DE1541762B2

DE1541762B2 - Schaltungsanordnung zum feststellen der maximalamplitude eines impulses

Info

Publication number: DE1541762B2
Application number: DE19661541762
Authority: DE
Inventors: Kenneth J Sylmar Calif Schhchting (VStA)
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1966-01-24
Filing date: 1966-10-19
Publication date: 1971-03-11
Also published as: FR1497426A; GB1136153A; US3422285A; SE328608B; DE1541762A1; JPS4415379B1

Description

vermag, wobei die Impulsdauern in der Größenordnung von 100 ms und mehr liegen können, jedoch nicht auf diesen Bereich begrenzt sind.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß der Ausgang des Differenziergliedes in an sich bekannter Weise direkt mit der Basiselektrode des Transistors der Transistorstufe verbunden ist und der Transistor durch eine Vorspannung in einem

Fernsehübertragung und bei Steuervorrichtungen, die io der Maximalamplitude von Impulsen mit in weiten eine Pulslagemodulation verwenden, ist es notwendig, Grenzen verschiedener Impulsdauer zu bestimmen eine genaue Anzeige des Zeitpunktes zu haben, in
dem die Impulsspitze auftritt. Eine bekannte Schaltung, die über den Zeitpunkt des Auftretens der
Impulsspitze Aufschluß gibt, ist in dem USA.-Patent 15
3 048 717 beschrieben. In dieser Schaltung wird der
Impuls, bei dem der Zeitpunkt des Auftretens der
Maximalamplitude festgestellt werden soll, einem
differenzierenden Kondensator zugeführt, der mit
dem Emitter eines ersten Spannungsverstärkenden 20 nichtleitenden Zustand gehalten wird, bis das AusTransistors, der in Basisschaltung betrieben wird, gangssignal des Differenziergliedes einen vorbestimmverbunden ist. Eine Diode ist zwischen den Emitter ten Wert annimmt. Die erfindungsgemäße Schaltung und die Basis des ersten Transistors geschaltet, um ist dabei so ausgelegt, daß der Transistor ungefähr den negativen Verlauf der differenzierten Spannung zu der Zeit leitend wird und einen Ausgangsimpuls zu begrenzen, während ein als Emitterfolger ge- 25 liefert, zu der der Eingangsimpuls seine Maximalschalteter zweiter Transistor mit dem Kollektor des amplitude erreicht.

ersten Transistors verbunden ist, um den positiven Die erfindungsgemäße Schaltung hat neben ihrer

Verlauf der differenzierten Spannung zu begrenzen Einfachheit und einer hohen Eingangsimpedanz des und zu verhindern, daß der erste Transistor in die Transistors, die das Differenzierglied nicht beeinflußt, Sättigung kommt. Das Ausgangssignal des als 30 noch den besonderen Vorteil, daß die Arbeitsweise Emitterfolger geschalteten Transistors wird seinerseits einem zweiten Differenzierglied zugeführt, der
die Ausgangsspannung des zweiten Transistors differenziert, um positive nadeiförmige Impulsspannungen
zu liefern, die zeitlich mit dem Beginn und dem Ende 35
des Eingangsimpulses koinzidieren, und eine negative
nadelförmige Impulsspannung, die im wesentlichen
mit der Spitze des Eingangsimpulses zusammenfällt.
Der Ausgang des zweiten Differenziergliedes wird
einem als Schwellwertverstärker dienenden Tran- 40 rungsbeispiels der Schaltungsanordnung nach der Ersistor zugeführt, der die positiven nadeiförmigen findung,

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Schaltungsanordnung und
Fig. 3a bis 3c Kurven, die die Spannung als Funktion der Zeit an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 1 darstellen.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Feststellen des

renzierglied und einen zusätzlichen Transistor- oder 50 Zeitpunktes der Impulsspitze eine Eingangsklemme Diodenbegrenzer umfaßt, angewendet werden muß, 10 auf, der ein Eingangsimpuls e_in zugeführt werden um die Zeitinformation über die Impulsspitze aus kann, von dem die Zeit des Auftretens der Maximaldem Ausgangssignal des ersten Transistors herzu- amplitude durch das Beginnen eines Ausgangsimpulleiten. Weil ferner der erste Transistor sich sowohl ses e₀ an einer Ausgangsklemme 12 angezeigt werden während des Ruhezustandes als auch bei der Ver- 55 soll. Der Eingangsimpuls e_in wird einem Differenzierarbeitung von Impulsen im leitenden Zustand be- glied 14 zugeführt, das einen Kondensator 16 und findet, beeinflußt seine Eingangsimpedanz die Zeit- einen Widerstand 18 umfaßt, die in Serie zwischen konstante des Differenziergliedes für den Eingangs- die Eingangsklemme 10 und ein als Erde bezeichnetes impuls. Deshalb müßte die Zeitkonstante des Diffe- Referenzpotential geschaltet sind. Die differenzierte Tenziergliedes am Eingang durch Einstellen der 60 Ausgangsspannung e_d des Differenziergliedes 14 erKapazität des differenzierenden Kondensators variiert scheint an dem Verbindungspunkt 20 zwischen dem werden, wenn die bekannte Schaltung an eine Viel- Kondensator 16 und dem Widerstand 18. Der Verzähl von Eingangsimpulsen verschiedener Dauer an- bindungspunkt 20 ist direkt mit der Basiselektrode gepaßt werden sollte. Weil der erste Transistor in eines Schalttransistors 22 verbunden, der in Emitter-Basisschaltung betrieben wird, nimmt jedoch seine 65 schaltung betrieben wird. Der Kollektor des Tran-Eingangsimpedanz einen verhältnismäßig niederen sistors 22 ist über einen Lastwiderstand 24 mit der Wert von ungefähr 50 Ohm an. Daher würde die Klemme 26 eines Netzgerätes verbunden, das ein benötigte Kapazität für Impulsdauern von einer Potential -E₁ liefert, während der Emitter des Tran-

der Schaltung in einem Temperaturbereich, der sich von wenigstens -54⁰C bis mindestens 74⁰C erstreckt, im wesentlichen von Temperaturänderungen unbeeinflußt ist.

Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Ausfüh-

Impulsspannungen abschneidet und die negativen nadeiförmigen Impulsspannungen zu einem Ausgangssignal formt, das den Zeitpunkt des Auftretens der Spitze des Eingangsimpulses anzeigt.

Weil der erste Transistor der oben beschriebenen bekannten Schaltung nur als Spannungsverstärker wirkt, ist es offensichtlich, daß ein beträchtlicher zusätzlicher Schaltungsaufbau, der ein weiteres Diffe-

3 4

sistors 22 über einen zur Erzeugung einer Vorspan- tors 16 und R die Größe des Widerstandes 18 dar-

nung dienenden Widerstand 28 mit einer Klemme 30 stellt.

des Netzgerätes verbunden ist, das eine Spannung Es sei darauf hingewiesen, daß die Eingangsspan-

+E₂ liefert. Eine Diode 32, die in Durchlaßrichtung nung auch einer gewissen Dämpfung unterliegt, wenn

einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall 5 sie das differenzierende Netzwerk 14 durchläuft. Zum

hat, und ein Überbrückungskondensator 34 sind par- Beispiel ist für einen Eingangsimpuls, der einen sinus-

allel geschaltet und liegen zwischen dem Emitter des förmigen Verlauf hat, die maximale Amplitude E_d

Transistors 22 und Erde. der differenzierten Spannung gegeben durch

Es sei darauf hingewiesen, daß die in F i g. 1 dargestellte Schaltung für den Betrieb mit positiven Ein- io __ Ei_n R . , . _n-. gangsimpulsen entworfen ist und dementsprechend *~^d ~ -. ι ^ ' ^sin *-^ωί "^ ^ö<*'

sowohl von einem pnp-Transistor als auch von der /i?² -] ^)

speziellen Polarität des Vorspannungspotentials und [/ ω² C²

der Diode Gebrauch macht, die in F i g. 1 dargestellt

ist. Trotzdem ist die Schaltung in gleicher Weise auch 15 worin E_1n die maximale Amplitude des Eingangsfür den Betrieb mit negativen Impulsen geeignet, in impulses und R, C, ω und Θ die oben beschriebenen welchem Fall ein npn-Transistor verwendet und die Werte sind.

Polarität der Vorspannung und der Diode gegenüber Wenn die Kurve 41 negativ wird, wird an die

der in F i g. 1 veranschaulichten umgedreht wird. Emitter-Basis-Strecke des Transistors 22 eine zusätz-

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung zum 20 liehe Vorspannung in Durchlaßrichtung angelegt, und Feststellen des Zeitpunktes des Auftretens der Maxi- es wird mit einer kurzen zeitlichen Verzögerung δ malamplitude eines Impulses nach F i g. 1 wird nun nach dem Nulldurchgang 44 der Kurve 41 der Tranan Hand der in F i g. 3 veranschaulichten Kurven be- sistor 22 leitend, der schnell den gesättigten Zustand schrieben. Der Transistor 22 ist so vorgespannt, daß erreicht. Der sich ergebende Stromfluß durch den er sich im Ruhezustand, d. h. in Abwesenheit eines 25 Lastwiderstand 24 verursacht, daß die Ausgangs-Eingangsimpulses e_in, gerade noch im nichtleitenden klemme 12 im wesentlichen das Erdpotential annimmt Zustand befindet. Dieser Zustand ergibt sich aus der und dadurch an der Klemme 12 einen Ausgangs-Tatsache, daß die Emitterelektrode des Transistors 22 impuls e₀ erzeugt, der durch die Kurve 48 in F i g. 3 c auf einem Potential gegenüber Erde liegt, das gleich veranschaulicht wird. Der Ausgangsimpuls 48 dauert dem Spannungsabfall an der Diode 32 ist, und daß 30 so lange an, bis die differenzierte Spannung 41 auf der Transistor 22 und die Diode 32 so ausgewählt einen Wert von im wesentlichen 0 Volt zurückkehrt, sind, daß der Spannungsabfall an der Emitter-Basis- zu welcher Zeit der Transistor 22 wieder in den nicht-Strecke in Durchlaßrichtung, der für das Leiten des leitenden Zustand übergeht.

Transistors benötigt wird, etwas größer ist als der Es ist ersichtlich, daß der Ausgangsimpuls 48 zu Spannungsabfall an der Diode 32. Solange der Tran- 35 der Zeit beginnt, zu der die Maximalamplitude 46 des sistor 22 nichtleitend bleibt, nimmt die Ausgangs- Eingangsimpulses 40 auftritt, abgesehen von der Verspannung e₀ an der Klemme 12 einen Wert von im zögerung Δ, die durch das differenzierende Netzwerk wesentlichen -E₁ Volt an. 14 eingeführt wird, und von der kleineren Verzöge-

Wenn eine Eingangsspannung e_in, die durch die rung ö, die durch das Einschalten des Transistors 22 Kurve 40 in F i g. 3 a veranschaulicht wird, der Ein- 40 bedingt ist. Es ist jedoch der Gleichung (2) zu entgangsklemme 10 zugeführt wird, wird sie durch das nehmen, daß dann, wenn die Schaltungsparameter so ÄC-Differenzierglied 14 differenziert und ergibt an ausgewählt werden, daß a>RC = 0,1 ist, die durch dem Verbindungspunkt 20 die differenzierte Span- die Differenzierung bedingte Phasenverschiebung nung e_d, die durch die Kurve 41 in Fig. 3b veran- θ == 84,3° wird. Der resultierende Fehler in der Anschaulicht wird. Die Kurve 41 hat einen ersten Teil 45 zeige des Zeitpunktes der Maximalamplitude würde 42 mit positiver Polarität, dem ein zweiter Teil 43 dann kleiner als 2°/o sein. In jedem Fall kann die mit negativer Polarität folgt. Der negative Teil 43 Zeitverzögerung Δ dadurch auf ein Minimum redubeginnt im Punkt 44, der der Maximalamplitude 46 ziert werden, daß in die Vorrichtung, die von der der Eingangsspannung 40 entspricht, abgesehen von Information über den Zeitpunkt der Maxiamlamplieiner zeitlichen Verzögerung Δ zwischen dem Zeit- 5° tude Gebrauch macht, eine entsprechende Zeitverpunkt des Auftretens der Maximalamplitude 46 und zögerung eingeführt wird.

dem Zeitpunkt, zu dem die differenzierte Kurve 41 Es versteht sich, daß die Parameterwerte, die in

durch Null hindurchgeht. Diese Zeitverzögerung Δ ist einer bestimmten Schaltung verwendet werden, von

gegeben durch der Amplitude, der Dauer und der Folgefrequenz der (90° — @) . τ 55 Eingangsimpulse abhängen. Trotzdem können gewisse

^ ~ ' ^ allgemeine Angaben das Bestimmen spezieller Werte

erleichtern, die in einer gegebenen Situation zu ver-

• τ j· T-v JT- · 1 ,n j ^ j· wenden sind. Zum Beispiel sollte die Größe des

worm T die Dauer des Eingangsimpulses 40 und Θ die _Ladewiderstandes 24 ausreichend groß gemacht wer-Phasenverschiebung der differenzierten Spannung e_d _{6o d um dne hohe} Verstärkung zu erreichen, aber

relativ zu der Eingangsspannung e_ln ist. Die Phasen- _{ef sf)llte die Eingangsimpedanz} ⁵ _der Schaltung, die

verschiebung Θ kann aus der folgenden Beziehung _{mit den Impulsen}% angesteuert wird, nicht wesent-

Destimmt werden: _Uch überschreiten. Der Überbrückungskondensator

tan Θ — ^ ro) 34 sollte eine genügend große Kapazität haben, um

co RC ' ⁶5 eine wirksame Wechselstromerdung für die Emitter

elektrode des Transistors 22 darzustellen. Die Größe

ir. ^1» ^2π „ν, j r α· ν VfJ ν α des Widerstandes 28 sollte so ausgewählt werden, daß

in der ω = —=- und C die Kapazität des Kondensa- ,. ,, , _ ...^ö ,, . _c. , ,

T ^v die Vorspannung an der Emitter-Basis-Strecke des

Transistors 22 in Durchlaßrichtung im Ruhezustand um etwa 0,025 Volt kleiner ist als die für die Sättigung des Transistors benötigte.

Um irgendwelche Veränderungen der Transistorvorspannung durch Änderungen des Emitterstromes als Funktion der Amplitude der Eingangsimpulse oder dessen Folgefrequenz klein zu halten, kann die in F i g. 2 dargestellte Schaltung an Stelle der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden. Die Schaltung nach F i g. 2 ist der Schaltung nach F i g. 1 sehr ähnlich, und es sind die Bauelemente in der Schaltung nach F i g. 2 mit denselben Bezugszahlen versehen wie ihre Gegenstücke in Fig. 1, abgesehen davon, daß sie zusätzlich mit einem Strich versehen sind. Jedoch ist in der Schaltung nach F i g. 2 die Emitterelektrode des Transistors 22' direkt mit Erde verbunden, während die Parallelschaltung aus der Vorspannungsdiode 32' und dem Uberbrückungskondensator 34' mit der Basiselektrode des Transistors 22 über den Widerstand 18' verbunden ist, der zugleich einen Teil des Differenzierglieds 14' bildet. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 18' und der Diode 32' ist über den Vorspannungswiderstand 28' mit der Klemme 30' verbunden, an die eine von einem Netzgerät gelieferte Spannung — E₃ angeschlossen ist.

Weil in der Schaltung nach F i g. 2 die Vorspannungsdiode im Basiskreis des Transistors anstatt im Emitterkreis angebracht ist, sind die Änderungen des Diodenstroms, die auftreten, wenn der Transistor seinen leitenden Zustand (vom stromlosen Zustand zur Sättigung) ändert, um einen Faktor, der gleich der Stromverstärkung β des Transistors ist, geringer als in der Schaltung nach Fig. 1. Andererseits muß in der Schaltung nach F i g. 2 der Widerstand 18' klein gehalten werden, um zu verhindern, daß die Vorspannung an der Basis des Transistors 22' sich während der Entladung des Kondensators 16' wesentlich verschiebt. Wenn die Größe des Widerstandes 18' vermindert wird, muß daher bei einer gegebenen Zeitkonstante des Differenziergliedes die Kapazität des Kondensators 16' entsprechend vergrößert werden.

Es ist ersichtlich, daß bei den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Feststellen des Zeitpunktes der Maximalamplitude die Eingangsimpedanz des Transistors die Zeitkonstante des Differenziergliedes nicht beeinflußt, weil der Ausgang des Differenziergliedes an einen Transistor angelegt wird, der auf einen im Ruhezustand nichtleitenden Zustand -vorgespannt ist. Deshalb können die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen den Zeitpunkt des Auftretens der Scheitelwerte von Impulsen leicht und genau bestimmen, deren Dauer in weiten Grenzen variieren und z. B. 100 ms und mehr betragen kann. Da weiterhin der Transistor und die. Diode so angeschlossen sind, daß eine Änderung des Spannungsabfalles an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors in Durchlaßrichtung als Funktion der Temperatur durch eine ähnliche Änderung des Spannungsabfalles an der Diode kompensiert wird, sind die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Feststellen des Zeitpunktes der Maximalamplitude sehr unempfindlich gegen Temperaturänderungen. Weiterhin sind die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Fest-

stellen des Zeitpunktes der Maximalamplitude sehr einfach im Aufbau und benötigen nur einen Transistor und ein Differenzierglied.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Feststellen des Zeitpunktes des Auftretens der Maximalamplitude eines Impulses mit einem Differenzierglied als Eingangskreis und einer dem Differenzierglied nächgeschalteten Transistorstufe, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (20) des Differenziergliedes (16,18) in an sich bekannter Weise direkt mit der Basiselektrode des Transistors (22) der Transistorstufe verbunden ist und der Transistor durch eine Vorspannung in einem nichtleitenden Zustand gehalten wird, bis das Ausgangssignal (41) des Differenziergliedes einen vorbestimmten Wert annimmt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (22) in Emitterschaltung geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied (16,18) so ausgelegt ist, daß es eine solche Zeitverzögerung (A) erzeugt, daß das Ausgangssignal (41) des Differenziergliedes den vorbestimmten Wert eine vorbestimmte Zeit nach dem Auftreten der Maximalamplitude des Eingangsimpulses erreicht und diese vorbestimmte Zeit wesentlich kleiner ist als die Dauer des Eingangsimpulses.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied einen Kondensator (16) und einen Widerstand (18) umfaßt und der Kondensator (16) die Eingangsklemme (10) der Schaltungsanordnung mit der Basis des Transistors (22) verbindet, wogegen der Widerstand (18) zwischen die Basis des Transistors (22) und ein Referenzpotential geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Transistors (22) unmittelbar mit der Ausgangsklemme (12) der Schaltungsanordnung und außerdem über einen Widerstand (24) mit der Klemme (26) eines Netzgerätes verbunden ist. : -..:·:-

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekeimzeichnet, daß der Widerstand (18) des Differenziergliedes unmittelbar an das Referenzpotential gelegt ist und die Basis des Transistors (22) über eine Parallelschaltung aus Kondensator (34) und Diode (32) mit dem gleichen Referenzpotential und außerdem über einen weiteren Widerstand (28) mit einer Klemme (30) eines Netzgerätes verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (18') des Differenziergliedes über eine Parallelschaltung aus Kondensator (34') und Diode (32') mit dem Referenzpotential und außerdem über einen weiteren Widerstand (28') mit einer Klemme (30') eines Netzgerätes verbunden ist, wogegen die Basis des Transistors (22') unmittelbar an das Referenzpotential angelegt ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen