EP2012250B1 - Analog Dividierer - Google Patents
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- EP2012250B1 EP2012250B1 EP20080103649 EP08103649A EP2012250B1 EP 2012250 B1 EP2012250 B1 EP 2012250B1 EP 20080103649 EP20080103649 EP 20080103649 EP 08103649 A EP08103649 A EP 08103649A EP 2012250 B1 EP2012250 B1 EP 2012250B1
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- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
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- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
- G06G7/16—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for multiplication or division
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- G06G7/161—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for multiplication or division with pulse modulation, e.g. modulation of amplitude, width, frequency, phase or form
Definitions
- the invention relates to a method for operating an analog divider, wherein a sawtooth or triangular signal is formed, for generating a first input voltage as a divisor and a reference potential are given, and wherein this sawtooth or triangular signal by means of a first comparator with a second input voltage as Dividend is compared in such a way that as a first comparison signal, a pulse width modulated signal is generated, the average value is output as a quotient of the division. Furthermore, the invention relates to an analog divider for carrying out the method.
- Analog dividers are circuits that are mainly used in control engineering. For example, in electric devices that are power-controlled, a quotient formation is required in order to determine a desired current from a predetermined power and a measured voltage. Another application is in the control of complex clocked converters with two pole positions. In this case, an input voltage and an output voltage are measured and derived according to the type of the converter, a duty cycle size, for example, by dividing the output voltage by the sum of input and output voltage.
- analogue dividers are known, by means of which an output voltage is derived from two input voltages, which corresponds to the quotient of the division of the two input voltages.
- operational amplifiers are used. These operational amplifiers are with appropriate wiring as logic devices such For example, subtractor, logarithm or De-logarithmier formed.
- An analog divider is then composed, for example, of two logarithmers, a subtractor and a de-logarithm (cf. Fig. 1 ).
- JP 2005 157 721 A1 In order to reduce the influence of the component tolerance, is in the JP 2005 157 721 A1 indicated a circuit in which a first input voltage is supplied as a divisor a sawtooth or triangular generator. This generator forms a sawtooth or triangular signal, wherein the value of the first input voltage is specified as a positive peak value of the signal. In a subsequent comparator, this sawtooth or triangular signal is compared with a second input voltage. As a comparison signal is obtained while a pulse width modulated signal, the average value is output as the quotient of the division of the second by the first input voltage.
- a sawtooth or triangular generator comprises components whose tolerances in turn lead to inaccuracies. According to the prior art, such circuits are therefore calibrated, but this is associated with considerable effort. In addition, a one-time calibration is not suitable, for example, to reduce inaccuracies due to a temperature drift of individual components.
- Circuit arrangements are also known for generating a sawtooth or triangular signal, in which further comparators are arranged in such a way that the influence of individual components is eliminated.
- a reference voltage is generally generated which is proportional to the first input voltage (see. Fig. 4 ).
- a known circuit arrangement of a triangular signal generator comprises two comparators and a capacitor to which the triangular signal is applied.
- one comparator compares the triangular signal with the first input voltage and the other comparator compares the triangular signal with a reference potential.
- a controller switches the capacitor alternately to a current source and a current sink (see. Fig. 5 ).
- Another circuit arrangement for generating a triangular signal has a similar structure, but instead of the current source and the current sink comprises a positive and a negative voltage source.
- the switching element for switching between positive and negative voltage source then an example designed as a wired operational amplifier integrator is connected to the output of the triangular signal can be tapped (see. Fig. 6 ).
- a triangular signal generated in this way has the disadvantage that due to the response times of the comparators delays in the switching of the switching element occur, which lead to an inaccurate triangular signal (see. Fig. 7 and 8th ). As a result, the quotient of the division is also error-prone.
- a control method for a two-stage converter in which a non-variable sawtooth signal is generated by means of a signal generator G and used as a first reference signal.
- a peaking serves to generate a second sawtooth signal, which is available as a non-variable second reference signal.
- the invention has for its object to provide an improvement over the prior art for an analog divider of the type mentioned.
- this object is achieved by a method for operating an analog divider, wherein a splitge leopard- or triangular signal is formed, for generating a first input voltage as a divisor and a reference potential are given, and wherein this shege leopard- or triangular signal by means of a first comparator with a second input voltage compared as a dividend in the way is that as a first comparison signal, a pulse width modulated signal is generated, the average value is output as a quotient of the division.
- the sawtooth or triangular signal is formed by means of a first and a second regulator, and the first regulator (REG1) is supplied with the first input voltage (U1) or a voltage proportional thereto and the sawtooth or triangular signal or a signal proportional thereto in such a way that the upper peak value of the sawtooth or triangular signal of the first input voltage is readjusted. Furthermore, the reference potential and the sawtooth or triangular signal are supplied to the second regulator (REG2) in such a way that the lower peak value of the sawtooth or triangular signal is readjusted to the value of the reference potential.
- the first comparison signal is smoothed by means of a first and a second low-pass filter and that a voltage applied to the output of the second low-pass filter output voltage (U D ) is readjusted by means of a third controller a smoothed signal at the output of the first low-pass filter.
- the sawtooth or triangular generator provides a signal that over the prior art leads to higher accuracies in analog dividers.
- a control signal is formed by means of the first controller as the upper nominal peak value, and this actuating signal is supplied to a second comparator for comparison with the sawtooth or triangular signal. Furthermore, by means of a second controller an actuating signal is formed as a lower desired peak value and this actuating signal is fed to a third comparator for comparison with the sawtooth or triangular signal.
- the second comparison signal at the output of the second comparator and the third Comparison signal at the output of the third comparator are supplied to a controller, by means of which the charging and discharging of a capacitor for forming the sawtooth or triangular signal is controlled.
- the comparators are thus given the control signals of the controller for comparison with the triangular signal. In this way one obtains two controlled systems for generating a triangular signal whose peak values correspond exactly to the desired values.
- the actuating signal of the first regulator is formed from the deviation of the upper actual peak value of the triangular signal from the first input voltage and the actuating signal of the second regulator is formed from the deviation of the lower actual peak value of the triangular signal from the reference potential.
- the first controller provides a lower control signal when the upper actual peak of the triangular signal rises above the value of the first input voltage. If, on the other hand, the upper actual peak value of the triangular signal falls below the value of the first input voltage, the first controller gives a higher actuating signal.
- a method for high first input voltages, a method is provided in which the control signal of the first controller from the deviation of the averaged by the low-pass filter triangular signal of half the first input voltage is formed and in which the control signal of the second controller from the deviation of the lower actual peak value of the triangular signal from Reference potential is formed.
- the first input voltage applied to the first regulator is thus halved, which is why a regulator with a lower permissible input voltage can be used for this process.
- an analog divider which receives a first input voltage as a divisor and a second input voltage as a dividend and which comprises a sawtooth or triangular generator, to which the first input voltage is predetermined as the upper peak value of a generated sawtooth or triangular signal, the output of the sawtooth or triangular generator being connected to an input of a first comparator, which is additionally supplied with the second input voltage.
- the sawtooth or triangular generator comprises a first controller to which the first input voltage or a voltage proportional thereto and the sawtooth or triangular signal are supplied and whose control signal is fed to a second comparator, which the sawtooth or triangular signal with the control signal of the first Regulator compares and at the output of a second comparison signal is applied.
- the sawtooth or triangular generator comprises a second regulator, at the input of which the reference potential is present and to which the sawtooth or triangular signal is supplied and whose actuating signal is supplied to a third comparator, which compares the sawtooth or triangular signal with the actuating signal of the second regulator and at whose output a third comparison signal is applied.
- the second and third comparison signals are supplied to a controller which alternately switches a charging circuit and a discharging circuit to a capacitor to form the sawtooth or triangular signal.
- the first comparison signal is fed via a first low-pass filter to a third controller whose output is connected to a second low-pass filter and in that the output voltage applied to the output of the second low-pass filter is in turn fed to the third controller as a controlled variable.
- a third controller whose output is connected to a second low-pass filter and in that the output voltage applied to the output of the second low-pass filter is in turn fed to the third controller as a controlled variable.
- the first controller is supplied with the first input voltage and the sawtooth or triangular signal for forming the actuating signal.
- the first regulator is supplied with half the first input voltage in such a way that the first input voltage is connected to the first regulator via a voltage divider and further that the first regulator is a sawtooth or triangular signal averaged by a low-pass filter is supplied.
- the voltage divider is formed in a simple manner from two equal resistors, which are connected in series between the first input voltage and the reference potential, wherein a connection point between the resistors is connected to the first regulator.
- the controller comprises a latch to which the second and third comparison signal are supplied and by means of which a switching element is driven, which alternately connects the capacitor to a positive current source and a negative current source. In this way, a simple circuit for generating a stable triangular signal is given.
- the frequency of the triangular signal is independent of the height of the first input voltage. This is accomplished by the current source providing a positive current formed of the first input voltage times a positive coefficient, and the current sink providing a negative current that is the first Input voltage is formed times a negative coefficient.
- the controller comprises a latch, to which the second and third comparison signal are supplied and by means of which a switching element is driven, which via a resistor, the capacitor alternately to this positive voltage source and this negative voltage source turns on and when the resistor and the capacitor are circuit elements of an integrally formed as an operational amplifier, at the output of the shege leopard- or triangular signal is applied.
- the accuracy of the analog division is also increased if the first comparator is followed by a switchable reference unit REF. In this way inaccuracies of the comparator are avoided, which can occur due to fluctuations of the signal states at the output of the comparator.
- the signal states of the pulse-width-modulated signal at the output of the reference unit stably assume the high and low values specified by the reference unit.
- FIG. 1 shows a circuit construction of an analog divider according to the prior art.
- Two input voltages U1, U2 are connected to one logarithm ln in each case.
- the outputs of the logarithms ln are fed to a divider ⁇ whose output is connected to the input of a de-logarithm e x .
- Logarithm ln, de-logarithm e x and divider ⁇ are designed as switched operational amplifiers.
- the scattering of electrical properties of the Bescharisbaurii leads to inaccuracies.
- analog divider with a sawtooth or triangular generator according to the preamble of the present invention.
- FIG. 2 is such an analog divider represented by the logic circuits in accordance with FIG. 1 occurring inaccuracies are minimized.
- a first comparator KO1 a sawtooth signal whose peak value corresponds to the value of a first input voltage U1, compared with the value of a second input voltage U2.
- the quotient thus corresponds to the mean value of the pulse width modulated signal applied as output voltage U D.
- the accuracy of the division depends on the one hand on the quality of the sawtooth signal and on the other hand on the response of the first comparator KO1.
- the charging circuit comprises by way of example a voltage source which supplies a constant reference voltage U REF and is connected via a resistor R to the negative terminal of a second comparator KO2.
- the negative terminal of the second comparator KO2 is also connected to a capacitor C, which is charged by means of a charging circuit.
- the first input voltage U1 is applied to the positive terminal of the second comparator KO2, so that a second comparison signal SIG2 OUT can be removed at the output. Accordingly, this second comparison signal SIG2 OUT indicates, with a high-low transition, that the voltage UC at the capacitor C is the value of the first input voltage U1 has reached.
- an abrupt discharge of the capacitor C is brought about when this state is reached by means of a mono-flip-flop MFF.
- the capacitor C is a switching element connected in parallel as part of the discharge circuit, wherein the mono-flip-flop MFF to which the second comparison signal SIG2 OUT is supplied at each high-low transition a turn-on with a pulse duration t FF greater than Discharge time of the capacitor C supplies.
- t ⁇ 2 U ⁇ 2 * C / K * U REF
- the duty cycle of the pulse width modulated signal at the output of the first capacitor KO1 is thus independent of the electrical properties of the capacitor C and the resistor R or the coefficient K.
- a smoothing member is arranged, consisting of a smoothing resistor R O and a smoothing capacitor C O , wherein the smoothing capacitor C O is connected to a reference potential of the voltages.
- this smoothing element is then applied as an average value of the first comparison signal SIG1 OUT an output voltage U D as a quotient of the division.
- FIG. 3 shows the waveforms in the operation of the circuit according to FIG. 2 , where four diagrams with a constant time axis are shown as abscissa.
- the voltage UC at the capacitor C and the second input voltage U2 over the time t are shown.
- the voltage UC at the capacitor C follows a sawtooth signal having a peak value equal to the value of the first input voltage U1.
- the intersections between the two voltage curves mark the high-low transitions of the first comparison signal SIG1 OUT at the output of the first comparator KO1, shown in the fourth diagram.
- the output voltage U D at the output of the smoothing element is shown as the mean value of the first comparison signal SIG1 OUT .
- the second diagram shows the course of the second comparison signal SIG2 OUT at the output of the second comparator KO2 over the time t.
- the high-low transition takes place as soon as the voltage UC at the capacitor C is the value of the first Input voltage U1 reached.
- Each high-low transition triggers a switch-on pulse of the switching element of the discharge circuit by means of a mono-flip-flop MFF, so that the voltage UC at the capacitor C drops abruptly and the second comparison signal SIG2 OUT again assumes the high-signal state.
- the duration t FF of each switch-on pulse must be at least as long as the discharge duration of the capacitor C.
- the pulse duration t FF must not significantly exceed the discharge duration, because the short-term occurrence of the capacitor voltage UC constant portions of the sawtooth signal then cause inaccuracies in the quotient formation. The occurring error is greater, the greater the frequency.
- the circuit shown has the disadvantage that the frequency of the sawtooth signal increases with decreasing input voltage U1. Over a constant observation period, more constant sections of the sawtooth signal thus occur.
- the auxiliary voltage of the charging circuit is set in a fixed ratio to the first input voltage U1.
- a corresponding circuit arrangement is in FIG. 4 shown. Except for the formation of the auxiliary voltage, the arrangement corresponds to in FIG. 2 shown.
- a triangular generator is arranged in the circuit instead of a sawtooth generator.
- FIG. 5 a corresponding circuit arrangement is shown.
- the negative input of the first comparator KO1 is supplied with a triangular signal whose peak value corresponds to the value of the first input voltage U1.
- This triangular signal is formed by means of a second comparator KO2, to whose positive input the first input voltage U1 and to whose negative input a capacitor C is connected.
- the negative input of the second comparator KO2 is connected to the negative input of the first comparator KO1.
- the capacitor C is cyclically charged and discharged by means of a charge and discharge circuit in such a way that a triangular signal is given.
- the charging and discharging circuit in this case comprises a switching element which turns on the capacitor C alternately to a current source with a charging current + i1 and to a current sink with a discharge current -i2.
- This switching element is controlled by means of a latch LA, also called a delay flip-flop, whose first input to the output of the second comparator KO2 and whose second input is connected to the output of a third comparator KO3.
- the third comparator KO3 is connected to the negative input to a reference potential of the voltages and the positive input is connected to the negative inputs of the two other comparators KO1, KO2.
- the first input signal of the latch LA has a high-low transition when the voltage UC across the capacitor C reaches the value of the first input voltage U1.
- a high-low transition of the second input signal of the latch LA occurs when the voltage across the capacitor C reaches the value of the reference potential.
- FIG. 6 is also shown a circuit arrangement with triangular generator, in which case instead of the current sources and the current sink, a positive and a negative voltage source + U REF 1, -U REF 2 are provided.
- driven latch LA switches the voltage sources + U REF 1, -U REF 2 alternately to the input of an integrator INT, which is formed, for example, as with a capacitor C and a resistor R connected operational amplifier.
- the output is then again the desired triangular signal U triangle , which is supplied to the negative input of the first comparator KO1.
- the corresponding diagrams of the signal sequences in an analog divider with triangular generator are in FIG. 7 shown.
- Six diagrams with a constant time axis are arranged as abscissa.
- the first diagram shows the profile of the voltage UC at the capacitor C, the first input voltage U1 and the second input voltage U2 over the time t.
- the capacitor voltage UC follows a triangular signal with a cyclical sequence of a rising ramp from the value of the reference potential to the value of the first input voltage U1 during a first time interval t S and a falling ramp from the value of the first input voltage U1 to the value of the reference potential during a second time period t f .
- the two input signals of the latch LA assume the low-signal states only for the duration of the response times of the corresponding comparators KO2, KO3 and then immediately return to the high-signal state, because immediately after the response of a comparator KO2, KO3 a switching of the Switching element by means of Latch LA done.
- the curves of the first and the second input signal over the time t are in the second and third diagram of FIG. 7 shown.
- the fourth diagram shows the turn-on times of the current source to the capacitor C over the time t.
- the ON connection is effected by means of a switching element as soon as the second input of the latch LA is subjected to a high-low transition, with a positive charging current + i1 flowing into the capacitor C.
- the switch-off occurs OFF.
- the shutoff OFF from the power source is at the same time the connection ON to the current sink and a discharge current -i2 flows from the capacitor C to the current sink until the capacitor voltage UC has reached the value of the reference potential.
- the course of the turn-on times of the current sink to the capacitor C is shown in the fifth diagram.
- the triangular signal generated in this way is compared in the first comparator KO1 with the second input voltage U2.
- the first comparison signal SIG1 OUT at the output of the The first comparator KO1 is then again a pulse width modulated signal whose duty cycle corresponds to the quotient of the division of the second input voltage U2 by the first input voltage U1:
- U ⁇ 2 / U ⁇ 1 t ⁇ 2 / t ⁇ 1 with t2 as the duration of the high-signal state
- the first five diagrams of FIG. 7 are in more detailed form also in FIG. 8 shown.
- this reaches the value of the first input voltage U1
- the high-low transition of the second comparison signal (SIG2 OUT ) is delayed due to the response time td-KO2 of the second comparator KO2.
- the switching of the Switching element due to the response time of the latch t d-LA delayed.
- delays occur due to the response time t d-KO3 of the third comparator KO3 and the response time t d-LA of the latch LA when the falling voltage UC across the capacitor C reaches the value of the reference potential.
- a defective ratio t2 / (t1-t d) Compared with an error-free ratio t2 / t1 is obtained a defective ratio t2 / (t1-t d).
- the percentage error ((t2 / t1) / (t2 / (t1-t d)) * 100%) is then for example, at 4.167% when the response time t d 1 is equal to 200 ns and a triangle wave frequency of 100 kHz is assumed.
- FIG. 9 An exemplary embodiment of the invention is in FIG. 9 shown.
- the two comparators KO2, KO3 of a triangular generator are preceded by two regulators REG1, REG2.
- the first regulator REG1 is supplied with the first input voltage U1 as the setpoint signal. This setpoint signal is by means of the first controller REG1 with the Actual values of the upper peak values of the triangular signal compared.
- the triangular signal formed as a capacitor voltage UC is supplied to an input of the first regulator REG1.
- the first regulator REG1 forms from the input variables a control signal SIG4 OUT , which is supplied to the second comparator KO2 for comparison with the triangular signal.
- the actuating signal SIG4 OUT is predetermined such that the actual peak values of the triangular signal of the first input voltage U1 are readjusted.
- the second regulator REG2 is supplied with the triangular signal.
- the second regulator REG2 compares the lower actual peak values of the triangular signal with a reference potential.
- the control signal SIG5 OUT of the second regulator REG2 is supplied to the third comparator KO3 for comparison with the triangular signal.
- the lower peak values of the triangular signal are readjusted to the value of the reference potential.
- comparators generally have a higher slew rate than operational amplifiers. Therefore, regulators REG1, REG2 with correspondingly high slew rates must be provided.
- the mean value of the triangular signal is formed by means of a low-pass filter TPF, which is connected upstream of the first regulator REG1.
- Half the value of the first input voltage U1 is formed by means of a voltage divider.
- the voltage divider comprises two high-impedance resistors R, which are arranged in series between the first input voltage U1 and the reference potential, wherein a connection point between the resistors R and an input of the first Regulator REG1 is connected. Otherwise corresponds to in FIG. 10 illustrated arrangement of in FIG. 9 shown.
- FIG. 11 shows the waveform during operation of an analog divider according to the invention.
- the triangular signal is shown as a capacitor voltage UC, superimposed by the curves of the reference potential 0, the first input voltage U1, the second input voltage U2 and the control signals SIG4 OUT , SIG5 OUT of the two regulators REG1, REG2.
- the first regulator REG1 forms a control signal SIG4 OUT whose profile is below the curve of the input voltage U1.
- the difference to the input voltage U1 is so great that the response times td-KO2 , td -LA of the second comparator KO2 and the latch LA are compensated and the rising ramp of the triangular signal ends precisely upon reaching the value of the input voltage U1.
- the second regulator REG2 forms a control signal SIG4 OUT whose profile is above the course of the reference potential 0.
- the difference to the reference potential 0 is again so great that the response times td-KO3 , td -LA of the third comparator KO3 and the latch LA are compensated and the falling ramp of the triangular signal terminates precisely when the reference potential is reached.
- a further increase in accuracy is achieved by the stabilization of the two signal states at the output of the first comparator KO1.
- a switchable reference unit REF is connected downstream of the first comparator KO1. At the output of the reference unit REF is then applied to a referenced signal SIG6 OUT that changes according to the first comparison signal SIG1 OUT at the output of the first comparator KO1 between a referenced high value + U REF-S and a referenced low value.
- the first comparator or the reference unit REF is followed by a smoothing unit, which comprises two low-pass filters TPF1, TPF2 and a third regulator REG3.
- the corresponding circuit arrangement is in FIG. 12 shown.
- the first low-pass filter TPF1 is formed, for example, as a so-called RC element with a first resistor R1 and a first capacitor C1.
- the second low-pass filter TPF2 is formed as an RC element with a second resistor R2 and a second capacitor C2.
- the cut-off frequency f g1 of the first low-pass filter TPF1 is smaller than the cut-off frequency f g2 of the second low-pass filter TPF2 (f g2 ⁇ 5 * f g1 to 10 * f g1 ).
- the design of the cut-off frequencies f g1 , f g1 depends on the frequency of the triangular signal and can be determined in a simple manner.
- the third regulator REG3 is connected, the third controller also being supplied with the output voltage U D as a controlled variable.
- the third regulator REG3 regulates the output voltage U D to the signal SIG7 OUT smoothed by the first low-pass filter TPF1.
- the corresponding signal curves are in FIG. 13 shown.
- the first diagram again shows the course of the triangular signal, superposed by the curves of the first and second input voltage U1, U2 and the two actuating signals SIG4 OUT , SIG5 OUT .
- the diagram below shows the profile of the first comparison signal SIG1 OUT at the output of the first comparator.
- the third diagram shows the corresponding comparison signal SIG6 OUT at the output of the reference unit with the two referenced signal states + U REF-S , O.
- the bottom diagram shows the course of the signals at the output of the first low-pass filter SIG7 OUT at the output of the second low-pass filter U D.
- the smoothed signal SIG7 OUT at the output of the first low-pass filter TPF1 has pronounced falling and rising portions, whereas the output voltage U D at the output of the second low-pass filter TPF2 is almost completely smoothed.
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Description
- Die Erfindung betrifft einen Verfahren zum Betreiben eines Analog Dividierers, wobei ein Sägezahn- oder Dreieckssignal gebildet wird, zu dessen Generierung eine erste Eingangsspannung als Divisor und ein Bezugspotenzial vorgegeben werden, und wobei dieses Sägezahn- oder Dreieckssignal mittels eines ersten Komparators mit einer zweiten Eingangsspannung als Dividend in der Weise verglichen wird, dass als ein erstes Vergleichssignal ein pulsweitenmoduliertes Signal erzeugt wird, dessen Mittelwert als Quotienten der Division ausgegeben wird. Des Weiteren betrifft die Erfindung einen Analog Dividierer zur Ausführung des Verfahrens.
- Analoge Dividierer sind Schaltungen, die vor allem in der Regelungstechnik genutzt werden. Beispielsweise ist bei elektrischen Geräten, die leistungsgeregelt sind, eine Quotientenbildung erforderlich, um aus einer vorgegebenen Leistung und einer gemessenen Spannung einen Sollstrom zu ermitteln. Eine andere Anwendung ist in der Regelung komplexer getakteter Wandler mit zwei Polstellungen gegeben. Dabei werden eine Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung gemessen und entsprechend dem Typ des Wandlers eine Tastverhältnisgröße abgeleitet, indem beispielsweise die Ausgangsspannung durch die Summe aus Eingangs- und Ausgangsspannung dividiert wird.
- Nach dem Stand der Technik kennt man unterschiedlich aufgebaute analoge Dividierer, mittels derer aus zwei Eingangsspannungen eine Ausgangsspannung abgeleitet wird, welche dem Quotienten der Division der beiden Eingangsspannungen entspricht. Dabei kommen in der Regel Operationsverstärker zum Einsatz. Diese Operationsverstärker sind mit entsprechender Beschaltung als Logikbausteinen wie z.B. Subtrahierer, Logarithmierer oder De-Logarithmierer ausgebildet. Ein analoger Dividierer setzt sich dann beispielsweise aus zwei Logarithmierern, einem Subtrahierer und einem De-Logarithmierer zusammen (vgl.
Fig. 1 ). - Derartige Schaltungen sind aufwendig aufgebaut und ungenau, da die elektrischen Eigenschaften der Bauelemente zur Beschaltung der Operationsverstärker Toleranz unterliegen.
- Um den Einfluss der Bauelementetoleranz zu reduzieren, ist in der
JP 2005 157 721 A1 - Ein Sägezahn- oder Dreiecksgenerator umfasst dabei in der Regel Bauelemente, deren Toleranzen wiederum zu Ungenauigkeiten führen. Nach dem Stand der Technik werden derartige Schaltungen deshalb kalibriert, was jedoch mit erheblichem Aufwand verbunden ist. Zudem ist eine einmalige Kalibrierung nicht geeignet, um beispielsweise Ungenauigkeiten infolge einer Temperaturtrift einzelner Bauelemente zu reduzieren.
- Es sind auch Schaltungsanordnungen zur Generierung eines Sägezahn- oder Dreieckssignals bekannt, bei welcher weitere Komparatoren in der Weise angeordnet sind, dass sich der Einfluss einzelner Bauelemente aufhebt.
- Das ist beispielsweise der Fall, wenn ein Kondensator über einen Widerstand an eine konstante Referenzspannung geschaltet ist, wobei ein Komparator die Spannung am Kondensator laufend mit der ersten Eingangsspannung als Divisor vergleicht. Bei Erreichen der Eingangsspannung löst ein Signalwechsel am Ausgang des Komparators mittels eines Mono-Flip-Flops einen Schaltimpuls zur Betätigung eines Schaltelements aus, wodurch der Kondensator kurzzeitig kurzgeschlossen und somit entladen wird (vgl.
Fig. 2 ). - Sobald der Kondensator entladen ist, beginnt ein neuer Ladevorgang, sodass am Kondensator ein Sägezahnsignal anliegt (vgl.
Fig. 3 ). Dabei bewirken die Schaltimpulszeiten Abflachungen der unteren Spitzenwerte des Sägezahnsignals, was wiederum zu Ungenauigkeiten bei der Quotientenbildung führt. - Um den Einfluss der ersten Eingangsspannung auf die Frequenz des Sägezahnsignals aufzuheben und damit den negativen Einfluss der Schaltimpulszeiten konstant zu halten, wird in der Regel eine Referenzspannung erzeugt, die proportional zur ersten Eingangsspannung ist (vgl.
Fig. 4 ). - Der negative Einfluss der Schaltimpulszeiten fällt weg, wenn ein Dreieckssignal erzeugt wird. Eine bekannte Schaltungsanordnung eines Dreieckssignalgenerators umfasst zwei Komparatoren und einen Kondensator, an dem das Dreieckssignal anliegt. Dabei vergleicht ein Komparator das Dreieckssignal mit der ersten Eingangsspannung und der andere Komparator das Dreieckssignal mit einem Bezugspotenzial. Ausgelöst durch die Signalwechsel am Ausgang der Komparatoren schaltet eine Steuerung den Kondensator abwechselnd an eine Stromquelle und eine Stromsenke (vgl.
Fig. 5 ). - Eine andere Schaltungsanordnung zur Generierung eines Dreieckssignals ist ähnlich aufgebaut, umfasst jedoch anstelle der Stromquelle und der Stromsenke eine positive und eine negative Spannungsquelle. An das Schaltelement zur Umschaltung zwischen positiver und negativer Spannungsquelle ist dann ein beispielsweise als beschalteter Operationsverstärker ausgebildeter Integrator geschaltet, an dessen Ausgang das Dreieckssignal abgreifbar ist (vgl.
Fig. 6 ). - Ein auf diese Weise erzeugtes Dreieckssignal hat den Nachteil, dass aufgrund der Ansprechzeiten der Komparatoren Verzögerungen bei der Umschaltung des Schaltelements auftreten, die zu einem ungenauen Dreieckssignal führen (vgl.
Fig. 7 und8 ). Infolgedessen ist auch der Quotient der Division fehlerbehaftet. - In der
DE 10 2005 030 599 A1 ist ein Steuerungsverfahren für einen zweistufige Konverter offenbart, bei dem ein nicht veränderbares Sägezahnsignal mittels eines Signalgenerators G erzeugt und als ein erstes Referenzsignal genutzt wird. Eine Spitzenwertbildung dient dabei zur Erzeugung eines zweiten Sägezahnsignals, das als ein nicht veränderbares zweites Referenzsignal zur Verfügung steht. - Ein analoger Dividierer zur Division zweier Gleichströme ist aus der
US 3 278 737 A bekannt. Auch hier führen Bauteiltoleranzen und Temperaturdrift zu Ungenauigkeiten. - Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen analogen Dividierer der eingangs genannten Art eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik anzugeben.
- Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum Betreiben eines Analog Dividierers, wobei ein Sägezahn- oder Dreieckssignal gebildet wird, zu dessen Generierung eine erste Eingangsspannung als Divisor und ein Bezugspotenzial vorgegeben werden, und wobei dieses Sägezahn- oder Dreieckssignal mittels eines ersten Komparators mit einer zweiten Eingangsspannung als Dividend in der Weise verglichen wird, dass als ein erstes Vergleichssignal ein pulsweitenmoduliertes Signal erzeugt wird, dessen Mittelwert als Quotienten der Division ausgegeben wird. Dabei wird das Sägezahn- oder Dreieckssignal mittels eines ersten und eines zweiten Reglers gebildet und dem ersten Regler (REG1) die erste Eingangsspannung (U1) oder eine dazu proportionale Spannung und das Sägezahn- oder Dreieckssignal oder ein dazu proportionales Signal in der Weise zugeführt, dass der obere Spitzenwert des Sägezahn- oder Dreieckssignals der ersten Eingangsspannung nachgeregelt wird. Des Weiteren wird dem zweiten Regler (REG2) das Bezugspotenzial und das Sägezahn- oder Dreieckssignal in der Weise zugeführt, dass der untere Spitzenwert des Sägezahn- oder Dreieckssignals dem Wert des Bezugspotenzials nachgeregelt wird.
- Erfindungsgemäß ist zudem vorgesehen, dass das erste Vergleichssignal mittels eines ersten und eines zweiten Tiefpassfilters geglättet wird und dass eine am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters anliegende Ausgangsspannung (UD) mittels eines dritten Reglers einem geglätteten Signal am Ausgang des ersten Tiefpassfilters nachgeregelt wird.
- Damit werden sowohl die Einflüsse der Toleranzen als auch die Ansprechzeiten der in der Schaltung angeordneten Komponenten kompensiert. Der Sägezahn- oder Dreiecksgenerator liefert ein Signal, dass gegenüber dem Stand der Technik zu höheren Genauigkeiten bei Analog Dividierern führt.
- In einer vorteilhaften Ausprägung des Verfahrens wird mittels erstem Regler ein Stellsignal als oberer Soll-Spitzenwert gebildet und dieses Stellsignal einem zweiten Komparator zum Vergleich mit dem Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt. Des Weiterem wird mittels zweitem Regler ein Stellsignal als unterer Soll-Spitzenwert gebildet und dieses Stellsignal einem dritten Komparator zum Vergleich mit dem Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt wird. Das zweite Vergleichssignal am Ausgang des zweiten Komparators und das dritte Vergleichssignal am Ausgang des dritten Komparators werden einer Steuerung zugeführt, mittels der das Aufladen und Entladen eines Kondensators zur Bildung des Sägezahn- oder Dreieckssignals gesteuert wird. Anstelle der erwünschten Werte für die Spitzenwerte des Dreiecksignals werden den Komparatoren also die Stellsignale der Regler zum Vergleich mit dem Dreieckssignal vorgegeben. Auf diese Weise erhält man zwei Regelstrecken zur Generierung eines Dreieckssignals, dessen Spitzenwerte genau den erwünschten Werten entsprechen.
- In einem einfachen Verfahren wird das Stellsignal des ersten Reglers aus der Abweichung des oberen Ist-Spitzewertens des Dreiecksignals von der ersten Eingangsspannung gebildet und das Stellsignal des zweiten Reglers aus der Abweichung des unteren Ist-Spitzewertens des Dreieckssignals vom Bezugspotenzial gebildet. Beispielsweise gibt der erste Regler ein niedrigeres Stellsignal vor, wenn der obere Ist-Spitzenwert des Dreiecksignals über den Wert der ersten Eingangsspannung ansteigt. Fällt hingegen der obere Ist-Spitzenwert des Dreiecksignals unter den Wert der ersten Eingangsspannung ab, gibt der erste Regler ein höheres Stellsignal vor.
- Für hohe erste Eingangsspannungen ist ein Verfahren vorgesehen, bei dem das Stellsignal des ersten Reglers aus der Abweichung des mittels Tiefpassfilter gemittelten Dreieckssignals von der halben ersten Eingangsspannung gebildet wird und bei dem das Stellsignal des zweiten Reglers aus der Abweichung des unteren Ist-Spitzewertens des Dreieckssignals vom Bezugspotenzial gebildet wird. Die am ersten Regler anliegende erste Eingangsspannung halbiert sich also, weshalb für dieses Verfahren ein Regler mit niedrigerer zulässiger Eingangsspannung verwendbar ist.
- Gelöst wird die vorliegende Aufgabe zudem durch einen Analog Dividierer, welchem eine erste Eingangsspannung als Divisor und eine zweite Eingangsspannung als Dividend zugeführt sind und welcher einen Sägezahn- oder Dreiecksgenerator umfasst, dem die erste Eingangsspannung als oberer Spitzenwert eines generierten Sägezahn- oder Dreiecksignals vorgegeben ist, wobei der Ausgang des Sägezahn- oder Dreiecksgenerators mit einem Eingang eines ersten Komparator verbunden ist, welchem zudem die zweite Eingangsspannung zugeführt ist, sodass am Ausgang des ersten Komparators ein pulsweitenmoduliertes Signal als erstes Vergleichssignal des Sägezahn- oder Dreiecksignals und der zweiten Eingangsspannung anliegt und einer Glättungseinheit zugeführt ist, an dessen Ausgang das gemitteltes pulsweitenmodulierte Signal als Quotient der Division anliegt und als eine Ausgangsspannung abgreifbar ist. Dabei umfasst der Sägezahn- oder Dreiecksgenerator einen ersten Regler, dem als Eingangssignal die erste Eingangsspannung oder eine dazu proportionale Spannung und das Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt sind und dessen Stellsignal einem zweiten Komparator zugeführt ist, welcher das Sägezahn- oder Dreieckssignal mit dem Stellsignal des ersten Reglers vergleicht und an dessen Ausgang ein zweites Vergleichssignal anliegt. Des Weitern umfasst der Sägezahn- oder Dreiecksgenerator einen zweiten Regler, an dessen Eingang das Bezugspotenzial anliegt und dem das Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt ist und dessen Stellsignal einem dritten Komparator zugeführt ist, welcher das Sägezahn- oder Dreieckssignal mit dem Stellsignal des zweiten Reglers vergleicht und an dessen Ausgang ein drittes Vergleichssignal anliegt. Das zweite und das dritte Vergleichssignal sind einer Steuerung zugeführt, welche alternierend eine Ladeschaltung und eine Entladeschaltung an einen Kondensator zur Bildung des Sägezahn- oder Dreiecksignals schaltet.
- Erfindungsgemäß ist zudem vorgesehen, dass das erste Vergleichssignal über einen ersten Tiefpassfilter einem dritten Regler zugeführt ist, dessen Ausgang mit einem zweiten Tiefpassfilter verbunden ist und dass die am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters anliegende Ausgangsspannung wiederum dem dritten Regler als Regelgröße zugeführt ist. Auf diese Weise wird als Quotient der Division eine Ausgangsspannung ausgeben, die sich Änderungen der ersten oder zweiten Eingangsspannung sehr schnell anpasst. Damit ist eine Schaltung geschaffen, die auch bei stark schwankendem Divisor und Dividenden nahezu verzögerungsfreie einen genauen Quotienten der Division ausgibt.
- In einer einfachen Ausprägung der Erfindung sind dem ersten Regler die erste Eingangsspannung und das Sägezahn- oder Dreiecksignal zur Bildung des Stellsignals zugeführt. Für hohe erste Eingangsspannungen ist es vorteilhaft, wenn dem ersten Regler die halbe erste Eingangsspannung in der Weise zugeführt ist, dass die erste Eingangsspannung über einen Spannungsteiler an den ersten Regler geschaltet ist und dass des Weiteren dem ersten Regler ein mittels Tiefpassfilter gemitteltes Sägezahn- oder Dreiecksignal zugeführt ist. Der Spannungsteiler wird in einfacher Weise aus zwei gleichen Widerständen gebildet, die in Reihe zwischen die erste Eingangsspannung und das Bezugspotenzial geschaltet sind, wobei ein Verbindungspunkt zwischen den Widerständen mit dem ersten Regler verbunden ist.
- Vorteilhaft ist es zudem, wenn die Steuerung ein Latch umfasst, dem das zweite und dritte Vergleichssignal zugeführt sind und mittels dem ein Schaltelement angesteuert ist, welches den Kondensator alternierend an eine positive Stromquelle und eine negative Stromquelle anschaltet. Auf diese Weise ist eine einfache Schaltung zur Erzeugung eines stabilen Dreiecksignals gegeben.
- Dabei ist es günstig, wenn die Frequenz des Dreiecksignals unabhängig von der Höhe der ersten Eingangsspannung ist. Das wird erreicht, indem die Stromquelle einen positiven Strom liefert, der aus der ersten Eingangsspannung mal einem positiven Koeffizienten gebildet ist und indem die Stromsenke einen negativen Strom liefert, der aus der ersten Eingangsspannung mal einem negativen Koeffizienten gebildet ist.
- Für Schaltungen, innerhalb derer eine positive und eine negative Spannungsquelle mit Referenzspannungen zur Verfügung steht, ist es vorteilhaft, wenn die Steuerung ein Latch umfasst, dem das zweite und dritte Vergleichssignal zugeführt sind und mittels dem ein Schaltelement angesteuert ist, welches über einen Widerstand den Kondensator alternierend an diese positive Spannungsquelle und diese negative Spannungsquelle anschaltet und wenn der Widerstand und der Kondensator Beschaltungselemente eines als Integrator ausgebildeten Operationsverstärkers sind, an dessen Ausgang das Sägezahn- oder Dreieckssignal anliegt.
- Die Genauigkeit der analogen Division wird zudem gesteigert, wenn dem ersten Komparator eine umschaltbare Referenzeinheit REF nachgeschaltet ist. Auf diese Weise werden Ungenauigkeiten des Komparators vermieden, die durch Schwankungen der Signalzustände am Ausgang des Komparators auftreten können. Die Signalzustände des pulsweitenmodulierten Signals am Ausgang der Referenzeinheit nehmen stabil die von der Referenzeinheit vorgegeben High- und Low-Werte an.
- Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert. Es zeigen in schematischer Darstellung:
- Fig. 1
- Analog Dividierer, aufgebaut mit logischen Baugruppen
- Fig. 2
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Sägezahngenerator
- Fig. 3
- Signalverläufe eines Analog Dividierers nach
Figur 2 - Fig. 4
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Sägezahngenerator mit konstanter Frequenz
- Fig. 5
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Dreiecksgenerator und Stromquelle
- Fig. 6
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Dreiecksgenerator und Spannungsquelle mit Integrator
- Fig. 7
- Signalverläufe eines Analog Dividierers nach
Figur 5 oderFigur 6 - Fig. 8
- Auswirkung der Ansprechzeiten der Komparatoren auf die Signalverläufe eines Analog Dividierers mit Dreiecksgenerator
- Fig. 9
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Dreiecksgenerator und Kompensation der Ansprechzeiten der Komparatoren mittels Spitzenwertregler
- Fig. 10
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit Dreiecksgenerator und Kompensation der Ansprechzeiten der Komparatoren mittels Mittelwertregler
- Fig. 11
- Signalverläufe eines Analog Dividierers nach
Figur 9 oderFigur 10 - Fig. 12
- Schaltungsanordnung eines Analog Dividierers mit modifizierter Glättungseinheit
- Fig. 13
- Signalverläufe eines Analog Dividierers nach
Figur 12 -
Figur 1 zeigt einen Schaltungsaufbau eines Analog Dividerers nach dem Stand der Technik. Dabei sind zwei Eingangsspannungen U1, U2 an jeweils einen Logarithmierer ln angeschaltet. Die Ausgänge der Logarithmierer ln sind einem Dividierer Δ zugeführt, wobei dessen Ausgang mit dem Eingang eines De-Logarithmierers ex verbunden ist. Logarithmierer ln, De-Logarithmierer ex und Dividierer Δ sind dabei als beschaltete Operationsverstärker ausgeführt. Die Streuung elektrischen Eigenschaften der Beschaltungsbauelemente führt dabei zu Ungenauigkeiten. - Um die Anzahl der Bauelemente zu reduzieren kennt man deshalb auch Analog Dividierer mit einem Sägezahn- oder Dreiecksgenerator gemäß der Gattung der vorliegenden Erfindung.
- In
Figur 2 ist ein solcher Analog Dividierer dargestellt, mit der die bei logischen Schaltungen gemäßFigur 1 auftretenden Ungenauigkeiten minimiert werden. Dabei wird, wie aus dem Stand der Technik bekannt, mittels eines ersten Komparators KO1 ein Sägezahnsignal, dessen Spitzenwert dem Wert einer ersten Eingangsspannung U1 entspricht, mit dem Wert einer zweiten Eingangsspannung U2 verglichen. Der Quotient der Division der zweiten Eingangsspannung U2 durch die erste Eingangsspannung U1 entspricht dann dem Verhältnis der Dauer des High-Signalzustandes t2 des pulsweitenmodulierten Signals am Ausgang des ersten Komparator KO1 zur Periodendauer t1 des Sägezahnsignals, also: - Der Quotient entspricht demnach dem als Ausgangsspannung UD anliegenden Mittelwert des pulsweitenmodulierten Signals. Die Genauigkeit der Division hängt dabei einerseits von der Güte des Sägezahnsignals und andererseits vom Ansprechverhalten des ersten Komparators KO1 ab.
- Die in
Figur 2 dargestellte Schaltungsanordnung liefert ein Sägezahnsignal, dass unabhängig von den elektrischen Eigenschaften einer Ladeschaltung immer die anliegende erste Eingangsspannung U1 als Spitzenwert erreicht. Die Ladeschaltung umfasst dabei beispielhaft eine Spannungsquelle, die eine konstante Referenzspannung UREF liefert und über einen Widerstand R an den negativen Anschluss eines zweiten Komparators KO2 angeschaltet ist. Alternativ dazu kann auch eine Stromquelle angeschaltet sein, die einen Strom i als Produkt eines Koeffizienten K mit einer Referenzspannung UREF bereitstellt (i=K*UREF). - Der negative Anschluss des zweiten Komparators KO2 ist dabei auch mit einem Kondensator C verbunden, der mittels Ladeschaltung aufgeladen wird. Am positiven Anschluss des zweiten Komparators KO2 liegt die erste Eingangsspannung U1 an, sodass am Ausgang ein zweites Vergleichssignal SIG2OUT abnehmbar ist. Dieses zweite Vergleichssignal SIG2OUT zeigt demnach mit einem High-Low-Übergang an, dass die Spannung UC am Kondensator C den Wert der ersten Eingangsspannung U1 erreicht hat. Zur Erzeugung des Sägezahnsignals wird bei Erreichung dieses Zustands mittels eines Mono-Flip-Flops MFF eine abrupte Entladung des Kondensators C herbeigeführt. Zu diesem Zweck ist als Teil der Entladeschaltung dem Kondensator C ein Schaltelement parallel geschaltet, wobei das Mono-Flip-Flop MFF, dem das zweite Vergleichssignal SIG2OUT zugeführt ist, bei jedem High-Low-Übergang einen Einschaltimpuls mit einer Impulsdauer tFF größer der Entladezeit des Kondensators C liefert.
- Damit ist folgender Zusammenhang der einzelnen Signale gegeben:
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-
-
-
-
- Am Ausgang des ersten Komparators KO1 ist ein Glättungsglied angeordnet, bestehend aus einem Glättungswiderstand RO und einem Glättungskondensator CO, wobei der Glättungskondensator CO gegen ein Bezugspotenzial der Spannungen geschaltet ist. Am Ausgang dieses Glättungsglieds liegt dann als Mittelwert des ersten Vergleichssignals SIG1OUT eine Ausgangsspannung UD als Quotient der Division an.
-
Figur 3 zeigt die Signalverläufe beim Betreiben der Schaltungsanordnung gemäßFigur 2 , wobei übereinander vier Diagramme mit einer gleichbleibenden Zeitachse als Abszisse dargestellt sind. Im ersten Diagramm sind die Spannung UC am Kondensator C und die zweite Eingangsspannung U2 über der Zeit t dargestellt. Die Spannung UC am Kondensator C folgt dabei einem Sägezahnsignal mit einem Spitzenwert gleich dem Wert der ersten Eingangsspannung U1. Die Schnittpunkte zwischen den beiden Spannungsverläufen markieren die High-Low-Übergänge des ersten Vergleichssignals SIG1OUT am Ausgang des ersten Komparators KO1, dargestellt im vierten Diagramm. Im vierten Diagramm ist zudem die Ausgangsspannung UD am Ausgang des Glättungsglieds als Mittelwert des ersten Vergleichssignals SIG1OUT eingezeichnet. - Das zweite Diagramm zeigt den Verlauf des zweiten Vergleichsignals SIG2OUT am Ausgang des zweiten Komparators KO2 über der Zeit t. Während des Spannungsanstiegs am Kondensator C liegt am Ausgang des zweiten Komparators KO2 ein High-Signalzustand an. Der High-Low-Übergang erfolgt, sobald die Spannung UC am Kondensator C den Wert der ersten Eingangsspannung U1 erreicht. Jeder High-Low-Übergang löst dabei mittels Mono-Flip-Flop MFF einen Einschaltimpuls des Schaltelements der Entladeschaltung aus, sodass die Spannung UC am Kondensator C abrupt abfällt und das zweite Vergleichssignal SIG2OUT wieder den High-Signalzustand annimmt. Die Dauer, für die das zweite Vergleichssignal SIG2OUT den Low-Signalzustand annimmt, bestimmt sich dabei aus dem Ansprechverhalten des zweiten Komparators KO2 (Response Time) und des Mono-Flip-Flops MFF. Im Dritten Diagramm sind die Einschaltimpulse am Ausgang des Mono-Flip-Flops MFF über der Zeit t dargestellt. Dabei muss die Dauer tFF jedes Einschaltimpulses mindestens so lange wie die Entladedauer des Kondensators C sein. Die Impulsdauer tFF darf die Entladedauer jedoch nicht wesentlich überschreiten, weil die dann nach Abfallen der Kondensatorspannung UC kurzzeitig auftretenden konstanten Abschnitte des Sägezahnsignals Ungenauigkeiten bei der Quotientenbildung hervorrufen. Der auftretende Fehler ist dabei umso größer, je größer die Frequenz ist. Die in
Figur 2 dargestellte Schaltung hat den Nachteil, dass die Frequenz des Sägezahnsignals mit sinkender Eingangsspannung U1 ansteigt. Über einen gleichbleibenden Betrachtungszeitraum treten somit mehr konstante Abschnitte des Sägezahnsignals auf. - Um eine Unabhängigkeit der Frequenz des Sägezahnsignals von der ersten Eingangsspannung U1 zu erreichen, wird die Hilfsspannung der Ladeschaltung in ein fixes Verhältnis zur ersten Eingangsspannung U1 gesetzt. Eine entsprechende Schaltungsanordnung ist in
Figur 4 dargestellt. Bis auf die Bildung der Hilfsspannung entspricht die Anordnung der inFigur 2 dargestellten. Anstelle einer konstanten Referenzspannung ist hier die Hilfsspannung von der ersten Eingangsspannung U1 abgeleitet, zum Beispiel mittels eines Verstärkers, wobei der Verstärkungsfaktor F größer eins (z.B. F=2) sein muss. Mit sinkender erster Eingangsspannung U1 sinkt auch die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C, die Rampe des Sägezahnsignals wird also flacher. Der Ladestrom i des Kondensators C ist entsprechend einer Ersatzstromquelle gleich der Eingangsspannung U1 mal einem Koeffizienten K: -
- Zur Vermeindung des von den Einschaltimpulsen tFF des Mono-Flip-Flops MFF verursachten Fehlers wird in der Schaltung anstelle eines Sägezahngenerators ein Dreiecksgenerator angeordnet. In
Figur 5 ist eine entsprechende Schaltungsanordnung dargestellt. Am positiven Eingang des ersten Komparator KO1 liegt wieder die zweite Eingangsspannung U2 als Dividend an. Dem negativen Eingang des ersten Komparators KO1 ist ein Dreieckssignal zugeführt, dessen Spitzenwert dem Wert der ersten Eingangsspannung U1 entspricht. Gebildet wird dieses Dreieckssignal mittels eines zweiten Komparators KO2, an dessen positivem Eingang die erste Eingangsspannung U1 und an dessen negativem Eingang ein Kondensator C angeschaltet ist. Der negative Eingang des zweiten Komparators KO2 ist dabei mit dem negativen Eingang des ersten Komparators KO1 verbunden. - Der Kondensator C wird mittels einer Lade- und Entladeschaltung in der Weise zyklisch geladen und entladen, dass ein Dreieckssignal gegeben ist. Die Lade- und Entladeschaltung umfasst dabei ein Schaltelement, das den Kondensator C abwechselnd an eine Stromquelle mit einem Ladestrom +i1 und an eine Stromsenke mit einem Entladestrom -i2 anschaltet. Gesteuert wird dieses Schaltelement mittels eines Latch LA, auch Delay-Flip-Flop genannt, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des zweiten Komparators KO2 und dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang eines dritten Komparators KO3 verbunden ist. Der dritte Komparator KO3 ist dabei mit dem negativen Eingang an ein Bezugspotenzial der Spannungen geschaltet und der positive Eingang ist mit den negativen Eingängen der beiden anderen Komparatoren KO1, KO2 verbunden.
- Das erste Eingangssignal des Latch LA weist einen High-Low-Übergang auf, wenn die Spannung UC am Kondensator C den Wert der ersten Eingangsspannung U1 erreicht. Ein High-Low-Übergang des zweiten Eingangssignals des Latch LA tritt auf, wenn die Spannung am Kondensator C den Wert des Bezugspotenzials erreicht.
- In
Figur 6 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung mit Dreiecksgenerator dargestellt, wobei hier anstelle der Stromquellen und der Stromsenke eine positive und eine negative Spannungsquelle +UREF1, -UREF2 vorgesehen sind. Das in gleicher Weise wie inFigur 7 dargestellt angesteuerte Latch LA schaltet die Spannungsquellen +UREF1, -UREF2 alternierend an den Eingang eines Intergrators INT, welcher beispielsweise als mit einem Kondensator C und einem Widerstand R beschalteter Operationsverstärker ausgebildet ist. Am Ausgang liegt dann wiederum das gewünschte Dreieckssignal UDreieck an, welches dem negativen Eingang des ersten Komparators KO1 zugeführt ist. - Die entsprechenden Diagramme der Signalabfolgen bei einem Analog Dividierer mit Dreiecksgenerator sind in
Figur 7 dargestellt. Dabei sind sechs Diagramme mit einer gleichbleibenden Zeitachse als Abszisse angeordnet. Das erste Diagramm zeigt den Verlauf der Spannung UC am Kondensator C, die erste Eingangsspannung U1 und die zweite Eingangsspannung U2 über der Zeit t. Die Kondensatorspannung UC folgt dabei einem Dreieckssignal mit zyklischer Abfolge einer steigenden Rampe vom Wert des Bezugspotenzials bis zum Wert der ersten Eingangsspannung U1 während einem ersten Zeitabschnitt tS und einer abfallenden Rampe vom Wert der ersten Eingangsspannung U1 bis zum Wert des Bezugspotenzials während einem zweiten Zeitabschnitt tf. Die Periodendauer t1 des Dreiecksignals entspricht somit der Summe dieser beiden Zeitabschnitte tS und tf: - Die beiden Eingangssignale des Latch LA nehmen dabei nur für die Dauer der Ansprechzeiten der entsprechenden Komparatoren KO2, KO3 die Low-Signalzustände an und gehen dann sofort wieder in den High-Signalzustand über, weil unmittelbar nach dem Ansprechen eines Komparators KO2, KO3 ein Umschalten des Schaltelements mittels Latch LA erfolgt. Die Verläufe des ersten und des zweiten Eingangssignals über der Zeit t sind im zweiten und dritten Diagramm der
Figur 7 dargestellt. - Das vierte Diagramm zeigt die Anschaltzeiten der Stromquelle an den Kondensator C über der Zeit t. Die Anschaltung ON erfolgt mittels Schaltelement, sobald der zweite Eingang des Latch LA mit einem High-Low-Übergang beaufschlagt wird, wobei ein positiver Ladestrom +i1 in den Kondensator C fließt. Sobald die Kondensatorspannung UC den Wert der ersten Eingangspannung U1 erreicht, erfolgt die Abschaltung OFF. Die Abschaltung OFF von der Stromquelle ist gleichzeitig die Anschaltung ON an die Stromsenke und es fließt ein Entladestrom -i2 aus dem Kondensator C zur Stromsenke, bis die Kondensatorspannung UC den Wert des Bezugspotenzials erreicht hat. Dann erfolgt wieder eine Abschaltung OFF der Stromsenke und gleichzeitig eine Anschaltung ON der Stromquelle. Der Verlauf der Anschaltzeiten der Stromsenke an den Kondensator C ist im fünften Diagramm dargestellt.
- Das auf diese Weise erzeugte Dreieckssignal wird im ersten Komparator KO1 mit der zweiten Eingangsspannung U2 verglichen. Das erste Vergleichssignal SIG1OUT am Ausgang des ersten Komparators KO1 ist dann wieder ein pulsweitenmoduliertes Signal, dessen Tastverhältnis dem Quotienten der Division der zweiten Eingangsspannung U2 durch die erste Eingangsspannung U1 entspricht:
- Um die Frequenz des Dreiecksignals unabhängig vom Potenzial der ersten Eingangsspannung U1 zu machen, ist eine Stromquelle und eine Stromsenke in Abhängigkeit der ersten Eingangsspannung U1 vorzusehen, beispielsweise durch zwei konstante Koeffizienten K1 und K2, die den Ladestrom +i1 und den Entladestrom -i2 in ein Verhältnis zur ersten Eingangsspannung setzen:
-
- Der Fehler infolge der Ansprechzeiten der Komparatoren KO2, KO3 bleibt also auch bei niedrigen ersten Eingangsspannungen konstant.
- Die ersten fünf Diagramme der
Figur 7 sind in detaillierter Form auch inFigur 8 dargestellt. Bei ansteigender Spannung UC am Kondensator C erreicht diese den Wert der ersten Eingangsspannung U1, der High-Low-Übergang des zweiten Vergleichssignal (SIG2OUT) wird dabei jedoch aufgrund der Ansprechzeit td-KO2 des zweiten Komparators KO2 verzögert. Nach erfolgtem High-Low-Übergang wird auch das Umschalten des Schaltelements aufgrund der Ansprechzeit des Latch td-LA verzögert. - In gleicher Weise treten Verzögerungen durch die Ansprechzeit td-KO3 des dritten Komparators KO3 und die Ansprechzeit td-LA des Latch LA auf, wenn die abfallende Spannung UC am Kondensator C den Wert des Bezugspotenzials erreicht.
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-
- Gegenüber einem fehlerfreien Quotienten t2/t1 erhält man einen fehlerbehafteten Quotienten t2/(t1-td). Der prozentuelle Fehler ((t2/t1)/(t2/(t1-td))*100%) liegt dann zum Beispiel bei 4,167%, wenn die Ansprechzeit td1 gleich 200ns ist und eine Dreieckssignalfrequenz von 100kHz angenommen wird.
- Die durch die Ansprechzeiten der Komparatoren (KO2, KO3) und des Latch (LA) hervorgerufenen Fehler werden bei einem erfindungsgemäßen Analog Dividierer vermieden.
- Eine beispielhafte Ausprägung der Erfindung ist in
Figur 9 dargestellt. Den beiden Komparatoren KO2, KO3 eines Dreieckgenerators sind dabei zwei Regler REG1, REG2 vorgeschaltet. Dem ersten Regler REG1 wird die erste Eingangsspannung U1 als Sollwertsignal zugeführt. Dieses Sollwertsignal wird mittels erstem Regler REG1 mit den Istwerten der oberen Spitzenwerte des Dreieckssignals verglichen. Zu diesem Zweck ist das als Kondensatorspannung UC ausgebildete Dreieckssignal einem Eingang des ersten Reglers REG1 zugeführt. Der erste Regler REG1 bildet aus den Eingangsgrößen ein Stellsignal SIG4OUT, das dem zweiten Komparator KO2 zum Vergleich mit dem Dreieckssignal zugeführt ist. Das Stellsignal SIG4OUT wird dabei so vorgegeben, dass die Ist-Spitzenwerte des Dreiecksignals der ersten Eingangsspannung U1 nachgeregelt werden. - In gleicher Weise ist dem zweiten Regler REG2 das Dreieckssignal zugeführt. Der zweite Regler REG2 vergleicht die unteren Ist-Spitzenwerte des Dreiecksignals mit einem Bezugspotenzial. Das Stellsignal SIG5OUT des zweiten Reglers REG2 wird dem dritten Komparator KO3 zum Vergleich mit dem Dreieckssignals zugeführt. Dabei werden die unteren Spitzenwerte des Dreieckssignals dem Wert des Bezugspotenzials nachgeregelt.
- Es ist zu beachten, dass in der Regel Komparatoren eine höhere Anstiegsrate (Slew Rate) als Operationsverstärker aufweisen. Deshalb sind Regler REG1, REG2 mit entsprechend hohen Anstiegsraten vorzusehen.
- Bei der in
Figur 10 dargestellten Ausprägung der Erfindung wird mittels erstem Regler REG1 der Ist-Mittelwert des Dreieckssignals dem halbem Wert der ersten Eingangsspannung U1 nachgeregelt. - Der Mittelwert des Dreiecksignals wird dabei mittels eines Tiefpassfilters TPF gebildet, der dem ersten Regler REG1 vorgeschaltet ist. Der halbe Wert der ersten Eingangsspannung U1 wird mittels eines Spannungsteilers gebildet. Der Spannungsteiler umfasst dabei zwei hochohmige Widerstände R, die in Serie zwischen erster Eingangsspannung U1 und Bezugspotenzial angeordnet sind, wobei ein Verbindungspunkt zuwischen den Widerständen R mit einem Eingang des ersten Reglers REG1 verbunden ist. Ansonsten entspricht die in
Figur 10 dargestellte Anordnung der inFigur 9 dargestellten. -
Figur 11 zeigt den Signalverlauf beim Betreiben eines erfindungsgemäßen Analog Dividierers. Im ersten Diagramm ist das Dreieckssignal als Kondensatorspannung UC dargestellt, überlagert von den Verläufen des Bezugspotenzials 0, der ersten Eingangsspannung U1, der zweiten Eingangsspannung U2 und der Stellsignale SIG4OUT, SIG5OUT der beiden Regler REG1, REG2. - Der erste Regler REG1 bildet ein Stellsignal SIG4OUT, dessen Verlauf unterhalb des Verlaufes der Eingangsspannung U1 liegt. Die Differenz zur Eingangsspannung U1 ist dabei so groß, dass die Ansprechzeiten td-KO2, td-LA des zweiten Komparators KO2 und des Latch LA kompensiert werden und die ansteigende Rampe des Dreiecksignals genau bei Erreichung des Wertes der Eingangsspannung U1 endet.
- In gleicher Weise bildet der zweite Regler REG2 ein Stellsignal SIG4OUT, dessen Verlauf oberhalb des Verlaufes des Bezugspotenzials 0 liegt. Die Differenz zum Bezugspotenzial 0 ist dabei wiederum so groß, dass die Ansprechzeiten td-KO3, td-LA des dritten Komparators KO3 und des Latch LA kompensiert werden und die abfallende Rampe des Dreiecksignals genau bei Erreichung des Bezugspotenzials endet.
- Damit erhält man genaue Werte für die Dauer der ansteigenden Rampe tS und die Dauer der abfallenden Rampe tf des Dreiecksignals, die in Summe eine Periodendauer t1 des Dreiecksignals ergeben, welche von den Ansprechzeiten der Komparatoren KO1, KO2 und des Latch LA unbeeinflusst ist. Mit einem auf diese Weise erzeugten Dreiecksignal erreicht die Quotientenbildung eine Genauigkeit, die weit über der eines bekannten Analog Dividieres liegt.
- Eine weitere Steigerung der Genauigkeit wird durch die Stabilisierung der beiden Signalzustände am Ausgang des ersten Komparators KO1 erreicht. Dazu wird dem ersten Komparators KO1 eine umschaltbare Referenzeinheit REF Nachgeschaltet. Am Ausgang der Referenzeinheit REF liegt dann ein referenziertes Signal SIG6OUT an, dass entsprechend dem ersten Vergleichssignal SIG1OUT am Ausgang des ersten Komparators KO1 zwischen einem referenzierten High-Wert +UREF-S und einem referenzierten Low-Wert wechselt.
- Um die Schnelligkeit, mit welcher der Analog Dividierer auf eine Änderung einer Eingangsspannung U1, U2 reagiert, zu erhöhen, wird dem ersten Komparator bzw. der Referenzeinheit REF eine Glättungseinheit nachgeschaltet, welche zwei Tiefpassfilter TPF1, TPF2 und einen dritte Regler REG3 umfasst. Die entsprechende Schaltungsanordnung ist in
Figur 12 dargestellt. - Der erste Tiefpassfilter TPF1 ist beispielsweise als sogenanntes RC-Glied mit einem ersten Widerstand R1 und einem ersten Kondensator C1 ausgebildet. Auch der zweite Tiefpassfilter TPF2 ist als ein RC-Glied mit einem zweiten Widerstand R2 und einem zweiten Kondensator C2 ausgebildet.
- Die Grenzfrequenz fg1 des ersten Tiefpassfilters TPF1 ist dabei kleiner als die Grenzfrequenz fg2 des zweiten Tiefpassfilters TPF2 (fg2 ≈ 5 * fg1 bis 10*fg1). Die Auslegung der Grenzfrequenzen fg1, fg1 hängt dabei von der Frequenz des Dreiecksignals ab und kann in einfacher Weise ermittelt werden.
- Zwischen den ersten Tiefpassfilter TPF1 und den zweiten Tiefpassfilter TPF2 ist der dritte Regler REG3 geschaltet, wobei dem dritten Regler auch die Ausgangsspannung UD als Regelgröße zugeführt ist. Der dritte Regler REG3 regelt die Ausgangsspannung UD dem mittels erstem Tiefpassfilter TPF1 geglätteten Signal SIG7OUT nach. Dabei werden die ansteigenden und abfallenden Abschnitte des geglätteten Signal SIG7OUT steiler oder flacher, wenn sich das pulsweitenmodulierten Signals am Eingang des ersten Tiefpassfilters TPF1 ändert. Diese Verstärkung der Änderungen am Eingang der Glättungseinheit bewirkt, dass sich auch die Ausgangsspannung UD schneller ändert.
- Die entsprechenden Signalverläufe sind in
Figur 13 dargestellt. Das erste Diagramm zeigt wieder den Verlauf des Dreiecksignals, überlagert von den Verläufen der ersten und zweiten Eingangsspannung U1, U2 sowie der beiden Stellsignale SIG4OUT, SIG5OUT. - Im Diagramm darunter ist der Verlauf des ersten Vergleichssignals SIG1OUT am Ausgang des ersten Komparators dargestellt. Das dritte Diagramm zeigt das entsprechende Vergleichssignal SIG6OUT am Ausgang der Referenzeinheit mit den zwei referenzierten Signalzuständen +UREF-S, O.
- Das unterste Diagramm zeigt den Verlauf der Signale am Ausgang des ersten Tiefpassfilters SIG7OUT um am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters UD. Das geglättete Signal SIG7OUT am Ausgang des ersten Tiefpassfilters TPF1 weist ausgeprägte abfallende und ansteigende Abschnitte auf, wohingegen die Ausgangsspannung UD am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters TPF2 nahezu vollständig geglättet ist.
Claims (11)
- Verfahren zum Betreiben eines Analog Dividierers, wobei ein Sägezahn- oder Dreieckssignal gebildet wird, zu dessen Generierung eine erste Eingangsspannung (U1) als Divisor und ein Bezugspotenzial vorgegeben werden, und wobei dieses Sägezahn- oder Dreieckssignal mittels eines ersten Komparators (KO1) mit einer zweiten Eingangsspannung (U2) als Dividend in der Weise verglichen wird, dass als ein erstes Vergleichssignal (SIG1OUT) ein pulsweitenmoduliertes Signal erzeugt wird, dessen Mittelwert als Quotienten der Division ausgegeben wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Sägezahn- oder Dreieckssignal mittels eines ersten und eines zweiten Reglers (REG1, REG2) gebildet wird und dass dem ersten Regler (REG1) die erste Eingangsspannung (U1) oder eine dazu proportionale Spannung und das Sägezahn- oder Dreieckssignal oder ein dazu proportionales Signal in der Weise zugeführt werden, dass der obere Spitzenwert des Sägezahn- oder Dreieckssignals der ersten Eingangsspannung nachgeregelt wird und dass des Weiteren dem zweiten Regler (REG2) das Bezugspotenzial und das Sägezahn- oder Dreieckssignal in der Weise zugeführt werden, dass der untere Spitzenwert des Sägezahn- oder Dreieckssignals dem Wert des Bezugspotenzials nachgeregelt wird und dass das erste Vergleichssignal (SIG1OUT) mittels eines ersten und eines zweiten Tiefpassfilters (TPF1, TPF2) geglättet wird und dass eine am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters (TPF2) anliegende Ausgangsspannung (UD) mittels eines dritten Reglers (REG3) einem geglätteten Signal (SIG7OUT) am Ausgang des ersten Tiefpassfilters (TPF1) nachgeregelt wird.
- Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mittels erstem Regler (REG1) ein Stellsignal (SIG4OUT) als oberer Soll-Spitzenwert gebildet wird und dass dieses Stellsignal (SIG4OUT) einem zweiten Komparator (K02) zum Vergleich mit dem Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt wird, dass des Weiteren mittels zweitem Regler (REG2) ein Stellsignal (SIGSOUT) als unterer Soll-Spitzenwert gebildet wird und dass dieses Stellsignal (SIGSOUT) einem dritten Komparator (K03) zum Vergleich mit dem Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt wird und dass das zweite Vergleichssignal (SIG2OUT) am Ausgang des zweiten Komparators (K02) und das dritte Vergleichssignal (SIG3OUT) am Ausgang des dritten Komparators (K03) einer Steuerung zugeführt werden, mittels der das Aufladen und Entladen eines Kondensators zur Bildung des Sägezahn- oder Dreieckssignals gesteuert wird.
- Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Stellsignal (SIG4OUT) des ersten Reglers (REG1) aus der Abweichung des oberen Ist-Spitzewertens des Sägezahn- oder Dreieckssignals von der ersten Eingangsspannung (U1) gebildet wird und dass das Stellsignal (SIG5OUT) des zweiten Reglers (REG2) aus der Abweichung des unteren Ist-Spitzewertens des Sägezahn- oder des Dreieckssignals vom Bezugspotenzial gebildet wird.
- Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Stellsignal (SIG4OUT) des ersten Reglers (REG1) aus der Abweichung des mittels Tiefpassfilter gemittelten Sägezahn- oder Dreieckssignals von der halben ersten Eingangsspannung (U1) gebildet wird und dass das Stellsignal (SIG5OUT) des zweiten Reglers (REG2) aus der Abweichung des unteren Ist-Spitzewertens des Sägezahn- oder des Dreieckssignals vom Bezugspotenzial gebildet wird.
- Analog Dividierer, welchem eine erste Eingangsspannung (U1) als Divisor und eine zweite Eingangsspannung (U2) als Dividend zugeführt sind und welcher einen Sägezahn- oder Dreiecksgenerator umfasst, dem die erste Eingangsspannung (U1) als oberer Spitzenwert eines generierten Sägezahn- oder Dreiecksignals vorgegeben ist, wobei der Ausgang des Sägezahn- oder Dreiecksgenerators mit einem Eingang eines ersten Komparator (KO1) verbunden ist, welchem zudem die zweite Eingangsspannung (U2) zugeführt ist, sodass am Ausgang des ersten Komparators (KO1) ein pulsweitenmoduliertes Signal als erstes Vergleichssignal (SIGIOUT) des Sägezahn- oder Dreiecksignals und der zweiten Eingangsspannung (U2) anliegt und einer Glättungseinheit zugeführt ist, an dessen Ausgang das gemittelte pulsweitenmodulierte Signal als Quotient der Division anliegt und als Ausgangsspannung (UD) abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Sägezahn- oder Dreiecksgenerator einen ersten Regler (REG1) umfasst, dem als Eingangssignale die erste Eingangsspannung (U1) oder eine dazu proportionale Spannung und das Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt sind und dessen Stellsignal (SIG4OUT) einem zweiten Komparator (K02) zugeführt ist, welcher das Sägezahn- oder Dreieckssignal mit dem Stellsignal (SIG4OUT) des ersten Reglers (REG1) vergleicht und an dessen Ausgang ein zweites Vergleichssignal anliegt (SIG2OUT), dass des Weitern der Sägezahn- oder Dreiecksgenerator einen zweiten Regler (REG2) umfasst, an dessen Eingang das Bezugspotenzial anliegt und dem das Sägezahn- oder Dreieckssignal zugeführt ist und dessen Stellsignal (SIG5OUT) einem dritten Komparator (K03) zugeführt ist, welcher das Sägezahn- oder Dreieckssignal mit dem Stellsignal (SIG5OUT) des zweiten Reglers (REG2) vergleicht und an dessen Ausgang ein drittes Vergleichssignal anliegt (SIG3OUT) und dass das zweite und das dritte Vergleichssignal (SIG2OUT, SIG3OUT) einer Steuerung zugeführt sind, welche alternierend eine Ladeschaltung und eine Entladeschaltung an einen Kondensator (C) zur Bildung des Sägezahn- oder Dreiecksignals schaltet und dass das erste Vergleichssignal (SIG1OUT) über einen ersten Tiefpassfilter (TPF1) einem dritten Regler (REG3) zugeführt ist, dessen Ausgang mit einem zweiten Tiefpassfilter (TPF2) verbunden ist und dass die am Ausgang des zweiten Tiefpassfilters (TPF2) anliegende Ausgangsspannung (UD) wiederum dem dritten Regler (REG3) als Regelgröße zugeführt ist.
- Analog Dividierer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Regler (REG1) die erste Eingangsspannung (U1) und das Sägezahn- oder Dreiecksignal zur Bildung des Stellsignals (SIG4OUT) zugeführt sind.
- Analog Dividierer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Regler (REG1) die halbe erste Eingangsspannung (U1) in der Weise zugeführt ist, dass die erste Eingangsspannung (U1) über einen Spannungsteiler an den ersten Regler (REG1) geschaltet ist und dass des Weiteren dem ersten Regler (REG1) ein mittels Tiefpassfilter gemitteltes Sägezahn- oder Dreiecksignal zugeführt ist.
- Analog Dividierer nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung ein Latch (LA) umfasst, dem das zweite und dritte Vergleichssignal (SIG2OUT, SIG3OUT) zugeführt sind und mittels dem ein Schaltelement angesteuert ist, welches den Kondensator (C) alternierend an eine positive Stromquelle (+i1) und eine negative Stromquelle (-i2) anschaltet.
- Analoger Dividieren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle einen positiven Strom (+i1) liefert, der aus der ersten Eingangsspannung (U1) mal einem positiven Koeffizienten gebildet ist und dass die Stromsenke einen negativen Strom (-i2) liefert, der aus der ersten Eingangsspannung (U1) mal einem negativen Koeffizienten gebildet ist.
- Analog Dividierer nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung ein Latch (LA) umfasst, dem das zweite und dritte Vergleichssignal (SIG2OUT, SIG3OUT) zugeführt sind und mittels dem ein Schaltelement angesteuert ist, welches über einen Widerstand den Kondensator (C) alternierend an eine positive Spannungsquelle und eine negative Spannungsquelle anschaltet und dass der Widerstand und der Kondensator (C) Beschaltungselemente eines als Integrator ausgebildeten Operationsverstärkers sind, an dessen Ausgang das Sägezahn- oder Dreieckssignal anliegt.
- Analoger Dividierer nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Komparator (KO1) eine umschaltbare Referenzeinheit REF nachgeschaltet ist.
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