; US20200021306A1; JP6979070B2; CN110291720B

Abstract

Es ist eine Linearisierungsschaltung zum Linearisieren eines Messsignals offenbart, wobei die Linearisierungsschaltung einen Eingang zum Eingeben des Messsignals (U) und einen Ausgang zum Ausgeben eines linearisierten Ausgangssignals aufweist. Die Linearisierungsschaltung umfasst ein Referenzbauteil, eine Lade- und Entladesteuerung (7) und eine Komparatorschaltung (10). Das Referenzbauteil weist dabei eine nicht-lineare Abhängigkeit von Strom oder Spannung auf und ist vorzugsweise durch eine Spule (L) oder einen Kondensator (C) gebildet. Die Lade- und Entladesteuerung (7) ist zum Steuern eines abwechselnden Aufladens und Entladens des Referenzbauteils ausgebildet ist. Die über dem Referenzbauteil anliegende Spannung oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, bildet ein Referenzsignal (U) oder einen Wechselanteil eines Referenzsignals (U). Das Steuern des Aufladens und Entladens erfolgt derart, dass das Referenzsignal (U) einen im Wesentlichen periodischen Verlauf annimmt. In die Komparatorschaltung (10), die einen ersten Eingang (11), einen zweiten Eingang (12) und einen Ausgang umfasst, werden das Referenzsignal (U) und das Messsignal (U) eingegeben, nämlich das Referenzsignal (U) in den ersten Eingang (11) und das Messsignal (U) in den zweiten Eingang (12). Die Komparatorschaltung (10) ist dazu ausgebildet ist, basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U) mit dem Messsignal (U) an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal (U) zu erzeugen und auszugeben, so dass das Rechtecksignal ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentiert. Es ist ferner ein entsprechendes Verfahren offenbart.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Linearisierungsschaltung zum Linearisieren eines Messsignals, wobei die Linearisierungsschaltung einen Eingang zum Eingeben des Messsignals und einen Ausgang zum Ausgeben eines linearisierten Ausgangssignals aufweist. Die Erfindung betrifft ferner ein entsprechendes Verfahren.
In der Praxis muss häufig eine physikalische Größe, wie beispielsweise eine Entfernung, eine Position, eine Temperatur, eine Wellenlänge, eine Beleuchtungsintensität, eine (magnetische oder elektrische) Feldstärke oder eine Kraft, gemessen und in ein elektrisches Signal umgewandelt werden. Dieses elektrische Signal - das Messsignal - kann dann mit einer elektrischen Schaltung weiterverarbeitet werden. Dabei ist es meist wichtig, dass ein linearer Zusammenhang zwischen der physikalischen Größe und dem Messsignal besteht. Dies bedeutet, dass sich das Messsignal bei einer linearen Veränderung der physikalischen Größe ebenso linear ändert. Ein derartiger linearer Zusammenhang erleichtert eine Nutzung des Messsignals erheblich.
Sehr häufig weisen die für derartige Messungen verwendeten Sensoren oder Sensoranordnungen allerdings keine linearen Kennlinien auf, d.h. das Messsignal steht in einem nichtlinearen Zusammenhang zu der physikalischen Größe. In diesem Fall muss das Messsignal linearisiert werden. Dabei ist in den meisten Fällen ein erheblicher Aufwand in Hard- und/oder Software erforderlich.
Als hardwaremäßige Linearisierung findet man oftmals sogenannte logarithmische Verstärker, deren Verstärkung in Abhängigkeit der Eingangsspannung variiert. Der Nachteil derartiger Schaltungen ist, dass sie auf einem gematchten Transistorpaar basieren, deren Kennlinien und Temperaturverhalten möglichst geringe Abweichungen voneinander aufweisen müssen. Derartige Paare sind teuer, schwer erhältlich und in der Bauform groß. Zudem ist eine zusätzliche Temperaturkompensation des Transistorpaares vonnöten, damit der Temperaturfehler der Schaltung in gewissen Grenzen bleibt.
Zusätzlich müssen mehrere Operationsverstärker eingesetzt werden, deren Rauschen, Temperaturdrift und Offsetspannung niedrig sein muss. Als externe Beschaltung sind zudem Präzisionswiderstände mit kleinen Toleranzen und Temperaturdriften erforderlich. Damit entstehen durch eine derartige Schaltung erhebliche Kosten.
Soll das Messsignal über Software linearisiert werden, sind schnelle und präzise Analog-Digital-Wandler notwendig. Damit insbesondere in einem flachen Bereich der Kennlinie noch hinreichend gute Ergebnisse erzielt werden können, muss der Analog-Digital-Wandler eine möglichst große Anzahl von Bits besitzen. Nach der Umwandlung gibt es zwei gängige Methoden, das digitalisierte Signal zu linearisieren:

- über ein Polynom höherer Ordnung, das einen entsprechend schnellen Rechner erfordert, oder
- über sogenannte Look-Up-Tabellen, die einen entsprechenden Speicherplatz erfordern und bei kleinen Veränderungen des Rohsignals komplett neu berechnet werden müssen.

Bei beiden Ansätzen ist nachteilig, dass die Auflösung mit flacher werdendem Rohsignal sinkt, da die Digitalisierungssprünge des Analog-Digital-Wandlers gleich groß bleiben. Zudem ist die Umwandlung oft sehr langsam.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Linearisierungsschaltung und ein Verfahren der eingangs genannten Art derart auszugestalten und weiterzubilden, dass ein linearisiertes Ausgangssignal bzw. ein für ein linearisiertes Signal repräsentatives Signal mit möglichst geringem Aufwand und zu möglichst geringen Kosten erzeugt werden kann.
Erfindungsgemäß wird die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Danach ist die in Rede stehende Linearisierungsschaltung gekennzeichnet durch:

ein Referenzbauteil, das eine nichtlineare Abhängigkeit von Strom oder Spannung aufweist, wobei die über dem Referenzbauteil anliegende Spannung oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, ein Referenzsignal (U_c) oder einen Wechselanteil eines Referenzsignals (U_c) bildet,
eine Lade- und Entladesteuerung, die zum Steuern eines abwechselnden Aufladens und Entladens des Referenzbauteils ausgebildet ist, wobei das Steuern des Aufladens und Entladens derart erfolgt, dass das Referenzsignal (U_c) einen im Wesentlichen periodischen Verlauf hat,
eine Komparatorschaltung mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei das Referenzsignal (U_c) auf den ersten Eingang und das Messsignal (U_d) auf den zweiten Eingang aufgeschaltet ist und wobei die Komparatorschaltung dazu ausgebildet ist, basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U_c) mit dem Messsignal (U_d) an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal (U_a) zu erzeugen und auszugeben, so dass das Rechtecksignal ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentiert.

In verfahrensmäßiger Hinsicht ist die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 17 gelöst. Danach umfasst das in Rede stehende Verfahren die Schritte:

abwechselndes Aufladen und Entladen eines Referenzbauteils zum Erzeugen eines Referenzsignals (U_c), das von einer über dem Referenzbauteil anliegenden Spannung oder von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abhängt, wobei das Aufladen und Entladen des Referenzbauteils derart gesteuert wird, dass das Referenzsignal (U_c) einen periodischen Verlauf annimmt,
Eingeben des Referenzsignals (U_c) in einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung der Linearisierungsschaltung,
Eingeben des Messsignals (U_d) in einen zweiten Eingang der Komparatorschaltung,
Erzeugen eines Rechtecksignals (U_a) basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U_c) mit dem Messsignal (U_d) durch die Komparatorschaltung und
Ausgeben des Rechtecksignals (U_a) aus der Linearisierungsschaltung als ein linearisiertes Ausgangssignal.

In erfindungsgemäßer Weise ist zunächst erkannt worden, dass nichtlineare Kennlinien von Sensoren oder Sensoranordnungen sehr häufig Kurven sind, die eine betragsmäßig kleiner werdende Steigung aufweisen. Üblicherweise ist die Steigung der Kennlinien vieler nichtlinearer Sensoren oder Sensoranordnungen - sowohl bei einer ansteigenden als auch bei einer abfallenden Charakteristik der Kennlinie - im unteren Teil des Messbereichs betragsmäßig größer und bietet damit eine höhere Empfindlichkeit als im oberen Bereich. Zum oberen Ende des Messbereichs hin flacht die Kennlinie hingegen zunehmend ab. Es ist ferner erkannt worden, dass elektronische Bauelemente mit nichtlinearer Abhängigkeit von Spannung oder Strom ein sehr ähnliches Verhalten aufweisen. Derartige Bauelemente sind beispielsweise eine Kapazität (Kondensator) oder eine Induktivität (Spule).
Eine nichtlineare Abhängigkeit von Spannung oder Strom bedeutet, dass sich die Spannung über dem Bauteil oder der Strom durch das Bauteil bei einer konstanten Anregung nicht linear verändert. Am Beispiel eines Kondensators und einer Spule sei dies genauer verdeutlicht. Die Spannung U_c über die Kapazität verläuft bei Anlegen einer Gleichspannung U_b - der konstanten Anregung - entsprechend der Gleichung: $U_{c} = U_{b} \cdot (1 - e^{\frac{- t}{τ}})$
Dabei ist τ eine Zeitkonstante, mit der die Spannung U_c exponentiell ansteigt und die von der Größe der Kapazität und der Widerstand, über den die Kapazität geladen wird, abhängt.
Entsprechendes gilt für einen Stromfluss durch eine Spule und einen dadurch bedingten Spannungsabfall U_c an einem Widerstand R. Der Spannungsabfall U_c am Widerstand R, bedingt durch den Stromfluss durch die Spule, verläuft beim Anlegen einer Gleichspannung U_b entsprechend der Gleichung: $U_{c} = R \cdot I_{0} \cdot (1 - e^{\frac{- t}{τ}}) mit I_{0} = \frac{U_{b}}{R_{L}}$
Dabei ist R_L der ohmsche Widerstand der Spule und τ eine Zeitkonstante, mit der der Strom durch die Spule exponentiell ansteigt.
Erfindungsgemäß ist ferner erkannt worden, dass genau dieses Verhalten von elektronischen Bauelementen mit nichtlinearer Abhängigkeit von Spannung oder Strom dazu genutzt werden kann, eine Linearisierung nichtlinearer Messsignale herbeizuführen. Tatsächlich ist es sogar so, dass viele nichtlineare Sensoren einen vergleichbaren Verlauf aufweisen, wie beispielsweise die Ladekurve einer Kapazität bzw. Stromaufnahme einer Induktivität. Daher wird ein derartiges elektronisches Bauteil als Referenzbauteil genutzt und mithilfe dieses Referenzbauteils ein Referenzsignal erzeugt. Das Referenzsignal kann dabei die über das Referenzbauteil abfallende Spannung sein. Alternativ kann die über das Referenzbauteil abfallende Spannung einen Wechselanteil des Referenzsignals bilden. Sofern das Referenzbauteil ein stromgesteuertes Bauteil ist, wie beispielsweise eine Spule, kann der Strom zum Bilden eines Referenzsignals genutzt werden, indem beispielsweise der Stromfluss in einen entsprechenden Spannungsabfall gewandelt wird. Hierzu kann ein Widerstand genutzt werden, der von diesem Strom durchflossen wird. Auch hier kann die abgeleitete Spannung das Referenzsignal selbst oder aber den Wechselanteil des Referenzsignals bilden.
Dieses Referenzsignal wird mit dem Messsignal verglichen. Damit der Vergleich nicht nur einmalig durchgeführt werden kann, wird periodisch ein Lade- und Entladevorgang durchgeführt. Unter Ladevorgang bzw. Entladevorgang wird jeweils das Einspeisen bzw. Entnehmen von Energie verstanden. Im Falle eines Kondensators bedeutet dies, dass ein elektrisches Feld in dem Kondensator aufgebaut (Aufladen) oder das elektrische Feld abgebaut wird (Entladen). Bei einer Spule würde ein magnetisches Feld aufgebaut (Aufladen) oder abgebaut (Entladen).
Eine erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung, die diesen Effekt nutzt, weist ein Referenzbauteil, eine Lade- und Entladesteuerung und eine Komparatorschaltung auf. Die Lade- und Entladesteuerung ist dazu ausgebildet, ein abwechselndes Aufladen und Entladen des Referenzbauteils zu steuern. Dabei wird das Aufladen und Entladen derart gesteuert, dass das Referenzsignal einen im Wesentlichen periodischen Verlauf annimmt. In der Praxis wird dies dadurch erreicht, dass nach einer festen Periodenlänge T ein neuer Ladevorgang gestartet wird. Die Spannung über dem Referenzbauteil oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, wird als Referenzsignal genutzt oder bildet einen Wechselanteil eines Referenzsignals. Im letztgenannten Fall würde die Spannung über dem Referenzbauteil bzw. die von dem fließenden Strom abgeleitete Spannung um einen Offset verschoben.
Die Komparatorschaltung weist einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Ausgang auf. Dabei wird das Referenzsignal auf den ersten Eingang und das Messsignal auf den zweiten Eingang geschaltet. Die Komparatorschaltung vergleicht das Referenzsignal mit dem Messsignal und erzeugt basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal. Ergänzend wird ein Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus verwendet. Hierdurch entsteht eine variable Zeitspanne, die von dem Referenzzeitpunkt und dem Zeitpunkt des Änderns eines Vergleichsergebnisses abhängig ist und die ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentiert. Je größer nämlich das Messsignal ist, desto später in einem Ladeast eines Lade-Entlade-Zyklus ändert sich das Vergleichsergebnis zwischen Messsignal und Referenzsignal. Dadurch wird der Effekt der abflachenden Kennlinien des Sensors bzw. der Sensoranordnung durch das Ladeverhalten des Referenzbauteils kompensiert. Das Rechtecksignal ist damit ein Pulsweiten-moduliertes Ausgangssignal, das eine Linearisierung des Messsignals darstellt.
Als Messsignal wird in dem vorliegenden Kontext eine Gleichspannung angesehen, der von der gemessenen physikalischen Größe abhängig ist. Eine derartige Gleichspannung liegt bei nichtlinearen Sensoren oder Sensoranordnungen vielfach unmittelbar vor oder kann auf einfache Art und Weise generiert werden. Wenn beispielsweise der Sensor bzw. die Sensoranordnung ein Wirbelstromsensor umfasst, dessen Frequenz von dem Abstand eines Messobjekts abhängig ist, so kann diese Frequenz problemlos in eine entsprechende Gleichspannung gewandelt werden. Insofern stellt diese Annahme keine wirkliche Einschränkung bezüglich der erfindungsgemäßen Lehre dar.
Als Rechtecksignal wird ein Wechselsignal angesehen, das zwischen einem ersten Pegel und einem zweiten Pegel wechselt. Dabei ist der Wechsel zwischen einem ersten Pegel und einem zweiten Pegel im Vergleich zu der Periodenlänge T des Rechtecksignals deutlich kleiner. Üblicherweise sind die Pegelwechsel in weniger als 1 % der Periodenlänge vollzogen. Vorzugsweise ist dabei ein erster Pegel ein High-Pegel und ein zweiter Pegel ein Low-Pegel. Bei welchen Spannungen ein High- bzw. Low-Pegel konkret liegt, hängt von der jeweils konkret verwendeten Implementierung der Linearisierungsschaltung ab. Gebräuchliche Werte für High-Pegel liegen beispielsweise bei 3,3 Volt oder 5 Volt, Low-Pegel liegen häufig bei 0 Volt.
Das Verhältnis zwischen einer Ladephase und einer darauffolgenden Entladephase des Kondensators kann relativ beliebige Werte annehmen, solange die Ladephase ausreichend lange andauert und damit eine ausreichend gute Auflösung der Linearisierung liefert und solange das Referenzbauteil zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entladen ist. Sofern das Referenzbauteil durch einen Kondensator gebildet ist, müsste der Kondensator zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entladen sein. Bei einer Spule als Implementierung des Referenzbauteils müsste die Spule zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entstromt sein. Das Verhältnis kann je nach Messsignal, das von charakteristischen Merkmalen des jeweiligen Sensors abhängt, geeignet gewählt werden. Vorzugsweise wird das Referenzbauteil über mindestens 40 % der Periodenlänge eines Lade-Entlade-Zyklus geladen. Dabei dauert die Entladephase vorzugsweise maximal 50 % der Periodenlänge eines Lade-Entlade-Zyklus, wobei das Entladen des Referenzbauteils vorzugsweise schneller abgeschlossen ist als die Entladephase andauert. Ganz besonders bevorzugter Weise ist die Ladephase und die Entladephase gleich lang.
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit der beanspruchten Erfindung wird nachfolgend im Wesentlichen davon ausgegangen, dass das Referenzbauteil durch eine Kapazität/einen Kondensator gebildet ist. Da der Spannungsabfall während des Be- bzw. Entstromens einer Spule ein analoges nicht-lineares Verhalten aufweist, wird ein Fachmann die Übertragbarkeit der Ausführungen von einem Kondensator auf eine Spule oder ein anderes Referenzbauteil mit einer nichtlinearen Abhängigkeit von Strom oder Spannung unmittelbar erkennen.
Die Komparatorschaltung kann prinzipiell auf die verschiedensten Arten ausgestaltet sein. Wesentlich dabei ist, dass ein Rechtecksignal erzeugbar ist, dessen Pegelwechsel von einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Referenzsignal und Messsignal abhängig sind. Derartige Schaltungen sind aus der Praxis bekannt. Beispielhaft seien hier Teilerstufen erwähnt, die den Takt aus stabilen Oszillatoren auf Quarz-Basis erhalten.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Komparatorschaltung umfasst diese jedoch einen Komparator und ein Flipflop. Der Komparator weist dabei wiederum einen ersten und einen zweiten Eingang auf, die jeweils mit dem entsprechenden Eingang der Komparatorschaltung verbunden sind. Entsprechend würde in den ersten Eingang des Komparators das Referenzsignal und in den zweiten Eingang des Komparators das Messsignal eingegeben. Der Komparator selbst vergleicht die beiden in den ersten und zweiten Eingang der Komparatorschaltung eingegebenen Signale, d.h. das Referenzsignal und das Messsignal, miteinander und gibt das Ergebnis des Vergleichs an das Flipflop aus. Das Flipflop erzeugt unter Verwendung dieses Vergleichsergebnisses das Rechtecksignal und gibt dieses über den Ausgang der Komparatorschaltung aus.
In ganz bevorzugter Weise ist der Komparator dabei als Operationsverstärker ausgebildet, der als Schmitt-Trigger verschaltet ist. Dadurch gibt der Komparator entweder einen ersten Pegel oder einen zweiten Pegel aus. Entsprechend einer bevorzugten Implementierung gibt der Komparator einen Low-Pegel aus, wenn das Referenzsignal kleiner als das Messsignal ist, während der Komparator einen High-Pegel ausgibt, wenn das Referenzsignal größer als das Messsignal ist.
In einer bevorzugten Weiterbildung des Flipflops ist dieses durch ein D-Flipflop gebildet. Ein D-Flipflop weist einen Dateneingang (D), einen Takteingang (CLK) und einen Rücksetzeingang (R) auf, wobei das Setzen des Ausgangs (Q) durch einen konstanten High-Pegel am Dateneingang sowie einen Flankenwechsel von Low- auf High-Pegel am Takteingang ausgelöst wird. Ein Aktivierungsereignis an dem Rücksetzeingang führt dazu, dass das Flipflop zurückgesetzt wird. Ein derartiges Aktivierungsereignis ist in der Praxis meist das Überschreiten eines vordefinierten Pegels - Aktivierungspegel - oder eine steigende Flanke des anliegenden Signals. Somit wird das Flipflop flankengesteuert gesetzt. Das Rücksetzen des Flipflops erfolgt jedoch pegelgesteuert sobald der Aktivierungspegel am Rücksetzeingang überschritten wird.
In einer bevorzugten Nutzung eines derartigen D-Flipflops ist der Takteingang mit der Lade- und Entladesteuerung verbunden. Dabei wäre das Flipflop derart auf die Lade- und Entladesteuerung abgestimmt, dass mit Beginn eines Aufladens des Kondensators das Flipflop gesetzt wird, weil am Dateneingang dauerhaft ein High-Pegel liegt. Auf diese Weise würde im Wesentlichen gleichzeitig zu dem Aufladen des Kondensators über den Takteingang das Flipflop gesetzt, so dass auf sehr einfache Art und Weise ein Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus gebildet ist, nämlich der Beginn eines Aufladens des Kondensators.
Zum Nutzen eines Vergleichsergebnisses des Komparators ist der Ausgang des Komparators vorzugsweise mit dem Rücksetzeingang des D-Flipflops verbunden. Einzige Voraussetzung für eine derartige Nutzung ist, dass der Komparator ein Signal erzeugen kann, das als Aktivierungsereignis für das Rücksetzen des Flipflops geeignet ist. D.h. bei Ändern des Vergleichsergebnisses gibt der Komparator entweder einen entsprechend von dem Flipflop interpretierten Pegelwechsel oder einen geeigneten Pegel an den Rücksetzeingang des Flipflops aus. Durch eine derartige Verschaltung eines D-Flipflops entsteht ein Rechtecksignal am Ausgang des Flipflops, das von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal abhängt.
Es sei darauf hingewiesen, dass bei einer invertierten Ansteuerung des Flipflops das Vergleichsergebnis des Komparators auch in den Setzeingang eingegeben werden kann.
Anstelle eines D-Flipflops können auch andere Arten von Flipflops, beispielsweise RS-Flipflops verwendet werden. Die Beschaltung des Flipflops ist dabei ganz analog so anzupassen, dass am Ausgang das gewünschte Ergebnis vorliegt.
Anstelle eines Flipflops könnte auch ein einfaches UND-Gatter verwendet werden. Am ersten Eingang des UND-Gatters wird ein Taktsignal angelegt, am zweiten Eingang das Vergleichsergebnis vom Ausgang des Komparators. In dieser Ausführung ist es günstig, wenn der Komparator einen High-Pegel ausgibt, wenn das Referenzsignal kleiner ist als das Messsignal. Wechselt am ersten Eingang des UND-Gatters das Taktsignal von Low auf High bei gleichzeitigem Anliegen des High-Pegels am Ausgang des Komparators, so liegt der Ausgang des UND-Gatters auf High-Pegel. Sobald das Referenzsignal das Messsignal übersteigt, schaltet der Komparator am Ausgang auf Low-Pegel. Damit liegt am zweiten Eingang des UND-Gatters ein Low-Pegel an, wodurch das Gatter am Ausgang ebenfalls auf Low-Pegel schaltet. Der Ausgang des UND-Gatters bleibt auf Low-Pegel, auch wenn das Taktsignal auf Low-Pegel wechselt. Die Dauer des Anliegens des High-Pegels am Ausgang des Gatters ist also abhängig von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal.
Es sei nochmal darauf hingewiesen, dass es viele Möglichkeiten gibt, die Komparatorschaltung auszuführen, die ein Rechtecksignal am Ausgang der Komparatorschaltung erzeugen, das von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal abhängt.
In einer bevorzugten Weiterbildung umfasst die Linearisierungsschaltung ergänzend einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand, wobei der erste Widerstand zum Aufladen des Kondensators und der zweite Widerstand zum Entladen des Kondensators genutzt wird. Zum Erreichen einer geringen Temperaturabhängigkeit des Ladevorgangs ist der erste Widerstand vorzugsweise durch einen temperaturstabilen Widerstand gebildet. Prinzipiell könnte auch der zweite Widerstand temperaturstabil ausgeführt sein. Allerdings ist dies nicht zwangsläufig notwendig, da üblicherweise lediglich während der Ladephase ein Vergleich des Referenzsignals mit dem Messsignal durchgeführt und damit der Entladezweig nicht genutzt wird. Unabhängig davon, ob der zweite Widerstand temperaturstabil ist oder nicht, sollte gewährleistet sein, dass der Entladevorgang des Kondensators ausreichend schnell erfolgt. Hierzu ist der zweite Widerstand im Vergleich zum ersten Widerstand vorzugsweise derart dimensioniert, dass das Entladen des Kondensators schneller erfolgt als das Aufladen des Kondensators. Üblicherweise bedeutet dies, dass der Widerstandswert des ersten Widerstands größer ist als der Widerstandswert des zweiten Widerstands. In einer ganz besonders bevorzugten Ausgestaltung sind der erste und der zweite Widerstand dabei vorzugsweise derart dimensioniert, dass die Zeit für das Aufladen des Kondensators mindestens doppelt so groß ist wie die Zeit für das Entladen des Kondensators, d.h. das Entladen des Kondensators erfolgt doppelt so schnell wie das Aufladen des Kondensators.
Zum Erreichen einer Anpassbarkeit der Linearisierungsschaltung an verschiedene Messsignale kann in einer Weiterbildung der erste Widerstand anpassbar ausgestaltet sein. Dies kann durch eine Einstellbarkeit des Widerstands selbst erreicht werden oder durch Parallel- oder Serienschaltung eines anpassbaren Widerstands zu dem ersten Widerstand. Eine derartige Anpassbarkeit kann beispielsweise durch einen Digital-Analog-Wandler oder mittels Digitalpoti erreicht werden, der bzw. das parallel oder in Reihe zu dem ersten Widerstand geschaltet ist.
Eine weitere Möglichkeit zum Anpassen der Linearisierungsschaltung ist, die Kapazität des Kondensators zu verändern. Dies kann durch einen einstellbaren Kondensator erreicht werden, wobei es prinzipiell keine Rolle spielt, ob dieser mechanisch verstellt werden kann (z.B. Trimmkondensator), elektrisch einstellbar ist (z.B. Kapazitätsdiode) oder digital verstellt werden kann (z.B. durch integrierte Schaltkreise mit entsprechender Schnittstelle oder durch hinzu- oder wegschalten von Kondensatoren). Entsprechend könnte bei Verwendung einer Spule als Referenzbauteil diese Spule durch einen verstellbaren Kern angepasst werden. Allgemein ausgedrückt, kann die Linearisierungsschaltung anpassbar ausgebildet sein, indem das Referenzbauteil anpassbar ist. Damit lässt sich das Auflade- und Entladeverhalten beeinflussen.
Weiterhin besteht die Möglichkeit, die Spannungsquelle für das Aufladen, das Entladen oder für beide Fälle einstellbar zu gestalten. Dies ermöglicht die Anpassung der Schaltung an beliebige Start- und Endwerte der zu linearisierenden Spannung U_d. In der Praxis gibt es hierzu unzählige Möglichkeiten, die hinreichend bekannt sind. Beispielhaft seien hierbei Potentiometer, Netzteile, Digital-Analog-Wandler, Digitalpotis, Referenzspannungsquellen usw. aufgeführt.
Zum Durchführen von Lade- und Entladevorgängen kann die Linearisierungsschaltung eine Schalteinrichtung mit mindestens einem Steuereingang, einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang aufweisen. Dabei ist die Schalteinrichtung vorzugsweise derart ausgebildet, dass sie in Abhängigkeit von einem Steuersignal an dem mindestens einen Steuereingang entweder den ersten Eingang oder den zweiten Eingang auf den Ausgang schaltet. Vorzugsweise ist dabei der mindestens eine Steuereingang mit der Lade- und Entladesteuerung verbunden, so dass die Schalteinrichtung basierend auf Steuersignalen von der Lade- und Entladesteuerung gesteuert werden kann. Ein Anschluss des ersten Widerstands ist mit dem ersten Eingang der Schalteinrichtung verbunden, während ein Anschluss des zweiten Widerstands mit dem zweiten Eingang der Schalteinrichtung verbunden ist. In dieser Konstellation kann der zweite Anschluss des ersten Widerstands mit einer Spannungsquelle verbunden sein und der zweite Anschluss des zweiten Widerstands mit Massepotential. Der Ausgang der Schalteinrichtung wäre mit einem Anschluss des Kondensators verbunden. Damit könnte der Kondensator entweder über den ersten Widerstand mit einer Spannungsquelle verbunden (und damit geladen) werden oder könnte über den zweiten Widerstand auf Massepotential gezogen (und damit entladen) werden. Auf diese Weise kann basierend auf Steuersignalen von der Lade- und Entladevorrichtung Kondensator geladen oder entladen werden.
Weiterhin ist es möglich, Messsignale U_d mit fallender Kennlinie einfach mit dem gleichen Schaltungsprinzip zu linearisieren. Dazu muss lediglich der Kondensator in der bisher beschriebenen „Entladephase“ auf einen höheren Startwert geladen werden. In der „Ladephase“ wird dann der Kondensator auf eine niedrigere Spannung entladen. Um einen korrekten Rücksetz-Impuls für das Flipflop zu generieren, können beispielsweise die beiden Eingänge des Komparators vertauscht werden. Denkbar wäre ebenfalls, den Ausgang des Komparators mit Hilfe eines passenden Inverters umzukehren.
Zum Erzielen einer verbesserten Temperaturstabilität könnte zudem der Kondensator temperaturstabil ausgeführt sein. Hierzu könnte der Kondensator einen Temperaturkoeffizienten α aufweisen, dessen Betrag kleiner als 10^-3/K, vorzugsweise kleiner als 10^-4 pro Kelvin ist. In einer ganz besonders bevorzugten Weiterbildung ist der Temperaturkoeffizient α gleich 0. Ein entsprechender Kondensator mit einem Temperaturkoeffizienten gleich 0 ist beispielsweise ein Klasse-1-Keramikkondensator nach IEC/EN 60384-8/21, der auch als NP0-Kondensator (Negative-Positive-Zero) bekannt ist. Entsprechend den EIA RS-198-Codes ist ein derartiger Kondensator als C0G bezeichnet.
Das durch die erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung erzeugte Rechtecksignal ist bereits für ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentativ. Das Rechtecksignal stellt nämlich ein pulsweiten-moduliertes Signal dar, d.h. das Verhältnis zwischen einem High-Pegel und der Periodenlänge des Rechtecksignals ist für das linearisierte Ausgangssignal repräsentativ. Sofern das linearisierte Ausgangssignal in Form einer Gleichspannung vorliegen soll, kann die Linearisierungsschaltung in einer bevorzugten Weiterbildung einen Tiefpass aufweisen, auf den das Rechtecksignal aufgeschaltet ist. Der Tiefpass würde dadurch aus dem Rechtecksignal eine von dem Rechtecksignal abgeleitete Gleichspannung erzeugen. In einer besonders einfachen Ausführung des Tiefpasses kann dieser durch ein einfaches RC-Glied gebildet sein. Zur Vermeidung einer Beeinflussung des Ausgangssignals von Temperaturschwankungen könnte der Tiefpass durch temperaturstabile Elemente gebildet sein.
Die voranstehenden Ausführungen und Erläuterungen zeigen, dass die erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung bzw. deren Weiterbildungen ohne den Einsatz von Spezialbausteinen auskommt. Dadurch ergeben sich insbesondere keine Beschränkung der Auflösung der Linearisierungsschaltung durch Digitalisierungsstufen wie etwa von Analog-Digital-Wandlern. Die Schaltung lässt sich vielmehr durch wenige diskrete Bauelemente und einfache integrierte Schaltkreise implementieren. Die Auflösung der Schaltung wird weitgehend nur durch das Rauschen der einzelnen Bauteile begrenzt, das üblicherweise jedoch deutlich unter dem Quantisierungsrauschen gebräuchlicher Analog-Digital-Wandler liegt. Dies trägt dazu bei, dass eine kostengünstige und zuverlässige Linearisierungsschaltung mit hoher Genauigkeit und Auflösung entstehen kann.
Zur Erhöhung der Flexibilität können jedoch auch Teile der Linearisierungsschaltung in einen Mikrocontroller implementiert sein. Besonders einfach kann dies bei der Lade- und Entladesteuerung geschehen. Auf diese Weise kann das Laden und Entladen des Kondensators flexibel programmierbar ausgestaltet sein. Ein derartiger Mikrocontroller könnte auch dazu verwendet werden, einen - sofern vorhanden - anpassbaren ersten Widerstand oder einen parallel oder in Reihe zu dem ersten Widerstand geschalteten anpassbaren Widerstand zu steuern. Entsprechende Bauelemente sind aus der Praxis bekannt. Der Mikrocontroller könnte auch dazu genutzt werden, das durch die Komparatorschaltung ausgegebene Rechtecksignal auszuwerten. Dies könnte beispielsweise durch Zählen von Referenzschwingungen, wie des Taktsignals des Mikrocontrollers, realisiert werden. Auf diese Weise kann eine einfache und kostengünstige Digitalisierung des linearisierten Ausgangssignals ermöglicht werden, bei der durch längere Zählphasen beliebige Auflösungen erreicht werden können. Zudem kann der Mikrocontroller die Spannungen erzeugen, die eventuell zum Auf- bzw. Entladen des Referenzbauteils benötigt werden. Hierzu könnten PWM-Module des Mikrocontrollers zusammen mit einem externen Tiefpassfilter genutzt werden. Insgesamt ist zu erkennen, dass prinzipiell weite Teile der Linearisierungsschaltung in einem Mikrocontroller implementierbar sind.
Es gibt nun verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Dazu ist einerseits auf die den nebengeordneten Ansprüchen nachgeordneten Ansprüche und andererseits auf die nachfolgende Erläuterung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung zu verweisen. In Verbindung mit der Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung werden auch im Allgemeinen bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Lehre erläutert. In der Zeichnung zeigen

1 ein Diagramm mit einem beispielhaften Verlauf eines Referenzsignals, das aus einer Folge von Lade-Entlade-Zyklen eines Kondensators aufgebaut ist,
2 ein Diagramm mit dem Referenzsignal nach 1 zusammen mit einem Messsignal U_d und einem Rechtecksignal U_a
2a ein Diagramm mit dem Referenzsignal U_c und dem Messsignal U_d zusammen mit einem Taktsignal CLK, einem Signal an einem Rücksetzeingang eines D-Flipflops und einem Signal an dem Ausgang Q des D-Flipflops,
3 ein Diagramm mit einem beispielhaft verwendeten Messsignal,
4 ein Diagramm mit dem Linearisierungsfehler des Messsignals nach 3,
5 ein Diagramm mit dem linearisierten Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei das Ausgangssignal durch einen Tiefpass gleichgerichtet ist, und
6 ein Diagramm mit dem Linearisierungsfehler des linearisierten Ausgangssignals,
7 eine beispielhafte Schaltung zur Linearisierung eines Messsignals unter Verwendung eines Kondensators als Referenzbauteil und
8 eine beispielhafte Schaltung zur die Linearisierung eines Messsignals unter Verwendung einer Spule als Referenzbauteil.

1 zeigt ein Diagramm mit einem zeitlichen Verlauf eines Referenzsignals, das durch eine erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung erzeugt und verwendet werden kann. In dem Diagramm ist eine Spannung U_c über der Zeit t aufgetragen. Das Referenzsignal ist durch eine Folge von Lade- und Entladephasen eines Kondensators der Linearisierungsschaltung aufgebaut. Hierzu wird ein temperaturstabiler Kondensator (vorzugsweise C0G oder NP0) fortwährend auf- und entladen. Das Aufladen erfolgt über einen temperaturstabilen ersten Widerstand und folgt einer typischen Kondensator-Ladekurve. Das Entladen erfolgt über einen zweiten Widerstand derart, dass das Entladen schneller als das Aufladen vonstattengeht, so dass sehr schnell wieder der stabile Ausgangszustand erreicht ist. An den Entladewiderstand - zweiter Widerstand - müssen dabei keine besonderen Anforderungen an Genauigkeit oder Temperaturstabilität gestellt werden.
Einer Ladephase 1 des Kondensators folgt jeweils eine Entladephase 2 des Kondensators bzw. umgekehrt. Dabei wird nach einer Periodenlänge T wieder eine neue Ladephase und damit ein neuer Lade-Entlade-Zyklus gestartet, d.h. das Aufladen und Entladen des Kondensators wird so gesteuert, dass ein periodisches Referenzsignal mit einer Periodenlänge T entsteht. In dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel sind dies ca. 0,8 ms. Es ist zu erkennen, dass die Lade- und Entladephase etwa nach einer halben Periodenlänge wechseln. Dabei wird nicht die gesamte Entladephase zum Entladen des Kondensators benötigt. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass zu Beginn einer neuen Ladephase und damit zu Beginn eines neuen Lade-Entlade-Zyklus der Kondensator tatsächlich entladen ist.
Die Linearisierungsschaltung weist eine Komparatorschaltung auf, die in dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel einen Komparator und ein D-Flipflop umfasst. Der Komparator vergleicht das Referenzsignal U_c mit dem Messsignal U_d . Das Messsignal U_d ist die bereits umgewandelte Gleichspannung, die von einer gemessenen physikalischen Größe abhängt. Zu Beginn jeder Ladephase wird das Flipflop gesetzt, wodurch dessen Ausgangsspannung U_a auf logisch „1“ geht, also einen High-Pegel annimmt. Wird das Referenzsignal U_c größer als das Messsignal U_d , schaltet der Komparator um und setzt das Flipflop wieder auf logisch „0“, d.h. auf einen Low-Pegel.
2 zeigt neben dem Referenzsignal U_c nach 1 einen zeitlichen Verlauf eines Messsignals U_d und ein Rechtecksignal U_a , das durch die Linearisierungsschaltung erzeugt wird. Bei dem dargestellten Messsignal U_d wird davon ausgegangen, dass sich die physikalische Größe, die durch das Messsignal U_d repräsentiert ist, linear ändert. Damit steigt das Messsignal U_d entsprechend der Kennlinie des Sensors, der dieses Messsignal erzeugt hat.
2a zeigt die zeitliche Abfolge des Referenzsignals U_c und des Messsignals U_d sowie die zugehörigen Pegelzustände an einem D-Flipflop. Das Taktsignal steuert - wie zuvor beschrieben - die Entstehung des Kurvenzuges U_c , indem ein Kondensator bei Umschalten auf High-Pegel geladen wird und bei Umschalten auf Low-Pegel wieder entladen wird. Zugleich liegt das Taktsignal am CLK-Eingang des D-Flipflops an. Wenn der D-Eingang des Flipflops immer auf logisch 1 (High-Pegel) liegt, wird Ausgang Q mit der steigenden Flanke vom Taktsignal gesetzt. Der Komparator vergleicht ständig U_d mit U_c . Ist U_d größer als U_c ., springt der Ausgang des Komparators von 0 auf 1. Dieses Ausgangssignal wird dem R-Eingang des Flipflops zugeführt und bewirkt ein Rücksetzen des Flipflops. Der Ausgang Q geht somit auf logisch 0 (Low-Pegel). Die Zeitdauer des High-Pegels am Q-Ausgang des D-Flipflop ist also abhängig von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal und repräsentiert somit das linearisierte Messsignal.
Die Kennlinie des Sensors ist in 3 vollständig dargestellt. Der Sensor ist dabei ein Wirbelstrommesssystem, das den Abstand eines Messobjekts von dem Messsystem bestimmt. Entsprechend ist in 3 das Messsignal U_d über dem gemessenen Abstand d aufgetragen. Es ist zu erkennen, dass bei geringem Messabstand die Empfindlichkeit des Messsystems hoch ist und daher die Kennlinie schnell ansteigt. Mit zunehmendem Abstand wird die Empfindlichkeit kleiner, was sich in einer flacheren Kennlinie bemerkbar macht. Es ergibt sich ein exponentieller Verlauf für das Messsignal U_d in Abhängigkeit vom Abstand d. Wird die Kennlinie bei einer Messung komplett durchgefahren (d.h. der Abstand von Messbereichsanfang bis Messbereichsende konstant vergrößert), erhält man als zeitabhängige Kurve die in 2 gezeigte, exponentiell ansteigende Kurve U_d .
Zum Ausgleich des in Richtung des Messbereichsendes flacher werdenden Verlaufs wird das Messsignal U_d mit einer exponentiellen Wechselspannung U_c verglichen und eine Rechteckspannung U_a erzeugt. Bei einem flacher werdenden Messsignal findet das Zurücksetzen des Flipflops immer später statt, was den flacher werdenden Verlauf des Messsignals durch längere Pulse ausgleicht. Die Pulsbreite (logisch „1“ des Flipflops) nimmt also mit zunehmendem Abstand zu. Somit ist die Breite der Pulse ein direktes Maß für die gemessene Ursprungsgröße, die durch die Linearisierungsschaltung in besonders einfacher Weise linearisiert worden ist. Wird das Rechtecksignal an einen Tiefpass, beispielsweise ein einfaches RC-Glied, angelegt, so erhält man eine zur ursprünglich physikalischen Größe lineare Ausgangsspannung. Somit findet eine Linearisierung statt, indem die Spannungsbeiträge zur Kennlinie im Bereich hoher Empfindlichkeit reduziert werden (geringere Pulsbreite) und im Bereich geringer Empfindlichkeit verstärkt werden (höhere Pulsbreite).
Dieses Verhalten ist deutlich in 2 zu erkennen. Ein Puls des Rechtecksignals beginnt immer mit einer Ladephase. Entsprechend springt das Rechtecksignal U_a zu Beginn einer Ladephase (erkennbar durch das beginnende Ansteigen des Referenzsignals U_c ) von einem Low-Pegel (etwa 0 V) auf einen High-Pegel (etwa 5 V). Damit bildet der Beginn einer Ladephase einen Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus. Das Rechtecksignal bleibt solange auf dem High-Pegel, bis das Referenzsignal U_c gleich groß wie das Messsignal U_d ist. Dann fällt das Rechtecksignal U_a auf den Low-Pegel und bleibt dort, bis ein neuer Lade-Entlade-Zyklus gestartet wird. Es ist auch deutlich zu erkennen, dass sich die Pulsbreite mit zunehmendem Messsignal verändert.
Den Erfolg der Linearisierungsschaltung sei anhand der 4 bis 6 näher betrachtet. 4 zeigt den Linearisierungsfehler in Prozent, der sich für die Kennlinie nach 3 ergibt. Es ist zu erkennen, dass das Messsignal U_d deutlich von einer linearen Kennlinie abweicht. Die Kennlinie weicht um über ± 10 % von einer linearen Kennlinie ab.
In 5 ist eine mittels einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung linearisierte Kennlinie dargestellt. Bereits aus 5 ist zu erkennen, dass die Ausgangsspannung U_a der Linearisierungsschaltung wenig von einer Geraden abweicht. 6 verdeutlicht dies nochmals in Form des Linearisierungsfehlers der linearisierten Ausgangssignals. Es ist zu erkennen, dass sich der Linearisierungsfehler deutlich reduziert hat. Die meisten Werte liegen in einem Band von annähernd ± 0,5 %. Im Vergleich zu den annähernd 20% auf 4 ist dies aber eine sehr erhebliche Reduzierung.
7 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei dieses erste Ausführungsbeispiel einen Kondensator C als Referenzbauteil nutzt. Der Kondensator C weist einen sehr kleinen Temperaturkoeffizienten auf und ist vorzugsweise ein NP0-Kondensator. Ein Anschluss des Kondensators C ist mit dem Ausgang einer Schalteinrichtung 3 verbunden, während der zweite Anschluss auf Massepotential liegt. Die Schalteinrichtung 3 weist einen ersten Eingang 4, einen zweiten Eingang 5 und einen Steuereingang 6 auf, wobei die Schalteinrichtung abhängig von dem Signal am Steuereingang 6 den ersten Eingang 4 oder den zweiten Eingang 5 mit dem Ausgang verbindet. An dem ersten Eingang 4 ist über einen ersten Widerstand R1 eine erste Spannungsquelle U1 aufgeschaltet. Dabei ist der erste Widerstand R1 als temperaturstabiler Widerstand ausgebildet. Der zweite Eingang 5 ist über einen zweiten Widerstand R2 mit einer zweiten Spannungsquelle U2 verbunden. Dabei ist die Spannung der ersten Spannungsquelle U1 größer als die Spannung der zweiten Spannungsquelle U2. Prinzipiell ist es auch denkbar, dass die zweite Spannungsquelle U2 nicht vorhanden ist und der zweite Eingang der Schalteinrichtung über den Widerstand R2 mit Masse verbunden ist. Diese optionale Ausgestaltung ist mit einer gestrichelten Linie neben der zweiten Spannungsquelle U2 angedeutet.
Der Steuereingang 6 der Schalteinrichtung 3 ist mit einem Taktgeber 7 verbunden, so dass der Taktgeber 7 als Lade- und Entladesteuerung im Sinne der Erfindung dient. Das Ausgangssignal des Taktgebers 7 wird zusätzlich in den Takteingang CLK eines D-Flipflops 8 eingegeben, das zusammen mit einem Komparator 9 eine Komparatorschaltung 10 bildet. Der Dateneingang D des Flipflops 8 ist mit einem High-Pegel beaufschlagt. Der Rücksetzeingang R ist mit dem Ausgang des Komparators 9 verbunden. An dem Ausgang Q des Flipflops 8 wird ein Rechtecksignal U_a ausgegeben, das ein linearisierte Messsignal repräsentiert. Ein erster Eingang 11 des Komparators 9 ist mit dem Kondensator C und dem Ausgang der Schalteinrichtung verbunden. In einen zweiten Eingang 12 des Komparators 9 ist das Messsignal U_d eingegeben. Der Ausgang des Flipflops 9 kann mit einem Tiefpass 13 verbunden sein, der in 7 als optionale Ergänzung gestrichelt eingezeichnet ist und durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator gebildet ist. An der Verbindungsstelle zwischen Widerstand und Kondensator liegt dann ein gleichgerichtetes linearisiertes Ausgangssignal U_a.dc an.
Beim Betrieb dieser Schaltung sorgt der Taktgeber 7 in Verbindung mit der Schalteinrichtung 3 dafür, dass der Kondensator C fortwährend aufgeladen und entladen wird. Durch die periodische Ausgestaltung des Steuersignals nimmt die Spannung über den Kondensator C ebenfalls einen periodischen Verlauf an, der im Wesentlichen dem in 1 dargestellten Verlauf entspricht. Die Periodenlänge T ist durch die Periodenlänge des Ausgangssignals des Taktgebers 7 definiert. Die Spannung über den Kondensator C bildet in dieser Schaltung das Referenzsignal U_c . Bezüglich der weiteren Details der Funktionsweise der Schaltung sei auf die voranstehenden Ausführungen verwiesen.
8 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei dieses zweite Ausführungsbeispiel eine Spule L als Referenzbauteil nutzt. Die Komparatorschaltung 10, der Taktgeber 7 sowie der optionale Tiefpass 13 sind wie in dem ersten Ausführungsbeispiel verschaltet. Lediglich die Erzeugung des Referenzsignals unterscheidet sich deutlich. Eine Schalteinrichtung 14, die als Öffner oder Schließer ausgebildet ist, ist zwischen einer Spannungsquelle U1 und einem ersten Anschluss der Spule L geschaltet. Ein Steuereingang der Schalteinrichtung 14 ist mit dem Ausgang des Taktgebers 7 verbunden. An dem ersten Anschluss der Spule L ist zudem ein zweiter Widerstand R2 angeschlossen, dessen zweiter Anschluss mit Masse verbunden ist. An einem zweiten Anschluss 16 der Spule L ist ein erster Widerstand R1 angeschlossen, dessen zweiter Anschluss mit einer zweiten Spannungsquelle oder (optional) mit Masse verbunden ist. Die Spannung an dem zweiten Anschluss 16 der Spule L ist in den zweiten Eingang 12 des Komparators 9 eingegeben.
Beim Betrieb der Schaltung sorgt das Steuersignal am Steuereingang der Schalteinrichtung 14 dafür, dass die Spule L periodisch aufgeladen und entladen wird. Durch Schließen des Schaltkontakts der Schalteinrichtung 14 wird der erste Anschluss 15 der Spule L mit der Spannungsquelle U1 verbunden und dadurch auf ein höheres Potential gehoben. Dies führt zu einem Stromfluss durch die Spule L und den Widerstand R1, wodurch in die Spule L Energie eingeladen wird. Nach Öffnen des Schaltkontakts des Schalteinrichtung 14 wird die Spule L über Widerstand R2 und Widerstand R1 entladen. Dadurch entsteht ein Spannungsabfall über Widerstand R1, der abhängig von dem Stromfluss durch die Spule ist. Dieser Spannungsabfall wird zur Erzeugung eines Referenzsignals genutzt. Sofern eine zweite Spannungsquelle U2 vorhanden ist, bildet der Spannungsabfall über Widerstand R1 den Wechselanteil des Referenzsignals. Ist optional eine Verbindung mit Masse (statt der zweiten Spannungsquelle U2) vorgesehen, bildet der Spannungsabfall über Widerstand R1 das Referenzsignal. Im Übrigen weist die Schaltung das zuvor beschriebenen Verhalten auf.
Auch wenn die voranstehenden Ausführungen sich auf ein Durchlaufen der gesamten Kennlinie des Sensorsystems beziehen, so wird ein Fachmann erkennen, dass auch ein stationäres Messsignal durch die Schaltung linearisiert werden kann. Auch ist es nicht zwingend erforderlich, dass das Ausgangssignal U_a über einen Tiefpass zu einer Gleichspannung gewandelt wird. Vielmehr kann die Pulsbreite des Rechtecksignals auch direkt ausgewertet werden, beispielsweise mit einem Zähler. Der jeweilige Messwert würde damit gleich in digitalisierter Form vorliegen.
Besonders vorteilhaft lässt sich die Schaltung unter Verwendung eines Mikrocontrollers realisieren. Der Mikrocontroller kann die Takterzeugung, das Umschalten des Kondensators zwischen Lade- und Entladephase und gegebenenfalls das Flipflop steuern. Weiterhin kann durch einen DA-Wandler, der gegebenenfalls bereits im Mikrocontroller enthalten ist, ein Abgleich der Schaltung auf reale Sensoren durchgeführt werden, indem der Widerstandswert des temperaturstabilen ersten Widerstands durch den parallel geschalteten DA-Wandler angepasst wird. Damit ist ein durch den Mikrocontroller gesteuerter Abgleich von realen Sensoren schnell und einfach realisierbar.
Es ist zu betonen, dass trotz des Einsatzes eines Mikrocontrollers die Auflösung der Linearisierungsschaltung nicht von digitalen Bausteinen wie beispielsweise einem AD-Wandler oder DA-Wandler des Mikrocontrollers abhängt. Für das Vergleichen der Signale U_c und U_d werden nur Analogbausteine verwendet (Komparator), so dass die Auflösung lediglich durch das Rauschen dieser Bausteine begrenzt ist. Damit kann für die Schaltung ein sehr einfacher, preiswerter Mikrocontroller verwendet werden, da dieser lediglich Steuerungsaufgaben wahrnimmt. Die übrigen Bauteile der Schaltung sind einfache, passive Bauteile, so dass damit eine sehr preisgünstige, sehr einfach digital einzustellende Schaltung mit hoher Genauigkeit und Auflösung realisiert werden kann. Zudem sind lediglich sehr wenige temperaturstabile Bauteile notwendig, was die Kosten weiter positiv beeinflusst.
Hinsichtlich weiterer vorteilhafter Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf den allgemeinen Teil der Beschreibung sowie auf die beigefügten Ansprüche verwiesen.
Schließlich sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass die voranstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung lediglich zur Erörterung der beanspruchten Lehre dienen, diese jedoch nicht auf die Ausführungsbeispiele einschränken.
Bezugszeichenliste

U_a: Rechtecksignal
U_c: Referenzsignal
U_d: Messsignal
U_a,dc: Gleichgerichtete Rechteckspannung U_a
1: Ladephase
2: Entladephase
3: Schalteinrichtung
4: Erster Eingang (der Schalteinrichtung)
5: Zweiter Eingang (der Schalteinrichtung)
6: Steuereingang (der Schalteinrichtung)
7: Taktgeber
8: D-Flipflop
9: Komparator
10: Komparatorschaltung
11: Erster Eingang (des Komparators)
12: Zweiter Eingang (des Komparators)
13: Tiefpass
14: Schalteinrichtung
15: Erster Anschluss (der Spule)
16: Zweiter Anschluss (der Spule)

Claims

Linearisierungsschaltung zum Linearisieren eines Messsignals, wobei die Linearisierungsschaltung einen Eingang zum Eingeben des Messsignals (U_d) und einen Ausgang zum Ausgeben eines linearisierten Ausgangssignals aufweist, gekennzeichnet durch ein Referenzbauteil, das eine nichtlineare Abhängigkeit von Strom oder Spannung aufweist, wobei die über dem Referenzbauteil anliegende Spannung oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, ein Referenzsignal (U_c) oder einen Wechselanteil eines Referenzsignals (U_c) bildet, eine Lade- und Entladesteuerung (7), die zum Steuern eines abwechselnden Aufladens und Entladens des Referenzbauteils ausgebildet ist, wobei das Steuern des Aufladens und Entladens derart erfolgt, dass das Referenzsignal (U_c) einen im Wesentlichen periodischen Verlauf hat, eine Komparatorschaltung (10) mit einem ersten Eingang (11), einem zweiten Eingang (12) und einem Ausgang, wobei das Referenzsignal (U_c) auf den ersten Eingang (11) und das Messsignal (U_d) auf den zweiten Eingang (12) aufgeschaltet ist und wobei die Komparatorschaltung (10) dazu ausgebildet ist, basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U_c) mit dem Messsignal (U_d) an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal (U_a) zu erzeugen und auszugeben, so dass das Rechtecksignal ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentiert.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Komparatorschaltung (10) einen Komparator (9) und ein Flipflop umfasst, wobei der Komparator (9) die in den ersten und zweiten Eingang (11, 12) der Komparatorschaltung eingegebenen Signale miteinander vergleicht und ein Ergebnis des Vergleichs an das Flipflop ausgibt und wobei das Flipflop das Rechtecksignal (U_a) erzeugt und über den Ausgang der Komparatorschaltung ausgibt.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (9) als Schmitt-Trigger verschaltet ist, so dass der Komparator (9) einen Low-Pegel ausgibt, wenn das Referenzsignal (U_c) kleiner als das Messsignal (U_d) ist, und einen High-Pegel, wenn das Referenzsignal (U_c) größer als das Messsignal (U_d) ist.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Flipflop ein RS-Flipflop mit einem Setzeingang (S) und einem Rücksetzeingang (R) ist, wobei der Setzeingang (S) mit der Lade- und Entladesteuerung (7) verbunden ist und wobei das Flipflop derart auf die Lade- und Entladesteuerung (7) abgestimmt ist, dass mit Beginn eines Aufladens des Referenzbauteils das Flipflop gesetzt wird.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Flipflop ein D-Flipflop (8) mit einem Dateneingang (D), einen Takteingang (CLK) und einem Rücksetzeingang (R) ist, wobei der Dateneingang (D) auf einem High-Pegel liegt und der Takteingang (CLK) mit der Lade- und Entladesteuerung (7) verbunden ist und wobei das Flipflop (8) derart auf die Lade- und Entladesteuerung abgestimmt ist, dass mit Beginn eines Aufladens des Referenzbauteils das Flipflop gesetzt wird.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass das von dem Komparator (9) ausgegebene Ergebnis des Vergleichs an einen Rücksetzeingang (R) des Flipflops aufgeschaltet ist.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Komparatorschaltung (10) einen Komparator (9) und ein UND-Gatter umfasst, wobei der Komparator (9) die in den ersten und zweiten Eingang (11, 12) der Komparatorschaltung eingegebenen Signale miteinander vergleicht und ein Ergebnis des Vergleichs an das UND-Gatter ausgibt und wobei das UND-Gatter das Rechtecksignal (U_a) erzeugt und über den Ausgang der Komparatorschaltung ausgibt
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch einen ersten Widerstand (R1) und einen zweiten Widerstand (R2), wobei das Referenzbauteil über den ersten Widerstand (R1) aufgeladen und über den zweiten Widerstand (R2) entladen wird und wobei der erste Widerstand (R1) vorzugsweise durch einen temperaturstabilen Widerstand gebildet ist.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Widerstand (R1, R2) derart dimensioniert sind, dass das Entladen des Referenzbauteils schneller erfolgt als das Aufladen des Referenzbauteils, vorzugsweise mindestens doppelt so schnell.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Widerstand (R1) anpassbar ist oder dass parallel oder in Reihe zu dem ersten Widerstand (R1) ein anpassbarer Widerstand geschaltet ist.
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7 und einem der Ansprüche 8 bis 10, gekennzeichnet durch eine Schalteinrichtung (3) mit mindestens einem Steuereingang (6), wobei der mindestens eine Steuereingang (6) mit der Lade- und Entladesteuerung (7) verbunden ist, wobei die Schalteinrichtung (3) basierend auf einem an dem mindestens einen Steuereingang (6) anliegenden Steuersignal einen Anschluss des ersten Widerstands (R1) oder einen Anschluss des zweiten Widerstands (R2) mit einen Anschluss des Referenzbauteils verbindet.
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzbauteil durch eine Spule (L) oder einen Kondensator (C) gebildet ist.
Linearisierungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (C) bzw. die Spule (L) einen Temperaturkoeffizienten α aufweist, dessen Betrag kleiner als 10^-3/K, vorzugsweise kleiner als 10^-4/K, ganz besonders bevorzugter Weise annähernd gleich Null ist.
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, gekennzeichnet durch einen Tiefpass, auf den das Rechtecksignal (U_a) aufgeschaltet ist, wobei der Tiefpass aus dem Rechtecksignal (U_a) eine von dem Rechtecksignal (U_a) abgeleitete Gleichspannung (U_a.dc) erzeugt.
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, gekennzeichnet durch einen Mikrocontroller, in dem die Lade- und Entladesteuerung und/oder weitere Teile der Linearisierungsschaltung implementiert sind.
Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzbauteil zum Ändern des Auflade- und Entladeverhaltens anpassbar ausgestaltet ist.
Verfahren zum Linearisieren eines Messsignals, wobei das Messsignal (U_d) in eine Linearisierungsschaltung, insbesondere eine Linearisierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, eingegeben wird, gekennzeichnet durch die Schritte: abwechselndes Aufladen und Entladen eines Referenzbauteils zum Erzeugen eines Referenzsignals (U_c), das von einer über dem Referenzbauteil anliegenden Spannung oder von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abhängt, wobei das Aufladen und Entladen des Referenzbauteils derart gesteuert wird, dass das Referenzsignal (U_c) einen periodischen Verlauf annimmt, Eingeben des Referenzsignals (U_c) in einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung (10) der Linearisierungsschaltung, Eingeben des Messsignals (U_d) in einen zweiten Eingang (12) der Komparatorschaltung (10), Erzeugen eines Rechtecksignals (U_a) basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U_c) mit dem Messsignal (U_d) durch die Komparatorschaltung (10) und Ausgeben des Rechtecksignals (U_a) aus der Linearisierungsschaltung als ein linearisiertes Ausgangssignal.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass als Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entladezyklus der Beginn des Aufladens des Referenzbauteils genutzt wird.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass nach Beginn des Aufladens des Referenzbauteils durch die Komparatorschaltung (10) solange ein erster Pegel ausgegeben wird, bis das Referenzsignal (U_c) größer als das Messsignal (U_d) ist, und dass bis zu einem nächsten Beginn des Aufladens des Referenzbauteils durch die Komparatorschaltung (10) ein zweiter Pegel ausgegeben wird.