JP4639585B2 - モータ制御装置、モータ制御方法、及びモータ制御装置を具える車両 - Google Patents

Description

本発明は、効率的なモータ制御装置、モータ制御方法、及びモータ制御装置を具える車両に関するものであり、より詳細には、より小さいコンデンサを使用してもモータを制御し得るモータ制御装置などに関するものである。

インバータを用いた電動機駆動装置の従来例として、インバータの直流電圧を一定に保った状態でＰＷＭ制御する領域と、昇圧回路によりインバータの直流入力電圧を変化させてインバータをＰＡＭ制御する領域とを切り替えて電動機を制御するようにすることで、広い範囲にわたって効率の良い駆動を狙ったものが開示されている（特許文献１を参照されたい。）。
特開２００１-３１４０９５号（図１、段落0008-0010）

上述したような駆動装置の昇圧回路とインバータは、いずれも入力された電圧をスイッチングすることにより所望の出力電圧を生成するものであるので、昇圧回路の出力とインバータ入力の間にはこの電圧を平滑・安定化するためのコンデンサが必要になる。そのコンデンサは以下の理由で大きなサイズとなってしまうという問題点があった。
・電圧のリップル・サージを充分に抑制するためには大きな容量が必要である。
・コンデンサを出入りする電流が大きいため低損失で、放熱性の高いコンデンサが必要である。

そこで、本発明は、上述した諸課題を解決すべく、直流電圧変換手段（昇圧回路を含む）とインバータのスイッチングを協調制御することで、両者の間に設けるコンデンサのサイズを小さくすることができる技術を提供することを目的とする。
即ち、本発明によるモータ制御装置は、
直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換手段と、
前記直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、
前記直流電圧変換手段から出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成手段に入力される入力電流が流れる時間のタイミングとを協調して制御する（同期させる）協調制御手段と、
を具えることを特徴とする。
本発明によれば、前記直流電圧変換手段からの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成手段に入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御する、即ち両電流が流れる時間を可能な限り一致させることによってリップル電流や損失を最小化し、両手段の間に設ける必要があるコンデンサの容量を顕著に小さくすることが可能となる。

直流電圧変換手段とモータ印加電圧生成手段とのスイッチングの協調制御
本発明によるモータ制御装置は、
入力した直流電圧をスイッチングによりその大きさ即ち電圧を変換して出力する直流電圧変換手段と、
前記直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、
前記モータ印加電圧生成手段の出力に接続されたモータと、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチングタイミングとを協調して制御することによって、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御する、協調制御手段と、
を具えることを特徴とする。
本発明によれば、直流電圧変換手段から出力されるパルス状電流とモータ印加電圧生成手段に供給する必要があるパルス状電流を流すタイミングを協調して変化させることができる。即ち、直流電圧変換手段から出力されるパルス状電流とモータ印加電圧生成手段に供給する必要があるパルス状電流とを意図的に所望のタイミングで流れる（同期する）ように操作することが可能になり、このようにタイミングを同期させることによって、両手段の間に設ける必要があるコンデンサのサイズ（容量）を小さくすることが可能となる。これによって電流損失及びコンデンサのコストを低減することができるようになる。

直流電圧変換手段とモータ印加電圧生成手段のスイッチングの周波数比の制御
また、本発明の参考技術によるモータ制御装置は、
前記モータは交流モータであり、
前記モータ印加電圧生成手段はＰＷＭ（パルス幅変調型）インバータであり、
前記協調制御手段は、前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数が前記ＰＷＭインバータのスイッチング周波数に対して１８未満の正の整数倍（望ましくは偶数倍、さらに好適には２倍）となるように制御する、
ことを特徴とする。
本参考技術によれば、直流電圧変換手段の出力とＰＷＭインバータの入力の間に設けられるコンデンサのリップル電流をさらに低減できる。
直流電圧変換手段から出力されるパルス状電流の単位時間当りのパルス数はＰＷＭインバータに入力されるパルス状電流の単位時間当りのパルス数の２倍となる。従って、協調制御手段で例えば１〜４倍になるように制御した場合は、単位時間当りのパルス状電流の割合を１：２〜２：１にできる。単位時間当りのパルス数の割合を１近傍のこのような範囲に納まるように制御することによって、直流電圧変換手段から出力される電流とＰＷＭインバータに入力される電流の１パルス当りの電荷量とが近い値となるので、両電流の差が小さくなり直流電圧変換手段の出力とＰＷＭインバータの入力の間に設けられるコンデンサのリップル電流を低減できるようになり、これによってコンデンサの小容量化が達成される。

三角波比較ＰＷＭインバータの場合の周波数・位相の制御
さらにまた、本発明によるモータ制御装置は、
前記モータは交流モータであり、
前記モータ印加電圧生成手段は三角波比較ＰＷＭインバータであり、
前記協調制御手段は、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第１のキャリアと、前記三角波比較ＰＷＭインバータのスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第２のキャリアとを制御する手段であって、第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数の２倍で、且つ、第1のキャリアの谷（振幅の最下点のうちの少なくとも１つ）と第2のキャリアの谷または山（振幅の最下点または頂点のうちの少なくとも１つ）とが同期するように制御する、
ことを特徴とする。
本構成によれば、上述した第1及び第２のキャリアの関係を以下のように制御することで直流電圧変換手段の出力とＰＷＭインバータの入力の間に設けられるコンデンサのリップル電流を低減できる。つまり、コンデンサのサイズを小さくすることが可能となる。
・第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数の２倍となるようにする。
・第1のキャリアの谷と第2のキャリアの谷もしくは山とが同期するようにする。
上記の関係を満たすことで、直流電圧変換手段から出力されるパルス状電流と三角波比較ＰＷＭインバータに供給すべきパルス状電流とのタイミングが重なり、コンデンサを出入りする電流を小さくすることができるようになる。

交流モータ+空間ＰＷＭインバータの場合の周波数・位相の制御
さらにまた、本発明によるモータ制御装置は、
前記モータは交流モータであり、
前記モータ印加電圧生成手段は空間ＰＷＭインバータであり、
前記協調制御手段は、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定するキャリアと、前記空間ＰＷＭインバータのスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する電圧ベクトル生成手段を制御する手段であって、前記キャリアの周波数が前記電圧ベクトル生成手段の電圧ベクトルパターン生成周期の逆数の２倍であり、且つ、前記キャリアの谷（振幅の最下点）と前記電圧ベクトル生成手段が出力する零電圧ベクトル出力期間の中間点とが同期するように制御する、
ことを特徴とする。
本発明によれば、直流電圧変換手段のキャリアと、電圧ベクトル生成手段の出力する電圧ベクトルとの関係を以下のように制御することで、直流電圧変換手段の出力とＰＷＭインバータの入力の間に設けられるコンデンサのリップル電流を低減できる。つまり、コンデンサのサイズを小さくすることが可能となる。
・直流電圧変換手段のキャリアの周波数が電圧ベクトル生成手段の電圧ベクトルパターン生成周期の逆数の２倍とする。
・キャリアの谷と記電圧ベクトル生成手段が出力する零電圧ベクトル出力期間の中心部とのタイミングが同期するように制御する。

直流モータの場合の周波数・位相の制御
さらにまた、本発明によるモータ制御装置は、
前記モータは直流モータであり、
前記モータ印加電圧生成手段は直流モータ駆動回路であり、
前記協調制御手段は、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第１のキャリアと、前記モータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングを決定する第２のキャリアを制御する手段であって、第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数と等しく、且つ、第1のキャリアの谷（振幅の最下点）と第2のキャリアの山（振幅の頂点）とが同期するように制御する、
ことを特徴とする。
本発明によれば、直流電圧変換手段における第１のキャリアと、モータ印加電圧生成手段における第２のキャリアとの関係を、以下のように制御することで、コンデンサのリップル電流を低減できる。つまり、コンデンサのサイズを小さくすることが可能となる。
・第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数と等しくなるようにする。
・第1のキャリアの谷と第2のキャリアの山とが同期するように制御する。

周波数同期可変
さらにまた、本発明によるモータ制御装置は、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数とを連動して変化させる手段（制御回路）をも具える、
ことを特徴とする。
本発明によれば、直流電圧変換手段のスイッチング周波数とモータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数とは連動して変化させることができるようになる。モータの駆動方法として、モータに印加するパルス状電圧を生成するために行なうスイッチングの周波数をモータ状態に応じて変化させる方法がある。例えば、交流モータにおいては、モータ回転速度に応じてスイッチング周波数を変化させる方法が用いられ場合がある。このような駆動を行なうシステムであっても、本発明ではモータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数の変化に連動してモータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数を変化するように構成しているので、直流電圧変換手段から出力されるパルス状電流とモータ印加電圧生成手段に供給すべきパルス状電流とのタイミングが重なり、コンデンサを出入りする電流を小さくすることができる。つまり、コンデンサのサイズを小さくすることができる。

上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、及びプログラムを記録した記憶媒体としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、本発明によるモータ制御方法は、
入力した直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換ステップと、
前記直流電圧変換ステップからの出力電圧を入力し、スイッチング周波数を用いてスイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成ステップと、
前記直流電圧変換ステップで用いたスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成ステップのスイッチングタイミングとを協調して制御する協調制御ステップと、
を含み、
前記直流電圧変換ステップからの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成ステップに入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御することを特徴とする。

さらに、本発明は、車両の形式でも実現され得るものである。
例えば、本発明によるモータ制御装置を具える車両は、
前記モータ制御装置が、
直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換手段と、
前記直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、
前記モータ印加電圧生成手段の出力に接続されたモータと、
前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチングタイミングとを協調して制御する協調制御手段とを具え、
前記直流電圧変換手段からの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成手段に入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、前記出力電流の流れる間隔の中間点と、前記入力電流が流れる間隔の中間点とを一致させることで、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御する、
ことを特徴とする。

まず、モータ制御装置の強電部の基本的な構成を説明する。
図１は、モータ制御装置の強電部の構成を示すブロック図である。図に示すように、直流電圧変換手段１５、バッテリ１６、モータ印加電圧変換手段、コンデンサ１９、及びモータ１０から強電部が構成される。本発明を適用せずにこのような強電部を持つようなモータ制御装置でモータを駆動した場合は、前述したようにコンデンサ１９に大きな容量のものを必要としていた。
図２は、交流モータ制御装置の強電部の構成を示す回路図である。このような強電部を持つようなモータ制御装置でモータを駆動した場合も、同様にコンデンサ１９に大きな容量のものを必要とする。

図３は、本発明によるモータ制御装置の基本的な構成要素を示すブロック図である。図に示すように、本発明によるモータ制御装置１００は、直流電圧変換手段１１０、モータ印加電圧生成手段１２０、協調制御手段１３０、及びコンデンサ１４０を具える。直流電圧変換手段１１０は電源１５０に結合され、モータ印加電圧生成手段１２０はモータ１６０に結合されている。
直流電圧変換手段１１０は、電源１５０から供給を受けた直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力し、モータ印加電圧生成手段１２０は、直流電圧変換手段１１０からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータ１６０に印加する電圧を生成する。そして、協調制御手段１３０は、直流電圧変換手段１１０から出力される出力電流のタイミングとモータ印加電圧生成手段１２０に入力される入力電流のタイミングとを協調して制御する。

上述したような強電部に本発明を適用した、低容量のコンデンサで済む低損失で効率的なモータ制御装置の実施例を幾つか示す。
第１の実施例
図８は、本発明によるモータ制御装置の第1実施例の構成を示すブロック図である。本実施例は、昇圧式のＤＣＤＣコンバータと三角波比較ＰＷＭインバータを用いた交流モータの制御装置に適用した例である。
図に示すように、モータ１０は交流モータであり、バッテリ１６、ＤＣＤＣコンバータ１５、コンデンサ１９、ＰＷＭインバータ８により本制御装置の強電部を構成する。バッテリ１６の電圧がＤＣＤＣコンバータ１５で変換され、変換後の電圧が三角波比較ＰＷＭインバータ８に供給される。ＤＣＤＣコンバータはスイッチング式の電圧変換器で、このスイッチングは以下に説明するＤＣＤＣコンバータ制御手段から出力されるオンオフ信号に基づいて実行される。

ＰＷＭインバータ８はＤＣＤＣコンバータ１５の直流出力電圧をＰＷＭにより交流電圧に変換してモータ１０に印加する。このＰＷＭは、以下に説明するモータ制御部から出力されるＰＷＭ信号に基づいて実行される。コンデンサ１９は、ＤＣＤＣコンバータ１５がＰＷＭインバータ８に供給する直流電圧を安定化するためのものである。１はＤＣＤＣコンバータの電圧指令Ｖdc*とモータのｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*を生成するトルク制御・直流電圧指令値生成手段である。以下に説明するＤＣＤＣコンバータ制御部とモータ制御部にそれぞれ電圧指令値Ｖdc*とモータのｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*を与える。ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*、直流電圧指令値Ｖdc*は外部から与えられるモータトルク指令値Te*とモータの回転速度ωeに基づいて演算される。

ＤＣＤＣコンバータ制御部は、直流リンク電圧検出手段１７とＰＷＭパルス生成手段１４とキャリア生成手段１８とから構成される。キャリア生成手段１８は、ＤＣＤＣコンバータ１５のキャリアとＰＷＭインバータ８のキャリアとが所定の関係を満たすように両キャリアを生成するものである。ＤＣＤＣコンバータ１５用のキャリアは、キャリア生成手段１８からＰＷＭパルス生成手段１４へ出力される。ＰＷＭパルス生成手段１４は、直流リンク電圧検出手段１７の信号を使ってＤＣＤＣコンバータの出力電圧でありＰＷＭインバータの入力電圧である直流リンク電圧Ｖdcを、トルク制御・直流電圧指令値生成手段から出力される直流電圧指令値Ｖdc*に一致するようにフィードバック制御する。ＰＷＭパルス生成手段１４から出力されるＰＷＭパルスはＤＣＤＣコンバータ１５に出力され、ＤＣＤＣコンバータのパワー素子はスイッチングを行なう。また、モータ１０には位置センサ１１が設けられている。

モータ制御部は、電流検出手段９、３相／ｄｑ変換手段５、電流制御手段２、非干渉制御手段６、加算器３、ｄｑ／３相変換手段４、規格化電圧指令生成手段１２、ＰＷＭパルス生成手段１３、位相・速度計算手段７、キャリア生成手段１８、直流電圧検出手段１７とから構成される。キャリア生成手段１８は、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとＰＷＭインバータのキャリアとを所定の関係を満たすように両キャリアを生成するものであるが、本制御部ではＰＷＭインバータのキャリアを用い、ＰＷＭパルス生成手段１３で、モータの３相電圧の規格化指令値であるｍu*、ｍv*、ｍw*３相ＰＷＭパルスを生成する。
本発明の中心的事項は、キャリア生成手段１８、モータのＰＷＭパルス生成手段１３、ＤＣＤＣコンバータのＰＷＭパルス生成手段１４、及び強電部を構成するＰＷＭインバータ８、ＤＣＤＣコンバータ１５、コンデンサ１９、バッテリ１６に係わる部分であるので、これらを中心に以下説明する。

次に、ＤＣＤＣコンバータの基本動作を説明する。
図４は、ＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図に示すように、パワー素子Ｔr_hとＴr_lが交互にオン,オフすることでバッテリ電流Ｉbが出力電流Ioとして出力されたり、Icirとして循環したりする。出力電流IoはコンデンサＣと図示していない負荷に供給される。
図５は、図４に示したＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。図に示すように、パワー素子のオン・オフは三角波であるキャリアと、１キャリア周期に対するＴr_lをオンにする時間の割合であるデューティの指令とを比較することで決定される。出力電流ＩoはＴr_hがオン状態の時のみ出力側に供給されるパルス状電流波形である。従って、一般には十分な大きさの容量値を持つコンデンサＣを設けて出力電圧を安定化する必要がある。

次に、三角波比較ＰＷＭインバータの基本動作を説明する。
図６にＰＷＭインバータの構成を示す。
３相それぞれにおいて上側パワー素子と下側パワー素子を交互にオン、オフすることでモータに所望の電圧を印可する。
図７に、図６で示したＰＷＭインバータの動作をタイミングチャートとして示す。図に示すように、各相のパワー素子のオン・オフは三角波であるキャリアと電圧指令値（ｍu*、ｍv*、ｍw*）とと比較することで決定される。また、図に示すように、インバータの入力電流Idcは１キャリア周期において２回パルス状に流れる。パルス状電流を入力するので、一般にはコンデンサＣの容量を十分大きくすることで電圧を安定化する必要がる。

ここまでＤＣＤＣコンバータとＰＷＭインバータの基本動作を説明したが、以降、コンデンサを小さくすることを可能とする本実施例固有の動作を説明する。
図８のキャリア生成手段１８では、ＤＣＤＣコンバータ１５のキャリア、ＰＷＭインバータ８のキャリアが生成されるが、これらは以下のような関係となるように生成される。すなわち、図９に示すように、
・ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数をインバータのキャリア周波数の２倍にし
・ＤＣＤＣコンバータの谷とＰＷＭインバータのキャリアの谷もしくは山を一致させる、
ように生成するのである。

ＤＣＤＣコンバータの出力電流Ｉoはキャリアの１周期に１回流れるパルス状電流になる。その出力タイミングは、キャリアの頂点を基準に前後同じ時間出力される。図９の時間ｔ1の前後において、ＤＣＤＣコンバータの出力電流Ioが出力される時間幅Ｔd1とＴd2は等しくなる。また、時間ｔ2においては、時間Ｔd3とＴd4は等しくなる。
ＰＷＭインバータは三角波比較ＰＷＭを行なうので入力電流Ｉdcは、キャリアの１周期に２回流れるパルス状電流になる。その出力期間は、キャリアの谷と山の中間点を基準に前後同じ時間である。図９の時間ｔ1の前後において、入力電流Ioが流れる時間Ｔi1とＴi2は等しくなる。また、時間ｔ2においては、時間Ｔi3とＴi4は等しくなる。

本実施例では、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとＰＷＭインバータのキャリアとが上記のような関係となるように生成されるので、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が流れる期間（例：t1-Td1〜t1＋Td2）とインバータの入力電流が流れる期間（例:t1-Ti1〜t1＋Ti2）が重なるのである。前者が流れる時間幅と後者が流れる時間幅は一般的に一致しないが、本実実施例では流れる時間幅が短い方の電流が流れる期間は、長い方の電流が流れる期間の範囲に入る。コンデンサＣは、ＤＣＤＣコンバータが出力する電流Ｉoとインバータが入力するＩdcの差の電流に起因する電圧の変動を抑制するためのものであるので、この差を小さくすればコンデンサを小さくできる訳である。従って、本実施例のように両キャリアを生成することで両者の電流の差を最小にすることができ、コンデンサも小さくすることが可能となる。

図１０では、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとインバータのキャリアの周波数比率を２：１にした場合のＤＣＤＣコンバータのキャリアの谷とインバータのキャリアの谷とのずれとコンデンサのリップル電流の実効値・内部損失の関係を示した。なお、「ずれ」は図１２に示すように、インバータのキャリアの位相で表記した。
この図から、ずれ（位相）が０deg近傍で最小になっていることがわかる。この例では、０〜４５degの範囲でリップル電流はほとんど変化していないが、これは、ＤＣＤＣコンバータの出力電流とインバータの入力電流のパルスの幅が異なるためで、幅が狭い方のパルスが幅が広い方のパルスの範囲内にある場合にはリップル電流はほとんど変化しないことに起因する。動作状態次第ではパルスの幅がほぼ同じになる場合もあり、その場合には０degのみでリップル電流が最小となるので、両方のキャリアの谷の位相差を、できるだけ０近傍にしておくことが望ましく、０にするのが最も好適である。位相のずれが１８０degの場合に対し０degの状態では、リップル電流の実効値が０.７倍程度、内部損失が半分以下になる。即ち、本発明を適用したモータ制御装置を使用すれば、損失をかなり低減することが可能となる。

図１１には、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとインバータのキャリアの周波数比率に対するコンデンサのリップル電流の実効行値・内部損失を示した。なお、位相のずれは０degすなわち両キャリアの谷と谷を一致させている。この図から、ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数／インバータのキャリア周波数を２にするとコンデンサのリップル電流が最小になり、損失も最小になることがわかる。従って、ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数／インバータのキャリア周波数を２にすることが望ましいが、その近傍であっても効果があることがわかる。

以上説明したように、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとインバータのキャリアを、
・ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数をインバータのキャリア周波数の２倍にする、
・ＤＣＤＣコンバータの谷とＰＷＭインバータのキャリアの谷もしくは山を一致させる、
ように生成し、モータ制御装置を動作させることで、コンデンサのリップル電流を最小にできる。これにより、コンデンサの損失が大幅に低減でき、コンデンサを小型化でき、コストを低減することができる。また、コンデンサの損失が低減されるので装置全体の効率も向上させることができる。また、このようなモータ制御装置を車両に用いた場合は、燃費の向上を図ることも可能である。従来例では、ＤＣＤＣコンバータとＰＷＭインバータを本実施例のようにパルスレベルで同期させるようにキャリアの周波数比・位相を制御していないため、本実施例は従来例に対しリップル電流を低減できる。従来のものは、例えば、キャリア周波数について言えば、ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数をインバータのキャリア周波数に比べ十分大きく設定したり、ＤＣＤＣコンバータとインバータで同じパワー素子を使用する場合には両者のキャリアを同程度の周波数にするなどしていたと思われる。

本実施例での効果であるが、ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数をＰＷＭインバータのキャリア周波数の２倍にしたうえで位相差の効果のみを見ても、位相差を０degにすると１８０degの場合と比べてコンデンサのリップル電流を約７０％に、内部損失を約半分にすることができる。キャリアの周波数を２：１にする効果も合わせると、従来のものに比べコンデンサを５０％以上小型化することができる。
ところで、インバータのキャリア周波数をモータの電気的回転速度ωeの整数倍にするようにインバータのキャリアを変化させる制御方法である同期ＰＷＭを用いるインバータであっても同じ効果を得ることができる。図８のキャリア生成手段にはモータ回転速度ωeが入力されているが、この周波数に対しインバータのキャリアは所定の整数比となるように変化させ、このキャリアに対しＤＣＤＣコンバータのキャリアを上記のような関係を保つように制御するだけで良い。

第２の実施例
図１３に、第２実施例におけるモータ制御装置の構成を示すブロック図を示す。
まず、構成を説明する。第１の実施例ではモータ制御部が三角波比較ＰＷＭを用いた構成であったが、本実施例では空間ＰＷＭを用いた構成となっている。
図１３中、第1実施例(図８)における各構成要素と同じ番号を付してあるものは、基本的には同一の動作を行なう。異なる構成要素は、出力電圧ベクトル演算手段２０と、キャリア生成手段１８Ａである。本実施例のモータ制御部は空間ＰＷＭを用いているが、出力電圧ベクトル演算手段２０は、ＰＷＭインバータ８に入力される直流リンク電圧Ｖdcとモータのｄｑ軸電圧指令ｖdo*、ｖqo*とモータの回転位相θeとから出力電圧ベクトルとその出力時間を演算してＰＷＭパルスの指令を生成し、ＰＷＭインバータ８に与える。キャリア生成手段１８Ａは、ＤＣＤＣコンバータのキャリアのみを生成し、ＰＷＭパルス生成手段１４へ出力する。他の手段の動作は、第1の実施例と同様である。

図１４は、図１３に示したＤＣＤＣコンバータと空間ＰＷＭインバータの動作をタイミングチャートとして説明する図である。
図に示すようにＤＣＤＣコンバータとＰＷＭインバータは、
・電圧ベクトルパターン生成周期をＤＣＤＣコンバータのキャリア周期の２倍にし、
・電圧ベクトルパターン生成周期の中間のタイミングがＤＣＤＣコンバータのキャリアの谷と一致させる、
ように制御される。
このようにすることで、第１の実施例の場合と同様に、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が流れる区間とＰＷＭインバータの入力電流が流れる区間との重なりが最大となる。従って、コンデンサに流れるリップル電流が最小となり、内部損失も最小化されコンデンサが小型化できる。

本実施例や第１実施例では、ＰＷＭインバータに直流電圧を供給する手段がＤＣＤＣコンバータのみである場合の例を示した。そして図１８に燃料電池を用いたモータ駆動装置の強電部の構成の例を示したが、このようにインバータにＤＣＤＣコンバータ以外の電源がパラレル接続されている場合であっても同じような効果が得られる。

第３の実施例
本実施例は、図１６に示すような昇圧式のＤＣＤＣコンバータとＨブリッジを用いた直流モータの制御装置に本発明を適用した例である。
図１５に第３実施例であるモータ制御装置の構成を示す。図に示すように、１ＢはＤＣＤＣコンバータ１５の電圧指令Ｖdc*と直流モータ１０Ｂの電流の指令値ｉm*を生成するトルク制御・直流電圧指令値生成手段である。以下に説明するＤＣＤＣコンバータ制御部とモータ制御部にそれぞれ電圧指令値Ｖdc*とモータ電流指令値m*を与える。
ＤＣＤＣコンバータ制御部は、直流リンク電圧検出手段１７とＰＷＭパルス生成手段１４とキャリア生成手段１８Ｂとから構成される。キャリア生成手段１８Ｂ以外は実施例１と同様である。

モータ制御部は、電流制御手段２Ｂ、規格化電圧指令生成手段１２Ｂ、ＰＷＭパルス生成手段１３Ｂ、キャリア生成手段１８Ｂ'、直流電圧検出手段１７とから構成される。
電流制御手段２Ｂはモータ電流指令ｉm*とモータ電流検出値ｉmとから電圧指令値ｖm*を演算する。規格化電圧指令生成手段１２Ｂは、直流リンク電圧Ｖdcの検出値を基に電圧指令値ｖm*を規格化した電圧指令値ｍ*を静止する。ＰＷＭパルス生成手段１３Ｂは、ｍ*とＨブリッジ用キャリアとからＨブリッジのＰＷＭパルスを生成する。
キャリア生成手段１８Ｂは、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとＨブリッジのキャリアとを所定の関係を満たすように両キャリアを生成するものであるが、本制御部ではＨブリッジ用のキャリアを用い、ＰＷＭパルス生成手段１３Ｂで、モータ印可電圧の規格化指令値であるｍ*からＨブリッジのＰＷＭパルスを生成する。

図１５のキャリア生成手段１８Ｂでは、ＤＣＤＣコンバータのキャリア、Ｈブリッジのキャリアが生成されるが、これらは以下のような関係となるように生成される。すなわち、図１７に示すように、
・ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数とインバータのキャリア周波数を同じにする、
・ＤＣＤＣコンバータの谷とＰＷＭインバータのキャリアの山を一致させる、
ように生成するのである。
第１実施例で説明したように、ＤＣＤＣコンバータの出力電流Ｉoはキャリアの１周期に１回流れるパルス状電流になる。その出力タイミングは、キャリアの頂点を基準に前後同じ時間出力される。図１７の時間ｔ1の前後において、ＤＣＤＣコンバータの出力電流Ioが出力される時間幅Ｔd1とＴd2は等しくなる。
Ｈブリッジはキャリアである三角波と規格化電圧指令ｍ*と比較してＰＷＭを行なう。入力電流Ｉdcは、キャリアの１周期に１回流れるパルス状電流になる。その出力期間はキャリアの谷を基準に前後同じ時間である。図１７の時間ｔ1の前後において、入力電流Idcが流れる時間Ｔh11とＴh2は等しくなる。

本実施例では、ＤＣＤＣコンバータのキャリアとＨブリッジのキャリアが上記のような関係となるように生成されるので、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が流れる期間（例:t1-Td1〜t1＋Td2）とＨブリッジの入力電流が流れる期間（例：t1-Th1〜t1＋Th2）が重なるのである。前者が流れる時間幅と後者が流れる時間幅は一般的に一致しないが、本実施例では流れる時間幅が短い方の電流が流れる期間は、時間幅が長い方の電流が流れる期間の範囲に入る。コンデンサＣは、ＤＣＤＣコンバータが出力する電流Ｉoとインバータが入力するＩdcの差の電流に起因する電圧の変動を抑制するためのものであるが、以上のように両者の差を小さくすることができるので、コンデンサを小さくすることができる。以上説明したように、直流モータの場合においても交流モータの場合と同様に電流リップルを小さくすることができる。従って、損失が減少するとともにコンデンサを小さくすることができる。

本明細書では、様々な実施態様で本発明の原理や利点を説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき本発明に様々な修正や変更を加えることができ、これらも本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、インバータは、三角波比較ＰＷＭインバータ、空間ＰＷＭインバータを挙げたが、これらは例示に過ぎず、本発明は、のこぎり波比較ＰＷＭインバータなど既知のインバータにも幅広く適用可能である。また、モータ制御装置を組み込む対象としては車両を挙げたがこれは例示に過ぎず、本発明によるモータ制御装置や方法は、洗濯機、空調機器、冷凍機、または冷蔵庫などのモータを具えた製品にも幅広く適用可能である。

モータ制御装置の強電部の構成を示すブロック図である。 交流モータ制御装置の強電部の構成を示す回路図である。 本発明によるモータ制御装置の基本的な構成要素を示すブロック図である。 ＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 図４に示したＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。 インバータの構成を示す回路図である。 インバータの動作を示すタイミングチャートである。 第1実施例であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 第１実施例の直流リンク部の動作を説明するタイミングチャートである。 ＤＣＤＣコンバータのキャリアとインバータのキャリアとの位相差とコンデンサのリップル電流・内部損失の関係を示す図である。 ＤＣＤＣコンバータのキャリア周波数とインバータのキャリア周波数との比率とコンデンサのリップル電流・内部損失の関係を示す図である。 ＤＣＤＣコンバータのキャリアとインバータのキャリアの位相差を示す図である。 第２実施例であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１３に示した第２実施例の直流リンク部の動作を説明するタイミングチャートである。 第３実施例であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 直流モータ制御装置の強電部の構成を示す回路図である。 第３実施例の直流リンク部の動作を説明するタイミングチャートである。 燃料電池を用いたシステムに適用した例を示すブロック図である。

符号の説明

１ トルク制御・直流電圧指令値生成手段
２ 電流制御手段
３ 加算器
４ ｄｑ／３相変換手段
５ ３相／ｄｑ変換手段
６ 非干渉制御手段
７ 位相・速度計算手段
８ ＰＷＭインバータ
９ 電流検出手段
１０ モータ
１１ 位置センサ
１２ 規格化電圧指令生成手段
１３ ＰＷＭパルス生成手段
１４ ＰＷＭパルス生成手段
１５ ＤＣＤＣコンバータ
１６ バッテリ
１７ 直流リンク電圧検出手段
１８ キャリア生成手段
１９ コンデンサ
１００ モータ制御装置
１１０ モータ
１１５ 直流電圧変換手段
１１６ 電源
１１９ コンデンサ
１２０ 協調制御手段

Claims (8)

1. 直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換手段と、
   前記直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、
   前記直流電圧変換手段からの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成手段に入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御する協調制御手段と、
   を具え、
   当該協調制御手段は、前記出力電流の流れる間隔の中間点と、前記入力電流が流れる間隔の中間点とを一致させることで、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとの同期を取るように制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記協調制御手段は、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチングタイミングとを協調して制御することによって、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとが同期を取るように制御する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ印加電圧生成手段は三角波比較ＰＷＭインバータであり、
   前記協調制御手段は、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第１のキャリアと、前記三角波比較ＰＷＭインバータのスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第２のキャリアとを制御する手段であって、第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数の２倍で、且つ、第1のキャリアの谷と第2のキャリアの谷または山とが同期するように制御する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項２または３に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ印加電圧生成手段は空間ＰＷＭインバータであり、
   前記協調制御手段は、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定するキャリアと、前記空間ＰＷＭインバータのスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する電圧ベクトル生成手段を制御する手段であって、前記キャリアの周波数が前記電圧ベクトル生成手段の電圧ベクトルパターン生成周期の逆数の２倍であり、且つ、前記キャリアの谷と前記電圧ベクトル生成手段が出力する零電圧ベクトル出力期間の中間点とが同期するように制御する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ印加電圧生成手段は直流モータ駆動回路であり、
   前記協調制御手段は、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングとを決定する第１のキャリアと、前記モータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数とスイッチングタイミングを決定する第２のキャリアを制御する手段であって、第１のキャリアの周波数が第2のキャリアの周波数と等しく、且つ、第1のキャリアの谷と第2のキャリアの山とが同期するように制御する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項２〜４のいずれか1項に記載のモータ制御装置において、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチング周波数とを連動して変化させる手段をも具える、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換ステップと、
   前記直流電圧変換ステップからの出力電圧を入力し、スイッチング周波数を用いてスイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成ステップと、
   前記直流電圧変換ステップで用いたスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成ステップのスイッチングタイミングとを協調して制御する協調制御ステップと、
   を含み、
   当該協調制御ステップは、前記直流電圧変換ステップからの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成ステップに入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとの同期を取るように制御すると共に、
   当該同期は、前記出力電流の流れる間隔の中間点と、前記入力電流が流れる間隔の中間点とを一致させることで行われることを特徴とするモータ制御方法。
8. モータ制御装置を具える車両であって、
   前記モータ制御装置は、
   直流電圧をスイッチングにより電圧を変換して出力する直流電圧変換手段と、
   前記直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、
   前記直流電圧変換手段のスイッチング周波数と前記モータ印加電圧生成手段のスイッチングタイミングとを協調して制御する協調制御手段とを具え、
   当該協調制御手段は、前記直流電圧変換手段からの電圧に応じて出力される出力電流が流れる時間のタイミングと、前記モータ印加電圧生成手段に入力される入力電流が流れる時間のタイミングとのうち、電流が流れる時間の短い方の期間が、電流が流れる時間の長い方の期間の範囲内に含まれるように、
   前記出力電流の流れる間隔の中間点と、前記入力電流が流れる間隔の中間点とを一致させることで、前記出力電流が流れる時間のタイミングと、前記入力電流が流れる時間のタイミングとの同期を取るように制御することを特徴とする車両。

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