JP2020502919A - 測定信号を線形化する線形化回路およびその方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、測定信号を線形化する線形化回路が、測定信号（Ｕｄ）を入力する入力と、線形化された出力信号を出力する出力と、を有する。前記線形化回路が、基準部品と充電放電コントローラ（７）と比較回路（１０）とを含む。前記基準部品が、電流または電圧に非線形に依存し、コイル（Ｌ）またはコンデンサ（Ｃ）で形成される。前記充電放電コントローラ（７）が、前記基準部品を交互に充電および放電するように制御するよう設計される。前記基準部品にかかる電圧、または前記基準部品を流れる電流から生じる電圧が、基準信号（Ｕｃ）または基準信号（Ｕｃ）に代わる要素を形成する。前記基準信号（Ｕｃ）が実質的に周期的な曲線を有するように、前記充電および放電が制御される。前記基準信号（Ｕｃ）および前記測定信号（Ｕｄ）が、前記比較回路（１０）に入力され、前記比較回路（１０）が、第１入力（１１）と第２入力（１２）と出力とを有する。特に、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記第１入力（１１）に入力され、前記測定信号（Ｕｄ）が、前記第２入力（１２）に入力される。前記比較回路（１０）が、充電放電サイクル中の基準時間と、前記基準信号（Ｕｃ）と前記測定信号（Ｕｄ）との比較結果と、に基づいて、線形化された出力信号を表す矩形波信号（Ｕａ）を、自身の前記出力で生成および出力するよう設計される。本発明は、さらに、対応する方法に関する。

Description

本発明は、測定信号を線形化する線形化回路に関し、線形化回路は、測定信号を入力する入力と、線形化された出力信号を出力する出力とを有する。
本発明は、さらにその方法に関する。

距離、位置、温度、波長、照度、（磁場または電場）強度、または、力などの物理変数を測定し、それを電気信号に変換することは、一般的な慣習となっている。
この電気信号（測定信号）は、電気回路を使用してさらに処理可能である。
この目的のためには、物理変数と測定信号との間に線形関係があることが重要である。
これは、物理変数が線形に変化すると、測定信号も線形に変化することを意味する。
そのような線形関係により、測定信号の利用が、非常に容易になる。

そのような測定に使用されるセンサまたはセンサ装置は、線形の特性曲線を持たない、すなわち、測定信号は、物理変数と非線形の関係にある。
この場合、測定信号を線形化する必要がある。
ほとんどの場合、これには、ハードウェアおよび／またはソフトウェアにかなりの支出が必要である。

線形化ハードウェアは、対数増幅器で構成されることが多く、その増幅は、入力電圧の関数として変化する。
そのような回路の不利な点は、回路が一対のトランジスタに基づいており、その一対のトランジスタの特性曲線と温度挙動とについて、互いのトランジスタからの乖離をできる限り少なくしなければならないことである。
そのような一対のトランジスタは、高価で、入手するのが難しく、サイズが大きい。
さらに、回路の温度誤差を特定の限界内に維持するために、その一対のトランジスタに追加の温度補償が必要となる。

また、ノイズ、温度ドリフト、および、オフセット電圧が低くなければならない複数のオペアンプを使用する必要がある。
また、外部回路として、公差や温度ドリフトが低い高精度抵抗も必要である。
そのような回路には、かなりのコストが生じる。

測定信号をソフトウェアで線形化する場合は、高速で高精度のアナログーデジタル変換器が必要である。
アナログーデジタル変換器は、特性曲線の平坦な領域において充分に良好な結果を得るために、できる限り多くのビット数を有しなければならない。
変換後、デジタル化信号を線形化する一般的な方法は、２つある。
高速のコンピュータを必要とする高次多項式を用いる方法か、または、メモリ空間を必要とし、生信号がわずかに変化するごとに完全な再計算をする必要がある、いわゆる、ルックアップテーブルを用いる方法か、である。

両方の方法の欠点は、アナログーデジタル変換器のデジタルの跳びは、同じままであるので、生の信号が平坦になるにつれて、分解能が低下することである。
さらに、変換は、とても遅い。

したがって、線形化された出力信号、または、線形化された出力信号を表す信号を、可能な限り少ない労力で低コストで生成可能なように、上述のような線形化回路および方法を設計および開発することが、本発明の課題である。

本発明によれば、上記の問題は、請求項１の特徴によって解決される。
線形化回路は、電流または電圧に非線形に依存する基準部品であって、前記基準部品にかかる電圧または前記基準部品を流れる電流から生じる電圧が、基準信号（Ｕｃ）または基準信号（Ｕｃ）に代わる要素を形成する、基準部品と、
前記基準部品を交互に充電および放電するように制御するように設計されている充電放電コントローラであって、前記基準信号（Ｕｃ）が実質的に周期的な曲線を有するように、前記充電および放電を制御する、充電放電コントローラと、
第１入力と第２入力と出力とを有する比較回路であって、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記第１入力に適用され、前記測定信号（Ｕｄ）が、前記第２入力に適用され、前記比較回路が、充電放電サイクル中の基準時間と、前記基準信号（Ｕｃ）と前記測定信号（Ｕｄ）との比較結果と、に基づいて、線形化された出力信号を表す矩形波信号（Ｕａ）を、自身の前記出力で生成および出力するように設計される、比較回路と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、方法に関する上述の問題は、請求項１７の特徴によって解決される。
その方法は、
基準信号（Ｕｃ）を生成するために、基準部品の充電および放電を交互に行うステップであって、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記基準部品に適用される電圧または前記基準部品を流れる電流に依存し、前記基準部品の前記充電および放電が、前記基準信号（Ｕｃ）が周期的な曲線を有するよう制御される、基準部品の充電および放電を交互に行うステップと、
前記線形化回路の比較回路の第１入力に前記基準信号（Ｕｃ）を入力するステップと、
前記比較回路の第２入力に前記測定信号（Ｕｄ）を入力するステップと、
充電放電サイクル中の基準時間と、前記比較回路による前記基準信号（Ｕｃ）と前記測定信号（Ｕｄ）との比較結果と、に基づいて矩形波信号（Ｕａ）を生成するステップと、
前記線形化回路から、線形化された出力信号として前記矩形波信号（Ｕａ）を出力するステップと、を含む。

本発明によれば、センサまたはセンサ装置の非線形な特性曲線は、値が減少する勾配を有する曲線であることが、まず認識された。
特性曲線の上昇部分および下降部分の両方で、多くの非線形センサまたは非線形センサ装置の特性曲線は、測定領域内の低い領域で勾配が大きく、測定領域内の高い領域よりも感度が高い。
特性曲線は、測定領域の上限に向かうにつれて次第に平坦になる。
さらに、電圧または電流に非線形に依存する電子部品は、非常に類似した挙動を示すことがわかった。
そのような部品は、例えば、キャパシタンス（コンデンサ）またはインダクタンス（コイル）である。

電圧または電流に非線形に依存する、とは、その部品にかかる電圧またはその部品を流れる電流が、一定の励起を印加した後に非線形に変化することを意味する。
これは、コンデンサおよびコイルを参照して、後により詳細に説明される。
一定の励起である直流電圧Ｕｂを印加すると、コンデンサの両端の電圧Ｕｃは、次式に従う。

ここで、τは、電圧Ｕｃを指数関数的に増加させる時定数であり、静電容量の大きさと、コンデンサの充電の際に使用する抵抗とに依存する。

これは、コイルを流れる電流と、それによって生じる抵抗Ｒでの電圧降下Ｕｃにも当てはまる。
コイルを流れる電流によって生じる抵抗Ｒでの電圧降下Ｕｃの曲線は、直流電圧Ｕｂが印加された際に、以下の式を満たす。

ＲＬは、コイルのオーム抵抗であり、τは、コイルを流れる電流の指数関数的な増加量を示す時定数である。

本発明によれば、電圧または電流に非線形に依存する電子部品のこの挙動を正確に利用することで、非線形な測定信号を線形化できることが、さらにわかった。
実際、多くの非線形センサには、コンデンサの充電曲線やコイルの電流引き込みなど、同等の曲線がある。
したがって、そのような電子部品は、基準信号を生成する基準部品として使用される。
基準信号は、基準部品にかかる電圧降下であってもよい。
または、基準部品を通って降下する電圧が、基準信号に代わる要素を形成してもよい。
基準部品がコイルのように電流により制御される部品である場合、例えば、電流をそれぞれの電圧降下に変換することによって、基準信号を形成するために電流を使用可能である。
この電流を流す抵抗を、この目的で使用してもよい。
生じた電圧は、それ自体で基準信号を形成してもよいし、または、基準信号に代わる要素を形成してもよい。

この基準信号は、測定信号と比較される。
比較回数が、１回だけということがないように、充電放電プロセスが、周期的に実行される。
充電プロセスや放電プロセスとは、電力を供給することや、除去することを意味する。
コンデンサの場合、これは、コンデンサ内に電場が形成されること（充電）、または、電場が消失すること（放電）を意味する。
コイルでは、磁場が形成されること（充電する）、または、消失すること（放電する）であろう。

この効果を利用する本発明による線形化回路は、基準部品と充電放電コントローラと比較回路とを含む。
充電放電コントローラは、基準部品を交互に充電および放電するように制御している。
充電および放電は、基準信号が実質的に周期的な曲線を有するように制御される。
実際には、固定周期長Ｔの後に新しい充電プロセスを開始することでこれを達成する。
基準部品にかかる電圧または基準部品を流れる電流から生じる電圧は、基準信号として使用されるか、または、基準信号に代わる要素を形成する。
後者の場合、基準部品にかかる電圧または電流から得られる電圧は、オフセットしてずれるであろう。

比較回路は、第１入力と第２入力と出力とを含む。
基準信号が、第１入力に適用され、測定信号が、第２入力に適用される。
比較回路は、基準信号を測定信号と比較し、比較結果に基づいて、矩形波信号を出力に生成する。
さらに、充電放電サイクル中の基準時間が使用される。
これにより、時間変数が生成される。
時間変数とは、基準時間と比較結果の変更時間とに依存し、線形化された出力信号を表すものである。
測定信号の値が大きくなるほど、充電放電サイクルの充電部分の後半で、測定信号と基準信号との比較結果が変化するのが遅くなる。
これにより、センサまたはセンサ装置の特性曲線が平坦になることで発生する効果が、基準部品の充電動作によって補われる。
したがって、矩形波信号は、パルス幅が変化する出力信号であり、これによって、測定信号の線形化が表される。

測定信号は、本明細書で使用される際、測定される物理変数に依存する直流電圧として理解される。
このような直流電圧は、非線形なセンサまたはセンサ装置内に直接存在しているか、または、容易に生成できる。
例えば、センサまたはセンサ装置が、周波数が測定対象物の距離に依存する渦電流センサを含む場合、この周波数は、容易にそれぞれの直流電圧に変換可能である。
この仮定は、本発明に関して、実際に限定するものではない。

矩形波信号は、第１レベルと第２レベルとの間で変化する交互信号と見なされる。
第１レベルと第２レベルとの間の変化は、矩形波信号の周期長Ｔと比較すると明らかに短い。
このレベル変化は、通常、周期長の１％未満で起こる。
好ましくは、第１レベルは、ハイレベルであり、第２レベルは、ローレベルである。
ハイレベルまたはローレベルが有する正確な電圧は、使用される線形化回路のそれぞれの実施形態に依存する。
ハイレベルに対する一般的な値は、例えば、３．３ボルトまたは５ボルトであり、ローレベルは、０ボルトである。

充電フェーズが、充分に長く続き、線形化の分解能が、充分に良好である限り、かつ、基準部品が、新しい充電フェーズの開始時に完全に放電されている限り、コンデンサの充電フェーズとその後の放電フェーズとの間の関係は、比較的任意であってもよい。
基準部品がコンデンサで形成される場合、コンデンサは、新しい充電フェーズの開始時に完全に放電されなければならないであろう。
コイルが基準部品として実施されている場合、コイルは、新しい充電フェーズの開始時に完全に消勢されなければならないであろう。
この関係は、それぞれのセンサの特性に依存する測定信号に基づいて適切に選択してもよい。
好ましくは、基準部品は、充電放電サイクルの周期長の少なくとも４０％を超える間充電される。
放電フェーズは、充電放電サイクルの周期長の最大５０％を占めるのが好ましく、基準部品の放電は、通常、放電フェーズが続くよりも早く完了する。
最も好ましくは、充電フェーズと放電フェーズは、同じ長さを有する。

特許請求の範囲に記載された発明の一般性を限定することなく、以下では、基準部品が静電容量／コンデンサによって形成されると実質的に仮定する。
コイルを励磁および非励磁にする間の電圧降下は、同様に非線形な挙動を示すので、当業者は、これらの説明が、コンデンサから電流や電圧に対して非線形に依存するコイルまたは他の基準部品へと変更可能なことを直ちに認識するであろう。

比較回路は、原則として、最も多様に設計可能である。
ここでは、矩形波信号を生成可能であり、この矩形波信号のレベル変化が、充電放電サイクル中の基準時間と、基準信号と測定信号との比較の結果とに依存することが重要である。
このような回路は、慣習上公知である。
例えば、これらには、水晶ベースの安定したオシレータからクロックを受信する、スプリッタステージが含まれる。

比較回路の実施形態では、比較回路は、コンパレータとフリップフロップとを含む。
コンパレータは、ここでも第１入力と第２入力とを備え、これらは、それぞれ比較回路の入力に接続されている。
したがって、基準信号が、コンパレータの第１入力に適用され、測定信号は、コンパレータの第２入力に適用される。
コンパレータ自体は、第１および第２入力に適用された２つの信号、すなわち、基準信号と測定信号とを比較し、その結果をフリップフロップに出力する。
フリップフロップは、比較結果を用いて矩形波信号を生成し、比較回路の出力を介して矩形波信号を出力する。

最も好ましくは、コンパレータは、シュミットトリガとして接続されているオペアンプとして構成される。
その結果、コンパレータは、第１レベルまたは第２レベルのいずれかを出力する。
基準信号が測定信号よりも小さいと、コンパレータは、ローレベルを出力し、基準信号が測定信号よりも大きいと、コンパレータは、ハイレベルを出力する。

フリップフロップの発展した実施形態では、フリップフロップは、Ｄフリップフロップで形成される。
Ｄフリップフロップは、データ入力（Ｄ）、クロック入力（ＣＬＫ）、および、リセット入力（Ｒ）を含み、データ入力でのコンスタントなハイレベルと、クロック入力でのローからハイレベルへのエッジ変化とをトリガとして、出力（Ｑ）が設定される。
リセット入力で起動イベントが発生すると、フリップフロップが、リセットされる。
このような起動イベントとは、実際には、予め決められたレベル（起動レベル）を超過することか、または、適用された信号がエッジを伴って上昇することである。
すると、フリップフロップは、エッジトリガ方式で設定される。
しかし、リセット入力で起動レベルを超えるとすぐに、フリップフロップは、レベルトリガ方式でリセットされる。

このようなＤフリップフロップの使用形態では、クロック入力が、充電放電コントローラに接続されている。
ハイレベルが、継続的にデータ入力に適用され、コンデンサの充電の開始時にフリップフロップが設定されるように、フリップフロップは、充電放電コントローラに対して調整されている。
このようにして、コンデンサの充電と同時にフリップフロップが、クロック入力を介して設定されるので、コンデンサの充電が開始される基準時間を、充電放電サイクル中に形成することが非常に容易である。

コンパレータの比較結果を反映するために、コンパレータの出力が、Ｄフリップフロップのリセット入力に接続されるのが好ましい。
そのように使用するための唯一の前提条件は、コンパレータが、フリップフロップをリセットするための起動イベントとして適した信号を発生可能なことである。
これは、比較結果を変更するとき、コンパレータが、フリップフロップに適切に解釈されるレベル変更を出力するか、または、フリップフロップのリセット入力へ適切なレベルを出力するかのいずれかをすることを意味する。
Ｄフリップフロップをこのように接続すると、矩形波信号が、フリップフロップの出力で生成される。
この信号は、基準時間と、測定信号と基準信号との比較結果とに依存する。

フリップフロップの反転トリガでは、コンパレータの比較結果をセット入力に入力することも可能なことに留意されたい。

Ｄフリップフロップの代わりに、ＲＳフリップフロップのような他の種類のフリップフロップを使用してもよい。
フリップフロップ回路は、所望の結果が出力に現れるように調整する必要がある。

Ｄフリップフロップの代わりに単純なＡＮＤゲートを使用してもよい。
クロック信号が、ＡＮＤゲートの第１入力に適用され、コンパレータの出力からの比較結果が、第２入力に適用される。
この実施形態では、基準信号が測定信号よりも小さいときにコンパレータがハイレベルを出力すると有利である。
ＡＮＤゲートの第１入力におけるクロック信号が、ローからハイに変化する一方で、コンパレータの出力にハイレベルが、同時に適用されていると、ＡＮＤゲートの出力は、ハイレベルになる。
基準信号が測定信号を超えるとすぐに、コンパレータの出力は、ローレベルに切り替わる。
したがって、ローレベルが、ＡＮＤゲートの第２入力に適用され、それによって、ゲートもその出力がローに切り替わる。
クロック信号が、ローレベルに変化しても、ＡＮＤゲートの出力は、ローレベルのままである。
ゲートの出力におけるハイレベルの持続時間も、また、基準時間と、測定信号と基準信号との比較の結果とに依存する。

比較回路の出力で矩形波信号を生成する比較回路を設計する方法は、多くあり、その信号は、測定信号と基準信号との比較の結果に依存することに今一度留意されたい。

さらに発展した実施形態では、線形化回路は、第１および第２抵抗も含み、第１抵抗は、コンデンサを充電するために使用され、第２抵抗は、コンデンサを放電するために使用される。
充電プロセスでの温度依存性を低くするために、第１抵抗は、温度安定性抵抗によって形成されるのが好ましい。
原則として、第２抵抗も、温度安定設計であってもよい。
しかし、基準信号と測定信号との比較は、充電フェーズ中にのみ行われ、放電用の回路は、そのフェーズ中に使用されないので、これは、絶対に必要というわけではない。
第２抵抗が、温度安定性であるか否かにかかわらず、コンデンサの放電プロセスは、確実に充分速くするべきである。
このために、第２抵抗は、コンデンサの放電がコンデンサの充電よりも速くなるように、第１抵抗に対して寸法設定されている。
これは、通常、第１抵抗の抵抗値が第２抵抗の抵抗値よりも大きいことを意味する。
特に、第１および第２抵抗は、コンデンサを充電する時間がコンデンサを放電する時間の少なくとも２倍になるように、すなわち、コンデンサが充電されるよりも２倍速く放電されるように寸法設定されるのが好ましい。

線形化回路を様々な測定信号に対して調整可能にするために、さらに発展した実施形態では、第１抵抗は、調整可能な設計であってもよい。
これは、抵抗自体が調整可能であることで、または、調整可能な抵抗を第１抵抗に並列または直列に接続することのいずれかで、達成可能である。
そのような調整可能性は、例えば、デジタルーアナログ変換器によって、または、第１抵抗に並列または直列に接続されているデジタルポテンショメータを使用することによって、達成可能である。

線形化回路を適合させるための別の選択肢は、コンデンサの静電容量を変えることである。
これは、調整可能なコンデンサによって達成可能であり、機械的に（例えば、トリミングコンデンサ）、電気的に（例えば、可変容量ダイオード）、または、デジタル的に（例えば、インターフェースを有する集積回路によって、または、コンデンサを接続または遮断することによって）静電容量が調整可能であるかどうかは、実質的に問題ではない。
同様に、コイルが基準部品として使用される場合、このコイルは、調整可能なコアを用いて適合されてもよい。
一般的に言えば、基準部品を調整可能にすると、線形化回路を調整可能に構成することができる。
これは、充電放電挙動に影響を与える方法である。

さらに、充電、放電、またはその両方のための電源を調整可能に設計する選択肢が存在する。
これにより、線形化される電圧Ｕｄの任意の所望の開始値および終了値に、回路を調整可能になる。
実用的な選択肢は、数多くあり、それらは、十分に知られている。
例えば、ポテンショメータ、電源ユニット、デジタルーアナログ変換器、デジタルポテンショメータ、基準電圧源などが含まれてもよい。

充電プロセスおよび放電プロセスを実行するために、線形化回路は、少なくとも１つの制御入力と第１入力と第２入力と出力とを有する第１切り替え手段を含んでもよい。
切り替え手段は、少なくとも１つの制御入力に入力される制御信号に応じて、第１入力または第２入力のどちらかを出力に接続するように設計される。
充電放電コントローラからの制御信号に基づいて切り替え手段を制御可能なように、この少なくとも１つの制御入力が、充電放電コントローラに接続される。
第１抵抗の一方の端子は、切り替え手段の第１入力に接続され、第２抵抗の一方の端子は、切り替え手段の第２入力に接続されている。
この配置では、第１抵抗の第２端子は、電圧源に接続してもよく、第２抵抗の第２接続は、接地電位に接続してもよい。
切り替え手段の出力は、コンデンサの端子に接続されるであろう。
したがって、コンデンサは、第１抵抗を介して電圧源に接続されて（充電されて）もよく、あるいは、第２抵抗を介して接地電位に接続されて（放電されて）てもよい。
このように、充電放電装置からの制御信号に基づいてコンデンサを充電放電することができる。

さらに、下降特性曲線を有する測定信号Ｕｄが、同じ切り替え原理を用いて簡単に線形化可能である。
これまでに説明した「放電フェーズ」で、コンデンサをより高い初期値に充電するだけである。
「充電フェーズ」では、コンデンサは、より低い電圧へと放電される。
フリップフロップ用の正しいリセットパルスを生成するために、例えば、コンパレータの２つの入力を切り替えてもよい。
適切なインバータを使用してコンパレータの出力を反転させることも考えられる。

さらに、コンデンサは、温度安定性を改善するために、温度安定設計としてもよい。
このためにコンデンサは、温度係数αを含んでもよく、その値は、１０の−３乗／Ｋ未満、好ましくは、１０の−４乗／Ｋ未満である。
さらに開発された実施形態では、温度係数αは、０に等しい。
温度係数が０であるコンデンサは、例えば、ＮＰ０（ネガティブポジティブゼロ）コンデンサとしても知られるＩＥＣ／ＥＮ６０３８４−８／２１に従うクラス１セラミックコンデンサである。
ＥＩＡ ＲＳ−１９８コードでは、このようなコンデンサは、Ｃ０Ｇと呼ばれる。

本発明による線形化回路が生成する矩形波信号は、線形化出力信号を表している。
これは、矩形波信号がパルス幅変調信号であるためであり、すなわち、矩形波信号のハイレベルと周期長との比によって、線形化された出力信号が表される。
線形化された出力信号が、直流電圧という形で存在することになる場合、さらに発展した実施形態では、線形化回路は、矩形波信号が適用されるローパスフィルタを備えてもよい。
ローパスフィルタは、矩形波信号から直流電圧を生成し、この直流電圧は、矩形波信号に由来する。
ローパスフィルタの特に単純な設計では、このフィルタは、単純なＲＣ素子によって形成されてもよい。
出力信号が、温度変動の影響を受けないようにするために、ローパスフィルタを温度安定性素子で形成してもよい。

前述の記載および説明は、本発明による線形化回路とそれぞれの線形化回路の開発された実施形態が、特別な部品を使用せずに実施可能であることを示している。
これにより、アナログーデジタル変換器のように、線形化回路の分解能に関して、デジタル化ステージによる制限が特段生じない。
代わりに回路は、いくつかの個別部品および単純な集積回路を使用して実施可能である。
回路の分解能の大部分は、各部品からのノイズによってのみ制限されるが、これは、通常、一般的なアナログーデジタル変換器の量子化ノイズより明らかに低い。
これにより、高精度と高分解能を備えた、費用対効果が高くて信頼性が高い線形化回路を生成できる。

線形化回路の部品は、また、柔軟性を高めるためにマイクロコントローラに実装されてもよい。これは充電放電コントローラに対して特に容易である。
このようにして、コンデンサの充電および放電は、柔軟にプログラム可能なように構成可能である。
このようなマイクロコントローラは、また、調整可能な第１抵抗、または存在する場合には、前記第１抵抗に並列または直列に接続された調整可能な抵抗を制御するために使用されてもよい。
これらのような部品は、実際公知である。
マイクロコントローラは、比較回路が出力した矩形波信号を分析するためにも使用されてもよい。
このことは、例えば、マイクロコントローラのクロック信号などの基準振動をカウントすることで行われてもよい。
これにより、線形化された出力信号を、簡単で費用対効果高くデジタル化することが可能になる。
ここで、カウントフェーズ長くすることで、所望の分解能をも達成可能である。
さらに、マイクロコントローラは、基準部品の充電または放電に必要になる可能性がある電圧を生成してもよい。
マイクロコントローラのＰＷＭモジュールは、この目的のために外部ローパスフィルタと一緒に使用されてもよい。
全体として、線形化回路の多くの部分が、原則としてマイクロコントローラ内に実装できることは明らかである。

本発明の理論的根拠を有利に開発および改善する様々な方法が存在する。
従属する請求項と、図面を参照する本発明の実施形態の説明とを参照する。
本教示の設計が、図面に基づく本発明の実施形態の説明と併せて記載される。

コンデンサの一連の充電放電サイクルから構成される基準信号の曲線を示す図。 測定信号Ｕｄと矩形波信号Ｕａと共に、図１による基準信号を示す図。 クロック信号ＣＬＫ、Ｄフリップフロップのリセット入力の信号、およびＤフリップフロップの出力Ｑでの信号と共に、基準信号Ｕｃおよび測定信号Ｕｄを示す図。 例示的な測定信号を示す図。 図３による測定信号の線形化誤差を示す図。 本発明による線形化回路の線形化出力信号を図で示し、出力信号は、ローパスフィルタによって一様化されている。 線形化出力信号の線形化誤差を示す図。 基準部品としてコンデンサを使用して測定信号を線形化するための回路図。 基準部品としてコイルを使用して測定信号を線形化するための回路図。

図１は、本発明による線形化回路によって生成および使用が、可能な基準信号の時間的経過を示す図を示す。
この図は、時間ｔにわたる電圧Ｕｃのプロットである。
基準信号は、線形化回路のコンデンサの一連の充電放電フェーズによって構築される。
温度安定性のあるコンデンサ（Ｃ０ＧまたはＮＰ０が好ましい）が、常に、充電および放電されている。
前述のコンデンサは、温度安定性の第１抵抗を介して充電され、典型的なコンデンサ充電曲線に従う。
このコンデンサは、放電が充電よりも速くなされるように第２抵抗を介して放電され、その結果、非常に速く、再び安定した初期状態に達する。
放電用の抵抗（第２抵抗）は、特別な精度や温度安定性の要件を満たす必要はない。

コンデンサの充電フェーズ１の後には、コンデンサの放電フェーズ２が続く。
その逆も、同様である。
周期長Ｔの後、新しい充電フェーズ、つまり、新しい充電放電サイクルが開始される。
すなわち、コンデンサの充電および放電が制御され、周期長Ｔの周期的な基準信号が生成される。
図１に示す実施形態では、この周期は、約０．８ミリ秒である。
充電および放電フェーズが約半周期毎に変化することは明らかである。
コンデンサの放電するにあたり、放電フェーズ全体を必要とはしていない。
こうすることで、コンデンサは、新しい充電フェーズの開始時、つまり、新しい充電放電サイクルの開始時には、確実に放電されている。

線形化回路は、本明細書に示される実施形態では、コンパレータとＤフリップフロップとを含む比較回路を備える。
コンパレータは、基準信号Ｕｃと測定信号Ｕｄとを比較する。
測定信号Ｕｄは、測定された物理変数に依存する、変換済みの直流電圧である。
フリップフロップは、各充電フェーズの開始時に設定されることで、その初期電圧Ｕａが論理「１」に設定され、すなわち、ハイレベルをとる。
基準信号Ｕｃが測定信号Ｕｄよりも大きくなると、コンパレータは、フリップフロップを切り替えて論理「０」に、すなわち、ローレベルに設定し戻す。

図２は、図１による基準信号Ｕｃに加えて、線形化回路が生成する測定信号Ｕｄおよび矩形波信号Ｕａの時間経過を示す。
図示された測定信号Ｕｄに対して、測定信号Ｕｄが表す物理変数は、線形に変化すると仮定する。
これは、この測定信号を生成したセンサの特性曲線に従って、測定信号Ｕｄが上昇することを意味する。

図２ａは、Ｄフリップフロップにおける基準信号Ｕｃおよび測定信号Ｕｄの時間経過と関連するレベル状態とを示す。
上述のように、クロック信号が、曲線Ｕｃの状態を制御し、ハイレベルに切り替わる際にコンデンサが充電され、ローレベルに切り替わる際に再び放電されるというように制御する。
同時に、クロック信号が、ＤフリップフロップのＣＬＫ入力に適用される。
フリップフロップのＤ入力が常に論理「１」（ハイレベル）の場合、立ち上がりエッジを有する出力Ｑをクロック信号が設定する。
コンパレータは、常に、ＵｄとＵｃとを比較する。
Ｕｄが、Ｕｃよりも大きくなると、コンパレータの出力は、０から１にジャンプする。
この出力信号は、フリップフロップのＲ入力に供給されてフリップフロップをリセットさせる。
すると、出力Ｑは、論理０（ローレベル）に切り替わる。
Ｄフリップフロップの出力Ｑのハイレベルの持続時間も、また、基準時間と、測定信号と基準信号との比較の結果とに依存し、線形化された測定信号を表す。

センサの特性曲線が、図３に完全に示されている。
センサは、渦電流測定システムであり、測定システムからの測定対象物の距離を判断する。
したがって、測定信号Ｕｄは、図３の測定距離ｄにわたってプロットされている。
測定システムの感度は、短い測定距離で増加することと、したがって、特性曲線は、急速に上昇することとが見てとれる。
測定距離が、長くなるにつれて、感度は、低下する。
このことは、特性曲線が平坦になるにつれて顕著になる。
距離ｄに対して、測定信号Ｕｄは、指数関数的な曲線になる。
測定中に特性曲線が完全に移動すると（すなわち、測定領域の始まりから測定領域の終わりまで、距離が一定に増加していくと）、図２に示す指数関数的に上昇する曲線Ｕｄが時間依存曲線として得られる。

測定領域の端部に向かうにつれて平坦になる曲線を補うために、測定信号Ｕｄが、指数関数的な交互電圧Ｕｃと比較され、矩形波信号Ｕａが生成される。
測定信号が、平坦になるにつれて、フリップフロップのリセットは、より遅くなる。
これにより、平坦になる測定信号の曲線を、パルス幅が、より長くなることで補っている。
したがって、パルス幅（フリップフロップの論理「１」）は、距離が長くなるにつれて増加する。
したがって、パルス幅は、元の測定値に対する直接的な値となり、これは、線形化回路によって特に簡単な方法で線形化される。
矩形波信号が、ローパスフィルタ、例えば、単純なＲＣ要素、に適用される場合、元の出力変数に関連する線形性の出力電圧が得られる。
すると、（パルス幅が狭い）高感度の範囲では特性曲線に寄与する電圧が減少し、（パルス幅が広い）低感度の範囲では増加するというように、線形化がなされる。

この挙動は、図２から明らかである。
矩形波信号のパルスは、常に、充電フェーズから始まる。
したがって、矩形波信号Ｕａは、（基準信号Ｕｃの開始立ち上がりによって識別可能な）充電フェーズの開始時に、ローレベル（約０Ｖ）からハイレベル（約５Ｖ）にジャンプする。
したがって、充電フェーズが始まることで、充電放電サイクル中の基準時間が形成される。
矩形波信号は、基準信号Ｕｃが測定信号Ｕｄと同じ大きさになるまでハイレベルに留まる。
その後、矩形波信号Ｕａは、ローレベルに降下し、新しい充電放電サイクルが開始されるまで、そのレベルに留まる。
測定信号が増加するにつれて、パルス幅が変化することも明らかに見てとれる。

この線形化回路の効果は、図４から図６に基づいて詳細に見てとれるであろう。
図４は、図３による特性曲線に対する線形化誤差をパーセントで示している。
測定信号Ｕｄは、明らかに線形特性曲線から逸脱していることが分かる。
この特性曲線は、線形特性曲線から±１０％以上逸脱している。

図５は、本発明による線形化回路を用いて線形化された特性曲線を示す。
図５から明らかなように、線形化回路の出力電圧Ｕａは、直線からほとんど逸脱していない。
図６は、線形化出力信号の線形化誤差の形でこれをもう一度示す。
線形化誤差が、減少していることが分かる。
ほとんどの値は、約±０．５％の帯域内にある。
これは、図４の約２０％と比較すると、非常に大きな減少となっている。

図７は、本発明による線形化回路の第１実施形態を示し、この第１実施形態は、基準部品としてコンデンサＣを使用する。
コンデンサＣは、非常に小さい温度係数を有する、好ましくは、ＮＰ０コンデンサである。
コンデンサＣの一方の端子は、切り替え手段３の出力に接続され、第２端子は、接地電位に接続されている。
切り替え手段３は、第１入力４、第２入力５、および制御入力６を含み、切り替え手段は、制御入力６における信号に応じて、第１入力４または第２入力５のいずれかを出力に接続する。
第１電圧源Ｕ１が、第１抵抗Ｒ１を介して第１入力４に適用される。
第１抵抗Ｒ１は、温度安定性抵抗として設計されている。
第２入力５は、第２抵抗Ｒ２を介して第２電圧源Ｕ２に接続されている。
第１電圧源Ｕ１の電圧は、第２電圧源Ｕ２の電圧より大きい。
原理としては、第２電圧源Ｕ２を設けずに、切り替え手段の第２入力を抵抗Ｒ２を介して接地電位に接続することも考えられる。
このオプションとしての設計は、第２電圧源Ｕ２の隣の破線によって概説されている。

切り替え手段３の制御入力６は、クロックパルス生成器７に接続されている。
このクロックパルス生成器７は、本発明が定義するような充電放電コントローラとして使用される。
クロックパルス生成器７の出力信号は、Ｄフリップフロップ８のクロック入力ＣＬＫにさらに入力される。
このＤフリップフロップ８は、コンパレータ９と共に比較回路１０を形成している。
フリップフロップ８のデータ入力Ｄには、ハイレベルが適用される。
リセット入力Ｒが、コンパレータ９の出力に接続されている。
線形化された測定信号を表す矩形波信号Ｕａは、フリップフロップ８の出力Ｑに出力される。
コンパレータ９の第１入力１１は、コンデンサＣと、切り替え手段の出力とに接続されている。
測定信号Ｕｄは、コンパレータ９の第２入力１２に入力される。
フリップフロップ８の出力は、ローパスフィルタ１３に接続されてもよい。
ローパスフィルタ１３は、図７でオプションの追加要素として破線で概説されており、直列に接続された抵抗とコンデンサによって形成される。
一様化された線形化出力信号Ｕａ，ｄｃが、抵抗とコンデンサとのインターフェースに適用される。

この回路の動作の際、クロックパルス生成器７は、切り替え手段３と協働し、コンデンサＣが常に確実に充電および放電されるようにする。
制御信号は、周期的な設計となっているので、コンデンサＣにかかる電圧も、また、図１に示す曲線と実質的に一致する周期的な曲線を有する。
周期長Ｔは、クロック信号生成器７の出力信号の周期長によって定義される。
この回路のコンデンサＣにかかる電圧によって基準信号Ｕｃが形成される。
回路の動作のより詳細については、上述の説明を参照する。

図８は、本発明による線形化回路の第２実施形態を示し、この第２実施形態は、基準部品としてコイルＬを使用する。
比較回路１０と、クロックパルス生成器７と、オプションのローパスフィルタ１３とは、第１実施形態と同様に接続されている。
基準信号の生成だけが、大きく異なる。
常閉接点または常開接点として設計可能な切り替え手段１４が、電圧源Ｕ１とコイルＬの第１端子との間に挿入されている。
切り替え手段１４の制御入力が、クロックパルス生成器７の出力に接続されている。
第２端子が接地電位に接続されている第２抵抗Ｒ２が、さらに、コイルＬの第１端子に接続されている。
第２端子が第２電圧源または（オプションで）アースに接続されている第１抵抗Ｒ１が、コイルＬの第２端子１６に接続されている。
コイルＬの第２端子１６の電圧は、コンパレータ９の第１入力１１に入力される。

回路が動作しているとき、切り替え手段１４の制御入力での制御信号により、コイルＬは、確実に周期的に充電および放電される。
切り替え手段１４の切り替え接点を閉じることによって、コイルＬの第１端子１５は、電圧源Ｕ１に接続され、より高い電位まで上昇する。
これにより、コイルＬと抵抗Ｒ１を通って電流が流れ、コイルＬが励磁される。
切り替え手段１４の切り替え接点を開放した後、コイルＬは、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ１を介して放電される。
これにより、抵抗Ｒ１にかかる電圧降下が生じる。
電圧降下は、コイルを流れる電流に依存する。
この電圧降下は、基準信号を生成するために使用される。
第２電圧源Ｕ２が設けられている場合には、抵抗Ｒ１にかかる電圧降下が、基準信号に代わる要素を形成する。
オプションで（第２電圧源Ｕ２にではなく）接地電位への接続がなされる場合、抵抗Ｒ１にかかる電圧降下が、基準信号を形成する。
これらの点以外は、回路は上述した挙動を示す。

前述の説明は、センサシステムの特性曲線全体を推移することを意味しているが、当業者であれば、静止測定信号も回路によって線形化可能であることを理解するであろう。
出力信号Ｕａが、ローパスフィルタによって直流電圧に変換されることも絶対に必要というわけではない。
代わりに、矩形波信号のパルス幅を直接、例えば、カウンタを用いて分析することも可能である。
そしてそれぞれの測定値は、直ちに、デジタル形式で取得される。

この回路は、マイクロコントローラを使用して特に有利に実施可能である。
マイクロコントローラは、クロック生成と、充電フェーズと放電フェーズとの間のコンデンサの切り替えと、オプションでフリップフロップとを制御可能である。
さらに、マイクロコントローラにオプションで含まれるＤＡ変換器を使用し、並列接続されているＤＡ変換器を用いて温度安定性の第１抵抗の抵抗値を調整することで、回路を実際のセンサに合わせて調整してもよい。
これにより、マイクロコントローラが制御する実際のセンサの調整が、迅速かつ簡単になる。

マイクロコントローラを使用するにもかかわらず、線形化回路の分解能は、マイクロコントローラのＡＤ変換器またはＤＡ変換器などのデジタル部品に依存しないことを強調しておくべきである。
分解能がこれらの部品のノイズでしか制限されないように、信号ＵｃおよびＵｄを比較するためにアナログ部品（コンパレータ）のみが使用される。
これは、制御タスクを実行するだけなので、非常にシンプルで低コストのマイクロコントローラを使用可能なことを意味している。
回路の他の部品は、単純で受動的な部品であり、非常に低コストで非常に容易にデジタル調整可能な回路を高精度および高分解能で実現可能となる。
また、ほんのわずかな温度安定性部品しか必要とせず、コスト面で好ましい効果をもたらす。

本発明による装置の実施形態および繰り返しを避けるために、上記の説明および添付の特許請求の範囲の一般的な部分を参照されたい。

最後に、上述した本発明による線形化回路の実施形態は、特許請求の範囲に記載の教示を説明するために使用され、これらの教示がこれらの実施形態に限定するものではない。

Ｕａ ・・・矩形波信号
Ｕｃ ・・・基準信号
Ｕｄ ・・・測定信号
Ｕａ，ｄｃ ・・・一様化された矩形波電圧Ｕａ
１ ・・・充電フェーズ
２ ・・・放電フェーズ
３ ・・・切り替え手段
４ ・・・（切り替え手段の）第１入力
５ ・・・（切り替え手段の）第２入力
６ ・・・（切り替え手段の）制御入力
７ ・・・クロックパルス生成器（充電放電コントローラ）
８ ・・・Ｄフリップフロップ
９ ・・・コンパレータ
１０ ・・・比較回路
１１ ・・・（コンパレータの）第１入力
１２ ・・・（コンパレータの）第２入力
１３ ・・・ローパスフィルタ
１４ ・・・切り替え手段
１５ ・・・（コイルの）第１端子
１６ ・・・（コイルの）第２端子

Claims (19)

1. 測定信号（Ｕｄ）を線形化する線形化回路であって、
   前記測定信号（Ｕｄ）を入力する入力と線形化された出力信号を出力する出力とを有する前記線形化回路が、
   電流または電圧に非線形に依存する基準部品であって、前記基準部品にかかる電圧または前記基準部品を流れる電流から生じる電圧が、基準信号（Ｕｃ）または基準信号（Ｕｃ）に代わる要素を形成する、基準部品と、
   前記基準部品を交互に充電および放電するように制御するように設計されている充電放電コントローラ（７）であって、前記基準信号（Ｕｃ）が周期的な曲線を有するように前記充電および放電を制御する、充電放電コントローラ（７）と、
   第１入力（１１）と第２入力（１２）と出力とを有する比較回路（１０）であって、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記第１入力（１１）に適用され、前記測定信号（Ｕｄ）が、前記第２入力（１２）に適用され、前記比較回路（１０）が、充電放電サイクル中の基準時間と、前記基準信号（Ｕｃ）と前記測定信号（Ｕｄ）との比較結果と、に基づいて、線形化された出力信号を表す矩形波信号（Ｕａ）を、自身の前記出力で生成および出力するように設計される、比較回路（１０）と、
   を有していることを特徴とする、線形化回路。
2. 前記比較回路（１０）が、コンパレータ（９）とフリップフロップとを含み、
   前記コンパレータ（９）が、前記比較回路（１０）の前記第１入力（１１）に入力された信号と前記第２入力（１２）に入力された信号とを比較し、前記フリップフロップに前記比較の結果を出力し、
   前記フリップフロップが、前記矩形波信号（Ｕａ）を生成し、前記矩形波信号（Ｕａ）を前記比較回路（１０）の前記出力を介して出力することを特徴とする、請求項１に記載の線形化回路。
3. 前記コンパレータ（９）が、シュミットトリガとして接続され、
   前記コンパレータ（９）が、前記基準信号（Ｕｃ）が前記測定信号（Ｕｄ）より小さい場合にローレベルを出力し、前記基準信号（Ｕｃ）が前記測定信号（Ｕｄ）より大きい場合にハイレベルを出力することを特徴とする、請求項２に記載の線形化回路。
4. 前記フリップフロップが、セット入力（Ｓ）とリセット入力（Ｒ）とを有するＲＳフリップフロップであり、
   前記セット入力（Ｓ）が、前記充電放電コントローラ（７）に接続され、前記基準部品の充電プロセスの開始時に前記フリップフロップが設定されるように、前記フリップフロップが、前記充電放電コントローラ（７）に対して調整されることを特徴とする、請求項２または請求項３に記載の線形化回路。
5. 前記フリップフロップが、データ入力（Ｄ）とクロック入力（ＣＬＫ）とリセット入力（Ｒ）とを有するＤフリップフロップ（８）であって、
   前記データ入力（Ｄ）が、ハイレベルにあり、前記クロック入力（ＣＬＫ）が、前記充電放電コントローラ（７）に接続され、前記基準部品の充電プロセスの開始時に前記フリップフロップが設定されるように、前記フリップフロップ（８）が、前記充電放電コントローラ（７）に対して調整されることを特徴とする、請求項２または請求項３に記載の線形化回路。
6. 前記コンパレータ（９）が出力した前記比較の結果が、前記フリップフロップのリセット入力（Ｒ）に適用されることを特徴とする、請求項４または請求項５に記載の線形化回路。
7. 前記比較回路（１０）が、コンパレータ（９）とＡＮＤゲートとを含み、
   前記コンパレータ（９）が、前記比較回路（１０）の前記第１入力（１１）に入力された信号と前記第２入力（１２）に入力された信号とを比較し、前記ＡＮＤゲートに前記比較の結果を出力し、前記ＡＮＤゲートが、前記矩形波信号（Ｕａ）を生成し、前記矩形波信号（Ｕａ）を前記比較回路（１０）の前記出力を介して出力することを特徴とする、請求項１に記載の線形化回路。
8. 第１抵抗（Ｒ１）と第２抵抗（Ｒ２）とを有し、
   前記基準部品が、前記第１抵抗（Ｒ１）を介して充電され、前記第２抵抗（Ｒ２）を介して放電され、
   前記第１抵抗（Ｒ１）が、温度安定性抵抗で形成されていることを特徴とする、請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の線形化回路。
9. 前記基準部品の放電が前記基準部品の充電よりも速く、好ましくは、少なくとも２倍速くなされるように、前記第１抵抗（Ｒ１）および前記第２抵抗（Ｒ２）が、寸法設定されていることを特徴とする、請求項８に記載の線形化回路。
10. 前記第１抵抗（Ｒ１）が調整可能であるか、調整可能抵抗が前記第１抵抗（Ｒ１）に並列または直列に接続されていることを特徴とする、請求項８又は請求項９に記載の線形化回路。
11. 少なくとも１つの制御入力（６）を有する切り替え手段（３）を有し、
    前記制御入力（６）が、前記充電放電コントローラ（７）に接続され、
    前記切り替え手段（３）が、前記少なくとも１つの制御入力（６）に適用される制御信号に基づいて、前記第１抵抗（Ｒ１）の端子または前記第２抵抗（Ｒ２）の端子を、前記基準部品の端子に接続することを特徴とする、請求項１乃至請求項７のいずれか１項と請求項８乃至請求項１０のいずれか１項とに記載の線形化回路。
12. 前記基準部品が、コイル（Ｌ）またはコンデンサ（Ｃ）で形成されていることを特徴とする、請求項１乃至請求項１１のいずれか１項に記載の線形化回路。
13. 前記コンデンサ（Ｃ）または前記コイル（Ｌ）が、温度係数αを備え、
    前記温度係数αの値が、１０の−３乗／Ｋよりも小さく、好ましくは、１０の−４乗／Ｋよりも小さく、特に好ましくは、ゼロに等しいことを特徴とする、請求項１２に記載の線形化回路。
14. 前記矩形波信号（Ｕａ）が適用されるローパスフィルタを有し、
    前記ローパスフィルタが、前記矩形波信号（Ｕａ）から直流電圧（Ｕａ，ｄｃ）を生成し、
    前記直流電圧（Ｕａ，ｄｃ）が、前記矩形波信号（Ｕａ）に由来していることを特徴とする、請求項１乃至請求項１３のいずれか１項に記載の線形化回路。
15. 前記充電放電コントローラ（７）および／または前記線形化回路の他の部品を実装しているマイクロコントローラを有していることを特徴とする、請求項１乃至請求項１４のいずれか１項に記載の線形化回路。
16. 前記基準部品が、前記充電および放電の挙動を変更するために調整可能に設計されていることを特徴とする、請求項１乃至請求項１５のいずれか１項に記載の線形化回路。
17. 測定信号を線形化する方法であって、
    前記測定信号（Ｕｄ）が、請求項１乃至請求項１６のいずれか１項に記載の線形化回路に入力される測定信号であって、
    前記測定信号を線形化する方法が、
    基準信号（Ｕｃ）を生成するために、基準部品の充電および放電を交互に行うステップであって、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記基準部品に適用される電圧か、または、前記基準部品を流れる電流かに依存し、前記基準部品の前記充電および放電が、前記基準信号（Ｕｃ）が周期的な曲線を有するように制御される、基準部品の充電および放電を交互に行うステップと、
    前記線形化回路の比較回路（１０）の第１入力（１１）に前記基準信号（Ｕｃ）を入力するステップと、
    前記比較回路（１０）の第２入力（１２）に前記測定信号（Ｕｄ）を入力するステップと、
    充電放電サイクル中の基準時間と、前記比較回路（１０）による前記基準信号（Ｕｃ）と前記測定信号（Ｕｄ）との比較結果と、に基づいて矩形波信号（Ｕａ）を生成するステップと、
    前記線形化回路から、線形化された出力信号として前記矩形波信号（Ｕａ）を出力するステップと、を含むことを特徴とする、測定信号を線形化する方法。
18. 前記基準部品の充電の開始が、充電放電サイクル中の基準時間として用いられることを特徴とする、請求項１７に記載の測定信号を線形化する方法。
19. 前記比較回路（１０）による前記基準部品の充電の開始後、前記基準信号（Ｕｃ）が、前記測定信号（Ｕｄ）を超えるまで、第１レベルが出力され、前記比較回路（１０）による前記基準部品の充電の次の開始まで、第２レベルが出力されることを特徴とする、請求項１８に記載の測定信号を線形化する方法。