DE1541762B2 - Schaltungsanordnung zum feststellen der maximalamplitude eines impulses - Google Patents
Schaltungsanordnung zum feststellen der maximalamplitude eines impulsesInfo
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Description
vermag, wobei die Impulsdauern in der Größenordnung von 100 ms und mehr liegen können, jedoch
nicht auf diesen Bereich begrenzt sind.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß der Ausgang des Differenziergliedes in an
sich bekannter Weise direkt mit der Basiselektrode des Transistors der Transistorstufe verbunden ist und
der Transistor durch eine Vorspannung in einem
Fernsehübertragung und bei Steuervorrichtungen, die io der Maximalamplitude von Impulsen mit in weiten
eine Pulslagemodulation verwenden, ist es notwendig, Grenzen verschiedener Impulsdauer zu bestimmen
eine genaue Anzeige des Zeitpunktes zu haben, in
dem die Impulsspitze auftritt. Eine bekannte Schaltung, die über den Zeitpunkt des Auftretens der
Impulsspitze Aufschluß gibt, ist in dem USA.-Patent 15
3 048 717 beschrieben. In dieser Schaltung wird der
Impuls, bei dem der Zeitpunkt des Auftretens der
Maximalamplitude festgestellt werden soll, einem
differenzierenden Kondensator zugeführt, der mit
dem Emitter eines ersten Spannungsverstärkenden 20 nichtleitenden Zustand gehalten wird, bis das AusTransistors, der in Basisschaltung betrieben wird, gangssignal des Differenziergliedes einen vorbestimmverbunden ist. Eine Diode ist zwischen den Emitter ten Wert annimmt. Die erfindungsgemäße Schaltung und die Basis des ersten Transistors geschaltet, um ist dabei so ausgelegt, daß der Transistor ungefähr den negativen Verlauf der differenzierten Spannung zu der Zeit leitend wird und einen Ausgangsimpuls zu begrenzen, während ein als Emitterfolger ge- 25 liefert, zu der der Eingangsimpuls seine Maximalschalteter zweiter Transistor mit dem Kollektor des amplitude erreicht.
dem die Impulsspitze auftritt. Eine bekannte Schaltung, die über den Zeitpunkt des Auftretens der
Impulsspitze Aufschluß gibt, ist in dem USA.-Patent 15
3 048 717 beschrieben. In dieser Schaltung wird der
Impuls, bei dem der Zeitpunkt des Auftretens der
Maximalamplitude festgestellt werden soll, einem
differenzierenden Kondensator zugeführt, der mit
dem Emitter eines ersten Spannungsverstärkenden 20 nichtleitenden Zustand gehalten wird, bis das AusTransistors, der in Basisschaltung betrieben wird, gangssignal des Differenziergliedes einen vorbestimmverbunden ist. Eine Diode ist zwischen den Emitter ten Wert annimmt. Die erfindungsgemäße Schaltung und die Basis des ersten Transistors geschaltet, um ist dabei so ausgelegt, daß der Transistor ungefähr den negativen Verlauf der differenzierten Spannung zu der Zeit leitend wird und einen Ausgangsimpuls zu begrenzen, während ein als Emitterfolger ge- 25 liefert, zu der der Eingangsimpuls seine Maximalschalteter zweiter Transistor mit dem Kollektor des amplitude erreicht.
ersten Transistors verbunden ist, um den positiven Die erfindungsgemäße Schaltung hat neben ihrer
Verlauf der differenzierten Spannung zu begrenzen Einfachheit und einer hohen Eingangsimpedanz des
und zu verhindern, daß der erste Transistor in die Transistors, die das Differenzierglied nicht beeinflußt,
Sättigung kommt. Das Ausgangssignal des als 30 noch den besonderen Vorteil, daß die Arbeitsweise
Emitterfolger geschalteten Transistors wird seinerseits einem zweiten Differenzierglied zugeführt, der
die Ausgangsspannung des zweiten Transistors differenziert, um positive nadeiförmige Impulsspannungen
zu liefern, die zeitlich mit dem Beginn und dem Ende 35
des Eingangsimpulses koinzidieren, und eine negative
nadelförmige Impulsspannung, die im wesentlichen
mit der Spitze des Eingangsimpulses zusammenfällt.
Der Ausgang des zweiten Differenziergliedes wird
einem als Schwellwertverstärker dienenden Tran- 40 rungsbeispiels der Schaltungsanordnung nach der Ersistor zugeführt, der die positiven nadeiförmigen findung,
die Ausgangsspannung des zweiten Transistors differenziert, um positive nadeiförmige Impulsspannungen
zu liefern, die zeitlich mit dem Beginn und dem Ende 35
des Eingangsimpulses koinzidieren, und eine negative
nadelförmige Impulsspannung, die im wesentlichen
mit der Spitze des Eingangsimpulses zusammenfällt.
Der Ausgang des zweiten Differenziergliedes wird
einem als Schwellwertverstärker dienenden Tran- 40 rungsbeispiels der Schaltungsanordnung nach der Ersistor zugeführt, der die positiven nadeiförmigen findung,
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten
Schaltungsanordnung und
Fig. 3a bis 3c Kurven, die die Spannung als Funktion der Zeit an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 1 darstellen.
Fig. 3a bis 3c Kurven, die die Spannung als Funktion der Zeit an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 1 darstellen.
Wie aus Fig. 1 ersichtlich, weist die erfindungsgemäße
Schaltungsanordnung zum Feststellen des
renzierglied und einen zusätzlichen Transistor- oder 50 Zeitpunktes der Impulsspitze eine Eingangsklemme
Diodenbegrenzer umfaßt, angewendet werden muß, 10 auf, der ein Eingangsimpuls ein zugeführt werden
um die Zeitinformation über die Impulsspitze aus kann, von dem die Zeit des Auftretens der Maximaldem
Ausgangssignal des ersten Transistors herzu- amplitude durch das Beginnen eines Ausgangsimpulleiten.
Weil ferner der erste Transistor sich sowohl ses e0 an einer Ausgangsklemme 12 angezeigt werden
während des Ruhezustandes als auch bei der Ver- 55 soll. Der Eingangsimpuls ein wird einem Differenzierarbeitung
von Impulsen im leitenden Zustand be- glied 14 zugeführt, das einen Kondensator 16 und
findet, beeinflußt seine Eingangsimpedanz die Zeit- einen Widerstand 18 umfaßt, die in Serie zwischen
konstante des Differenziergliedes für den Eingangs- die Eingangsklemme 10 und ein als Erde bezeichnetes
impuls. Deshalb müßte die Zeitkonstante des Diffe- Referenzpotential geschaltet sind. Die differenzierte
Tenziergliedes am Eingang durch Einstellen der 60 Ausgangsspannung ed des Differenziergliedes 14 erKapazität
des differenzierenden Kondensators variiert scheint an dem Verbindungspunkt 20 zwischen dem
werden, wenn die bekannte Schaltung an eine Viel- Kondensator 16 und dem Widerstand 18. Der Verzähl
von Eingangsimpulsen verschiedener Dauer an- bindungspunkt 20 ist direkt mit der Basiselektrode
gepaßt werden sollte. Weil der erste Transistor in eines Schalttransistors 22 verbunden, der in Emitter-Basisschaltung
betrieben wird, nimmt jedoch seine 65 schaltung betrieben wird. Der Kollektor des Tran-Eingangsimpedanz
einen verhältnismäßig niederen sistors 22 ist über einen Lastwiderstand 24 mit der
Wert von ungefähr 50 Ohm an. Daher würde die Klemme 26 eines Netzgerätes verbunden, das ein
benötigte Kapazität für Impulsdauern von einer Potential -E1 liefert, während der Emitter des Tran-
der Schaltung in einem Temperaturbereich, der sich von wenigstens -540C bis mindestens 740C erstreckt,
im wesentlichen von Temperaturänderungen unbeeinflußt ist.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung von bevorzugten
Ausführungsbeispielen der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung. Es zeigt
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Ausfüh-
Impulsspannungen abschneidet und die negativen nadeiförmigen Impulsspannungen zu einem Ausgangssignal
formt, das den Zeitpunkt des Auftretens der Spitze des Eingangsimpulses anzeigt.
Weil der erste Transistor der oben beschriebenen bekannten Schaltung nur als Spannungsverstärker
wirkt, ist es offensichtlich, daß ein beträchtlicher zusätzlicher Schaltungsaufbau, der ein weiteres Diffe-
3 4
sistors 22 über einen zur Erzeugung einer Vorspan- tors 16 und R die Größe des Widerstandes 18 dar-
nung dienenden Widerstand 28 mit einer Klemme 30 stellt.
des Netzgerätes verbunden ist, das eine Spannung Es sei darauf hingewiesen, daß die Eingangsspan-
+E2 liefert. Eine Diode 32, die in Durchlaßrichtung nung auch einer gewissen Dämpfung unterliegt, wenn
einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall 5 sie das differenzierende Netzwerk 14 durchläuft. Zum
hat, und ein Überbrückungskondensator 34 sind par- Beispiel ist für einen Eingangsimpuls, der einen sinus-
allel geschaltet und liegen zwischen dem Emitter des förmigen Verlauf hat, die maximale Amplitude Ed
Transistors 22 und Erde. der differenzierten Spannung gegeben durch
Es sei darauf hingewiesen, daß die in F i g. 1 dargestellte
Schaltung für den Betrieb mit positiven Ein- io __ Ein R . , . n-.
gangsimpulsen entworfen ist und dementsprechend *~d ~ -. ι ^ ' sin *-ωί "^ ö<*'
sowohl von einem pnp-Transistor als auch von der /i?2 -]
^)
speziellen Polarität des Vorspannungspotentials und [/ ω2 C2
der Diode Gebrauch macht, die in F i g. 1 dargestellt
ist. Trotzdem ist die Schaltung in gleicher Weise auch 15 worin E1n die maximale Amplitude des Eingangsfür
den Betrieb mit negativen Impulsen geeignet, in impulses und R, C, ω und Θ die oben beschriebenen
welchem Fall ein npn-Transistor verwendet und die Werte sind.
Polarität der Vorspannung und der Diode gegenüber Wenn die Kurve 41 negativ wird, wird an die
der in F i g. 1 veranschaulichten umgedreht wird. Emitter-Basis-Strecke des Transistors 22 eine zusätz-
Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung zum 20 liehe Vorspannung in Durchlaßrichtung angelegt, und
Feststellen des Zeitpunktes des Auftretens der Maxi- es wird mit einer kurzen zeitlichen Verzögerung δ
malamplitude eines Impulses nach F i g. 1 wird nun nach dem Nulldurchgang 44 der Kurve 41 der Tranan
Hand der in F i g. 3 veranschaulichten Kurven be- sistor 22 leitend, der schnell den gesättigten Zustand
schrieben. Der Transistor 22 ist so vorgespannt, daß erreicht. Der sich ergebende Stromfluß durch den
er sich im Ruhezustand, d. h. in Abwesenheit eines 25 Lastwiderstand 24 verursacht, daß die Ausgangs-Eingangsimpulses
ein, gerade noch im nichtleitenden klemme 12 im wesentlichen das Erdpotential annimmt
Zustand befindet. Dieser Zustand ergibt sich aus der und dadurch an der Klemme 12 einen Ausgangs-Tatsache,
daß die Emitterelektrode des Transistors 22 impuls e0 erzeugt, der durch die Kurve 48 in F i g. 3 c
auf einem Potential gegenüber Erde liegt, das gleich veranschaulicht wird. Der Ausgangsimpuls 48 dauert
dem Spannungsabfall an der Diode 32 ist, und daß 30 so lange an, bis die differenzierte Spannung 41 auf
der Transistor 22 und die Diode 32 so ausgewählt einen Wert von im wesentlichen 0 Volt zurückkehrt,
sind, daß der Spannungsabfall an der Emitter-Basis- zu welcher Zeit der Transistor 22 wieder in den nicht-Strecke
in Durchlaßrichtung, der für das Leiten des leitenden Zustand übergeht.
Transistors benötigt wird, etwas größer ist als der Es ist ersichtlich, daß der Ausgangsimpuls 48 zu
Spannungsabfall an der Diode 32. Solange der Tran- 35 der Zeit beginnt, zu der die Maximalamplitude 46 des
sistor 22 nichtleitend bleibt, nimmt die Ausgangs- Eingangsimpulses 40 auftritt, abgesehen von der Verspannung
e0 an der Klemme 12 einen Wert von im zögerung Δ, die durch das differenzierende Netzwerk
wesentlichen -E1 Volt an. 14 eingeführt wird, und von der kleineren Verzöge-
Wenn eine Eingangsspannung ein, die durch die rung ö, die durch das Einschalten des Transistors 22
Kurve 40 in F i g. 3 a veranschaulicht wird, der Ein- 40 bedingt ist. Es ist jedoch der Gleichung (2) zu entgangsklemme
10 zugeführt wird, wird sie durch das nehmen, daß dann, wenn die Schaltungsparameter so
ÄC-Differenzierglied 14 differenziert und ergibt an ausgewählt werden, daß a>RC = 0,1 ist, die durch
dem Verbindungspunkt 20 die differenzierte Span- die Differenzierung bedingte Phasenverschiebung
nung ed, die durch die Kurve 41 in Fig. 3b veran- θ == 84,3° wird. Der resultierende Fehler in der Anschaulicht
wird. Die Kurve 41 hat einen ersten Teil 45 zeige des Zeitpunktes der Maximalamplitude würde
42 mit positiver Polarität, dem ein zweiter Teil 43 dann kleiner als 2°/o sein. In jedem Fall kann die
mit negativer Polarität folgt. Der negative Teil 43 Zeitverzögerung Δ dadurch auf ein Minimum redubeginnt
im Punkt 44, der der Maximalamplitude 46 ziert werden, daß in die Vorrichtung, die von der
der Eingangsspannung 40 entspricht, abgesehen von Information über den Zeitpunkt der Maxiamlamplieiner
zeitlichen Verzögerung Δ zwischen dem Zeit- 5° tude Gebrauch macht, eine entsprechende Zeitverpunkt
des Auftretens der Maximalamplitude 46 und zögerung eingeführt wird.
dem Zeitpunkt, zu dem die differenzierte Kurve 41 Es versteht sich, daß die Parameterwerte, die in
durch Null hindurchgeht. Diese Zeitverzögerung Δ ist einer bestimmten Schaltung verwendet werden, von
gegeben durch der Amplitude, der Dauer und der Folgefrequenz der (90° — @) . τ 55 Eingangsimpulse abhängen. Trotzdem können gewisse
^ ~ ' ^ allgemeine Angaben das Bestimmen spezieller Werte
erleichtern, die in einer gegebenen Situation zu ver-
• τ j· T-v JT- · 1 ,n j ^ j· wenden sind. Zum Beispiel sollte die Größe des
worm T die Dauer des Eingangsimpulses 40 und Θ die Ladewiderstandes 24 ausreichend groß gemacht wer-Phasenverschiebung
der differenzierten Spannung ed 6o d um dne hohe Verstärkung zu erreichen, aber
relativ zu der Eingangsspannung eln ist. Die Phasen- ef sf)llte die Eingangsimpedanz 5 der Schaltung, die
verschiebung Θ kann aus der folgenden Beziehung mit den Impulsen% angesteuert wird, nicht wesent-
Destimmt werden: Uch überschreiten. Der Überbrückungskondensator
tan Θ — ^ ro) 34 sollte eine genügend große Kapazität haben, um
co RC ' 65 eine wirksame Wechselstromerdung für die Emitter
elektrode des Transistors 22 darzustellen. Die Größe
ir. ^1» 2π „ν, j r α· ν VfJ ν α des Widerstandes 28 sollte so ausgewählt werden, daß
in der ω = —=- und C die Kapazität des Kondensa- ,. ,, , _ ...ö ,, . c. , ,
T v die Vorspannung an der Emitter-Basis-Strecke des
Transistors 22 in Durchlaßrichtung im Ruhezustand um etwa 0,025 Volt kleiner ist als die für die Sättigung
des Transistors benötigte.
Um irgendwelche Veränderungen der Transistorvorspannung durch Änderungen des Emitterstromes
als Funktion der Amplitude der Eingangsimpulse oder dessen Folgefrequenz klein zu halten, kann die
in F i g. 2 dargestellte Schaltung an Stelle der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden. Die Schaltung
nach F i g. 2 ist der Schaltung nach F i g. 1 sehr ähnlich, und es sind die Bauelemente in der Schaltung
nach F i g. 2 mit denselben Bezugszahlen versehen wie ihre Gegenstücke in Fig. 1, abgesehen davon,
daß sie zusätzlich mit einem Strich versehen sind. Jedoch ist in der Schaltung nach F i g. 2 die Emitterelektrode
des Transistors 22' direkt mit Erde verbunden, während die Parallelschaltung aus der Vorspannungsdiode
32' und dem Uberbrückungskondensator 34' mit der Basiselektrode des Transistors 22
über den Widerstand 18' verbunden ist, der zugleich einen Teil des Differenzierglieds 14' bildet. Der Verbindungspunkt
zwischen dem Widerstand 18' und der Diode 32' ist über den Vorspannungswiderstand 28'
mit der Klemme 30' verbunden, an die eine von einem Netzgerät gelieferte Spannung — E3 angeschlossen
ist.
Weil in der Schaltung nach F i g. 2 die Vorspannungsdiode im Basiskreis des Transistors anstatt im
Emitterkreis angebracht ist, sind die Änderungen des Diodenstroms, die auftreten, wenn der Transistor
seinen leitenden Zustand (vom stromlosen Zustand zur Sättigung) ändert, um einen Faktor, der gleich der
Stromverstärkung β des Transistors ist, geringer als in der Schaltung nach Fig. 1. Andererseits muß in
der Schaltung nach F i g. 2 der Widerstand 18' klein gehalten werden, um zu verhindern, daß die Vorspannung
an der Basis des Transistors 22' sich während der Entladung des Kondensators 16' wesentlich
verschiebt. Wenn die Größe des Widerstandes 18' vermindert wird, muß daher bei einer gegebenen
Zeitkonstante des Differenziergliedes die Kapazität des Kondensators 16' entsprechend vergrößert werden.
Es ist ersichtlich, daß bei den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Feststellen des Zeitpunktes
der Maximalamplitude die Eingangsimpedanz des Transistors die Zeitkonstante des Differenziergliedes
nicht beeinflußt, weil der Ausgang des Differenziergliedes an einen Transistor angelegt wird,
der auf einen im Ruhezustand nichtleitenden Zustand -vorgespannt ist. Deshalb können die erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnungen den Zeitpunkt des Auftretens der Scheitelwerte von Impulsen leicht und
genau bestimmen, deren Dauer in weiten Grenzen variieren und z. B. 100 ms und mehr betragen kann.
Da weiterhin der Transistor und die. Diode so angeschlossen sind, daß eine Änderung des Spannungsabfalles an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors
in Durchlaßrichtung als Funktion der Temperatur durch eine ähnliche Änderung des Spannungsabfalles
an der Diode kompensiert wird, sind die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Feststellen des
Zeitpunktes der Maximalamplitude sehr unempfindlich gegen Temperaturänderungen. Weiterhin sind die
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Fest-
stellen des Zeitpunktes der Maximalamplitude sehr einfach im Aufbau und benötigen nur einen Transistor
und ein Differenzierglied.
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zum Feststellen des Zeitpunktes des Auftretens der Maximalamplitude
eines Impulses mit einem Differenzierglied als Eingangskreis und einer dem Differenzierglied
nächgeschalteten Transistorstufe, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang (20) des Differenziergliedes (16,18) in an sich bekannter
Weise direkt mit der Basiselektrode des Transistors (22) der Transistorstufe verbunden ist und
der Transistor durch eine Vorspannung in einem nichtleitenden Zustand gehalten wird, bis das
Ausgangssignal (41) des Differenziergliedes einen vorbestimmten Wert annimmt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (22) in
Emitterschaltung geschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied
(16,18) so ausgelegt ist, daß es eine solche Zeitverzögerung (A) erzeugt, daß das Ausgangssignal
(41) des Differenziergliedes den vorbestimmten Wert eine vorbestimmte Zeit nach dem Auftreten
der Maximalamplitude des Eingangsimpulses erreicht und diese vorbestimmte Zeit wesentlich
kleiner ist als die Dauer des Eingangsimpulses.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß das Differenzierglied einen Kondensator (16) und einen Widerstand (18) umfaßt und der Kondensator
(16) die Eingangsklemme (10) der Schaltungsanordnung mit der Basis des Transistors (22)
verbindet, wogegen der Widerstand (18) zwischen die Basis des Transistors (22) und ein Referenzpotential
geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der Kollektor des Transistors (22) unmittelbar mit der Ausgangsklemme (12) der Schaltungsanordnung
und außerdem über einen Widerstand (24) mit der Klemme (26) eines Netzgerätes verbunden
ist. : -..:·:-
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekeimzeichnet, daß der Widerstand (18)
des Differenziergliedes unmittelbar an das Referenzpotential gelegt ist und die Basis des Transistors
(22) über eine Parallelschaltung aus Kondensator (34) und Diode (32) mit dem gleichen Referenzpotential
und außerdem über einen weiteren Widerstand (28) mit einer Klemme (30) eines Netzgerätes verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (18')
des Differenziergliedes über eine Parallelschaltung aus Kondensator (34') und Diode (32') mit dem
Referenzpotential und außerdem über einen weiteren Widerstand (28') mit einer Klemme (30')
eines Netzgerätes verbunden ist, wogegen die Basis des Transistors (22') unmittelbar an das
Referenzpotential angelegt ist.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US522717A US3422285A (en) | 1966-01-24 | 1966-01-24 | Pulse peak time detecting circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1541762A1 DE1541762A1 (de) | 1969-10-23 |
DE1541762B2 true DE1541762B2 (de) | 1971-03-11 |
Family
ID=24082027
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19661541762 Pending DE1541762B2 (de) | 1966-01-24 | 1966-10-19 | Schaltungsanordnung zum feststellen der maximalamplitude eines impulses |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3422285A (de) |
JP (1) | JPS4415379B1 (de) |
DE (1) | DE1541762B2 (de) |
FR (1) | FR1497426A (de) |
GB (1) | GB1136153A (de) |
SE (1) | SE328608B (de) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7920407B2 (en) * | 2008-10-06 | 2011-04-05 | Sandisk 3D, Llc | Set and reset detection circuits for reversible resistance switching memory material |
JP5471726B2 (ja) * | 2010-03-31 | 2014-04-16 | 株式会社アドヴィックス | 車両用ブレーキ装置 |
CN107395165B (zh) * | 2016-05-16 | 2022-09-09 | 上海亨骏自动化设备有限公司 | 一种液位计回波时间采集用峰值检测电路 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL262190A (de) * | 1960-03-09 | |||
US3048717A (en) * | 1960-12-16 | 1962-08-07 | Rca Corp | Peak time detecting circuit |
US3248560A (en) * | 1961-10-09 | 1966-04-26 | Honeywell Inc | Information handling apparatus |
FR1357833A (fr) * | 1963-03-01 | 1964-04-10 | Electronique & Automatisme Sa | Détecteur de crêtes de signaux électriques |
US3293451A (en) * | 1963-09-30 | 1966-12-20 | Gen Electric | Peak detector |
-
1966
- 1966-01-24 US US522717A patent/US3422285A/en not_active Expired - Lifetime
- 1966-10-19 DE DE19661541762 patent/DE1541762B2/de active Pending
- 1966-10-21 SE SE14473/66A patent/SE328608B/xx unknown
- 1966-10-24 FR FR81407A patent/FR1497426A/fr not_active Expired
- 1966-10-24 JP JP6981000266A patent/JPS4415379B1/ja active Pending
- 1966-10-24 GB GB47499/66A patent/GB1136153A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR1497426A (fr) | 1967-10-06 |
GB1136153A (en) | 1968-12-11 |
US3422285A (en) | 1969-01-14 |
SE328608B (de) | 1970-09-21 |
DE1541762A1 (de) | 1969-10-23 |
JPS4415379B1 (de) | 1969-07-08 |
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