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Die
Erfindung betrifft einen Oszillator mit einem Schwingkreis aus wenigstens
einer Induktivität und
wenigstens einer abstimmbaren Kapazität, wobei die abstimmbare Kapazität durch
Diffusionskapazitäten
wenigstens eines stromdurchflossenen Transistors realisiert ist.
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Diffusionskapazitäten treten
auf, wenn pn-Übergänge in Durchlassrichtung
betrieben werden. Die Diffusionskapazität kommt dadurch zustande, dass
der pn-Übergang
im Durchlassbetrieb mit Ladungsträgern überschwemmt wird. Das hat zur Folge,
dass Majoritätsladungsträger in das
Gebiet entgegengesetzter Dotierung wandern. Sie halten sich dort
als Minoritätsträger eine
gewisse Zeit auf, bis sie rekombinieren. Bis zur Rekombination wandern
sie aber weiter und legen so eine Rekombinationsweglänge zurück, so dass
sich eine räumliche
Ladungstrennung einstellt. Ein in Durchlassrichtung betriebener
pn-Übergang
mit den so eingespeicherten Ladungsträgern stellt daher eine Kapazität dar.
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Von
der nur bei Stromfluss auftretenden Diffusionskapazität ist die
Sperrschichtkapazität
eines pn-Übergangs
zu unterscheiden, die sich auch bei gesperrtem pn-Übergang
durch eine statische Raumladung ausbildet. Sperrschichtkapazitäten sind von
der angelegten Sperrspannung und der Konstruktion der Diode, also
von der Sperrschichtfläche, dem
Halbleitermaterial und der Dotierung abhängig. Sie liegen typischerweise
im Pico-Farad Bereich und verhalten sich nichtlinear mit einem Faktor
UR -0,5 zur angelegten
Sperrspannung UR.
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Bisher
wurden im Allgemeinen antiparallel geschaltete Sperrschichtkapazitäten, also
in Sperrrichtung gepolte Kapazitätsdioden,
oder speziell gezüchtete
Varaktordioden zur Abstimmung von Schwingkreisen verwendet. Kapazitätsdioden
sind Dioden, bei denen die Spannungsabhängigkeit der Sperrschichtkapazität gezielt
ausgenutzt wird. Sie verkörpern
variable, spannungsgesteuerte Kapazitäten. Das Basismaterial ist
heute vorwiegend Silizium, für
spezielle Anwendungen auch Gallium-Arsenid. Die Sperrschichtkapazität bildet
einen Bestandteil der Schwingkreiskapazität, die über eine Steuerspannung verändert werden
kann. Die minimale Kapazität
wird bei der größten Sperrspannung
erreicht. Die maximale Kapazität
wird bei der kleinsten Sperrspannung erreicht. Varaktordioden sind
im Prinzip Leistungs-Kapazitätsdioden.
Die Verzerrungen, die beim Aussteuern mit größeren HF-Spannungen an einem Schwingkreis durch
die nicht lineare Kapazitätskennlinie
c = f(U) entstehen, werden hier gezielt ausgenutzt. Die entstehenden
Oberwellen werden ausgefiltert und man konstruiert auf diese Weise
Frequenzvervielfacherschaltungen.
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Dioden
haben aufgrund ihrer relativ niedrigen spezifischen Kapazität eine große Fläche. Dadurch
wird viel Chipfläche
gebraucht und kapazitive Verkopplungen über das Substrat werden mit
zunehmender Größer der
einzelnen Bauelemente immer kritischer. Die Größe des Abstimmbereichs ist
proportional zur Fläche,
so dass mit der Größe des Abstimmbereichs
auch die Gefahr von Verkopplungen steigt. Mit steigender Frequenz
wird das Substrat immer kapazitiver, so dass Verkopplungen auch
mit steigender Frequenz wahrscheinlicher werden.
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Zur
Vermeidung dieser Nachteile werden auch Diffusionskapazitäten zur
Abstimmung von Schwingkreisen verwendet. Bei gleichen Bauelementen
ist die Diffusionskapazität
von den Zahlenwerten her wesentlich größer als die Sperrschichtkapazität und liegt
in der Größenordnung
von einigen hundert Pico-Farad bis zu einigen hundert Nano-Farad.
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Die
Verwendung von Diffusionskapazitäten erlaubt
daher eine Verringerung des Chipflächenbedarf. Ein mit Diffusionskapazitäten arbeitender
Oszillator der eingangs genannten Art ist aus der
US 6 114 919 bekannt. Diese Schrift
offenbart ein LC-Netzwerk aus einer Induktivität und einer Schwingkreiskapazität, die durch
die Summe der Kapazitäten
zwischen einem bestimmten Knoten (Node 1) der Schaltung und einem
Referenzpotential (Ground) gegeben ist. Diese Summe schließt die Diffusionskapazitäten eines
als Differenzverstärkers
geschalteten Transistorpaars und die Kapazität eines Steuertransistors in
einem Verstärkungszweig
der Schaltung ein. Eine Änderung
des Steuerstroms durch den Steuertransistor hat damit zwangsläufig eine Änderung
des Stroms durch die Transistoren des Differenzverstärkers zur Folge,
was den Arbeitspunkt dieser Transistoren verschiebt. Dadurch können unerwünschte Sättigungseffekte,
eine unerwünschte Änderung
der Schwingungsamplitude und eine Modulation des Rauschverhaltens
des Schwingkreises auftreten.
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Vor
diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe
eines Oszillators, bei dem die genannten Nachteile nicht oder zumindest nur
in verringerter Form auftreten.
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Diese
Aufgabe wird bei einem Oszillator der eingangs genannten Art dadurch
gelöst,
dass die abstimmbare Kapazität
eine Anordnung aus einem ersten Differenzverstärker mit einem ersten Transistor und
einem zweiten Transistor und einem zweiten Differenzverstärker mit
einem dritten Transistor und einem vierten Transistor aufweist,
wobei elektrische Eigenschaften des ersten Transistors und des zweiten Transistors
komplementär
zu elektrischen Eigenschaften des dritten und des vierten Transistors
sind und wobei Steueranschlüsse
des ersten Transistors und des komplementären dritten Transistors miteinander
verbunden sind, Steueranschlüsse
des zweiten Transistors und des komplementären vierten Transistors miteinander
verbunden sind und zweite Stromanschlüsse des ersten Transistors
und des dritten Transistors miteinander verbunden sind und zweite
Stromanschlüsse
des zweiten Transistors und des vierten Transistors miteinander
verbunden sind.
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Gemäß der Erfindung
besteht die variable Kapazität
also aus zwei gegeneinander verschalteten Differenzverstärkern. Die
Verschaltung der Differenzverstärker
kann leicht variieren und hängt
im wesentlichen vom Anwendungsfall und den Anforderungen ab. Die
Grundstruktur ist in allen Fällen
identisch. Jeder der Differenzverstärker stellt durch die sich ändernde
Stromverteilung/Aussteuerung eine Kapazität dar, die aus jeweils in Serie
geschalteten Diffusionskapazitäten
besteht. Durch die Kaskadierung von zueinander komplementären Transistoren
(PNP und NPN für
Bipolartransistoren oder n-Kanal und p-Kanal für Feldeffekt-Transistoren)
kann die Schaltung so dimensioniert werden, dass sich die Steuerströme (oder
Steuersignale im Fall von Feldeffekt-Transistoren) nahezu kompensieren
und die Kapazität
praktisch keinen Einfluss auf das Biasing/den Arbeitspunkt des Verstärkungszweigs
des Oszillators hat. Ein weiterer Vorteil der kaskadierten Anordnung komplementärer Transistoren
besteht darin, dass der Steuerstrom doppelt ausgenützt wird,
und zwar zum Beispiel in einem PNP Differenzverstärker und
nachfolgend in einem NPN Differenzverstärker. Dadurch wird der Stromverbrauch
reduziert, der als Folge der nur bei Stromfluss auftretenden Diffusionskapazitäten erforderlich
ist.
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Ein
weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, dass Störungen auf
Versorgungspotentialen nicht direkt, sondern lediglich als Funktion
der Early-Spannung auf die Kapazitäten übertragen werden, so dass die
Auswirkung dieser Störung
in der Regel geringer ist.
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Unter
dem Early-Effekt versteht man eine leichte Zunahme des Kollektorstroms
bei Vergrößerungen
einer Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter im normalen Verstärkerbetrieb.
Der Early-Effekt beruht bekanntlich auf einer Basisbreiten-Modulation
durch ein Anwachsen der Sperrschichten. Die Sperrschicht und damit
der Widerstand zwischen Basis und Emitter wird mit wachsender Spannung
zwischen Kollektor und Emitter größer. Es handelt sich um einen
geringfügigen
Effekt. Er wird durch eine Vergrößerung der
Basis-Kollektor-Raumladungszone mit zunehmender Sperrspannung am
Basis-Kollektor- Übergang
verursacht, der die effektive Basisweite verringert und die Steigung
des Verlaufs der Minoritätsträgerkonzentration
in der Basis zunehmen lässt.
Da diese Konzentration proportional zu dem Kollektorstrom IC ist,
steigt IC an.
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Es
ist bevorzugt, dass die Induktivität und die abstimmbare Kapazität parallel
zueinander geschaltet sind.
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Als
Kapazitäten
wirken zum Beispiel die Basis-Emitter- und die Basis-Kollektor Diffusionskapazitäten von
Bipolartransistoren. Aufgrund der Schaltungsanordnung schwingt die
Ladung im Resonanzfall zwischen der Induktivität und diesen Kapazitäten hin
und her, ohne dass dabei vergleichbar große Ladungsbewegungen in den
Zuleitungen auftreten, was den Stromverbrauch ebenfalls reduziert.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Anordnung aus dem ersten Differenzverstärker und
dem zweiten Differenzverstärker
in Reihe zwischen eine erste und eine zweite Gleichstromquelle geschaltet
ist, wobei die erste Gleichstromquelle einen Gleichstrom variabler
Stärke
in die Anordnung einspeist und die zweite Gleichstromquelle einen
Gleichstrom variabler Stärke
aus der Anordnung zieht.
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Die
Gleichstromquellen modulieren die Kapazitäten und erlauben damit eine
Steuerung der Diffusionswiderstände.
Dabei ist von besonderem Vorteil, dass die Steuerung unabhängig von
der Entdämpfung
des Oszillators erfolgt.
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Ferner
ist bevorzugt, dass die Stromstärken der
von der ersten Gleichstromquelle und der zweiten Gleichstromquelle
gelieferten Ströme
gleich sind.
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Durch
diese Ausgestaltung wird der Differenzverstärkeranordnung von der zweiten
Gleichstromquelle nur der Strom entnommen, der ihr von der ersten
Gleichstromquelle zugeführt
wird. Als Folge werden unerwünschte
Wechselwirkungen zwischen dem Steuerstrom der Gleichstromquellen
und den zwischen Induktivität
und Kapazität
fließenden Schwingkreisströmen weitestgehend
vermieden.
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Bevorzugt
ist auch, dass die erste Gleichstromquelle mit ersten Stromanschlüssen des
ersten und des zweiten Transistors verbunden ist und die zweite
Gleichstromquelle mit ersten Stromanschlüssen des dritten und des vierten
Transistors verbunden ist.
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Durch
diese Ausgestaltung verteilt sich der von den Gleichstromquellen
gelieferte Strom abhängig
von der jeweiligen Aussteuerung der Transistoren wechselseitig auf
jeweils beide Transistoren eines der beiden Differenzverstärker, was
ebenfalls eine unerwünschte
Wechselwirkung des Steuerstroms mit Schwingkreisströmen, die
durch Stromflüsse über die
Basen auftreten könnte,
minimiert.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch Bipolartransistoren
als erster Transistor, zweiter Transistor, dritter Transistor und vierter
Transistor aus, wobei jeweils eine Basis jedes einzelnen der Transistoren
als Steueranschluss dient, jeweils ein Emitteranschluss jedes einzelnen der
Transistoren als erster Stromanschluss dient und jeweils ein Kollektor
jedes einzelnen der Transistoren als zweiter Stromanschluss dient.
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Eine
alternative Ausgestaltung zeichnet sich durch Feldeffekttransistoren
als erster Transistor, zweiter Transistor, dritter Transistor und
vierter Transistor aus, wobei jeweils ein Gateanschluss jedes einzelnen
der Transistoren als Steueranschluss dient und jeweils ein Sourceanschluss
jedes einzelnen der Transistoren oder ein Drainanschluss jedes einzelnen
der Transistoren als erster Stromanschluss dient und ein Drainanschluss
oder Sourceanschluss jedes einzelnen der Transistoren als zweiter
Stromanschluss dient.
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Feldeffekttransistoren
zeichnen sich durch einen noch geringeren Platzbedarf auf dem Chip
aus.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch einen negativen
Widerstand aus, der den Schwingkreis entdämpft und der vom Steuerstrom,
der den Wert der Diffusionskapazitäten einstellt, entkoppelt ist.
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Der
negative Widerstand führt
dem Schwingkreis abgestrahlte oder durch Ohm'sche Widerstände verursachte Verluste wieder
zu. Die Entkopplung von dem Steuerstrom verhindert eine unerwünschte Wechselwirkung
zwischen dem Steuerstrom und den im Verstärkungszweig fließenden Strom.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Induktivität
und die Kapazität
parallel zwischen einem ersten Versorgungspotential und dem negativen
Widerstand liegen.
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Auch
diese Ausgestaltung stellt eine Maßnahme zur Entkopplung des
Steuerstroms von Verstärkungsströmen dar
und verringert unerwünschte Wechselwirkungen
zwischen dem Schwingkreis und dem Steuerstrom.
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Ferner
ist bevorzugt, dass der Steueranschluss von wenigstens einem der
Transistoren mit dem zweiten Stromanschluss des wenigstens eines Transistors
verbunden ist.
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Durch
diese Ausgestaltung wird eine der Diffusionskapazitäten eines
Transistors, im Falle eines Bipolartransistors die Basis- Emitter-Kapazität, kurzgeschlossen,
was den Beitrag der Basis-Kollektor-Diffusionskapazitäten reduziert.
Es hat sich aber als Vorteil herausgestellt, dass sich dadurch die
Güte der
verbleibenden Abstimmkapazität,
im Falle eines Bipolartransistors die Güte der Basis-Emitter-Diffusionskapazität, erhöht.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass
die Induktivität
in wenigstens eine erste Teilinduktivität und wenigstens eine zweite
Teilinduktivität
aufgeteilt ist.
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Diese
Maßnahme
verbessert das Biasing, also die Arbeitspunkteinstellung des Oszillators.
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Bevorzugt
ist auch, dass der negative Widerstand als dritter Differenzverstärker mit
einem fünften Transistor,
einem sechsten Transistor und einer Konstantstromquelle realisiert
ist, wobei ein zweiter Stromanschluss des fünften Transistors und ein Steueranschluss
des zweiten Transistors an die erste Teilinduktivität und ein
zweiter Stromanschluss des sechsten Transistors und ein Steueranschluss
des fünften Transistors über eine
Kapazität
an die zweite Teilinduktivität
angeschlossen ist und ein Steueranschluss des sechsten Transistors über eine
Kapazität
an die erste Teilinduktivität
angeschlossen ist und die Konstantstromquelle zwischen ersten Stromanschlüssen der
fünften
und sechsten Transistoren und einem zweiten Versorgungspotential
liegt.
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Eine
Entdämpfungsschaltung
in Form eines solchen negativen Widerstands stellt damit eine Wechselstromquelle
mit einer kapazitiven Kreuz-Kopplung der Kollektoren und Basen eines
differentiellen Paares von Transistoren dar, die dem Schwingkreis
phasenrichtig Energie zuführt
und damit Dämpfungsverluste
des Schwingkreises ersetzt.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch eine weitere
Kapazität
aus, die zwischen die zweiten Stromanschlüsse des fünften und sechsten Transistors
und damit parallel zur Schwingkreisinduktivität geschaltet ist.
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Durch
diese separate, von einem Steuerstrom unabhängige Kapazität lässt sich
ein schnelles Einschwingen des Oszillators sicherstellen.
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Ergänzend ist
bevorzugt, dass ein Ohm'scher
Widerstand zwischen das erste Versorgungspotential und die Parallelschaltung
aus Induktivität
und abstimmbarer Kapazität
geschaltet ist.
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Mit
diesem Ohm'schen
Widerstand lässt
sich der Arbeitspunkt des Oszillators einstellen.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch eine erste
Reihenschaltung und eine zweite Reihenschaltung aus je zwei Widerständen aus,
wobei die erste Reihenschaltung die zweiten Stromanschlüsse des
ersten Transistors und des dritten Transistors miteinander verbindet
und wobei die zweite Reihenschaltung aus je zwei Widerständen die
zweiten Stromanschlüsse
des zweiten Transistors und des vierten Transistors miteinander
verbindet.
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Mit
diesen Reihenschaltungen lassen sich die Abstimmbereiche der variablen
Kapazität
für den jeweiligen
Anwendungsfall optimieren.
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Dabei
ist bevorzugt, dass ein Mittelabgriff der ersten Reihenschaltung
mit den Steueranschlüssen des
ersten Transistors und des dritten Transistors verbunden ist und
dass ein Mittelabgriff der zweiten Reihenschaltung mit den Steueranschlüssen des zweiten
Transistors und des vierten Transistors verbunden ist.
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Durch
diese Maßnahme
wird zum Beispiel im Fall von Bipolartransistoren der bereits weiter
oben erwähnte
Kurzschluss von Basis-Kollektor-Kapazitäten auf schaltungstechnisch
einfache Weise ermöglicht.
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Weitere
Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
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Es
versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend
noch zu erläuternden Merkmale
nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in
anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne
den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Oszillators
mit einer abstimmbaren Kapazität
in Form eines Netzwerks von Bipolartransistoren;
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2 eine
alternative Ausgestaltung einer abstimmbaren Kapazität durch
ein Netzwerk von Feldeffekttransistoren;
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3 weitere
Ausführungsbeispiele
eines erfindungsgemäßen Oszillators 10;
und
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4 eine
weitere Ausgestaltung einer abstimmbaren Kapazität 14.
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1 zeigt
im Einzelnen einen Oszillator 10 mit einem Schwingkreis
aus wenigstens einer Induktivität 12, 12a und
wenigstens einer abstimmbaren Kapazität 14, wobei die abstimmbare
Kapazität 14 durch
Diffusionskapazitäten
wenigstens eines stromdurchflossenen Transistors realisiert ist.
Die abstimmbare Kapazität 14 weist
eine Anordnung aus einem ersten Differenzverstärker 16 mit einem
ersten Transistor 18 und einem zweiten Transistor 20 und einem
zweiten Differenzverstärker 22 mit
einem dritten Transistor 24 und einem vierten Transistor 26 auf. Dabei
werden die Transistoren 18, 20, 24, 26 so
gewählt,
dass die elektrischen Eigenschaften des ersten Transistors 18 und
des zweiten Transistors 20 vom gleichen Typ sind und gleichzeitig
komplementär
zu elektrischen Eigenschaften des dritten Transistors 24 und
des vierten Transistors 26 sind, die untereinander ebenfalls
den gleichen Typ repräsentieren. Dabei
wird hier unter dem Typ von elektrischen Eigenschaften im Wesentlichen
die Einteilung von Bipolartransistoren in NPN und PNP Transistoren
sowie die Einteilung von Feldeffekttransistoren in N-Kanal und P-Kanal
Transistoren verstanden. Ein Steueranschluss 28 des ersten
Transistors 18 ist mit einem Steueranschluss 30 des
komplementären
dritten Transistors 24 verbunden. Analog ist ein Steueranschluss 32 des
zweiten Transistors 20 mit einem Steueranschluss 34 des
komplementären
vierten Transistors 26 verbunden. Im Fall von Bipolartransistoren,
wie sie in der 1 dargestellt sind, handelt
es sich bei den Steueranschlüssen 28, 30, 32, 34 um Basisanschlüsse. Im
Fall von Feldeffekttransistoren handelt es sich bei den Steueranschlüssen 28, 30, 32, 34 entsprechend
um Gateanschlüsse.
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Außerdem ist
ein zweiter Stromanschluss 36 des ersten Transistors 18 mit
einem zweiten Stromanschluss 38 des dritten Transistors 24 verbunden und
ein zweiter Stromanschluss 40 des zweiten Transistors 20 ist
mit einem zweiten Stromanschluss 42 des vierten Transistors 26 verbunden.
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Induktivität 12, 12a und
die abstimmbare Kapazität 14 sind
parallel zueinander geschaltet. Bei einer Verwendung von Bipolartransistoren
als Transistoren 18, 20, 24, 26 wirken
zum Beispiel die Basis-Emitter- und die Basis-Kollektor- Diffusionskapazitäten als
Schwingkreiskapazitäten.
Aufgrund der Schaltungsanordnung schwingt die Ladung im Resonanzfall
zwischen der Induktivität 12 und
diesen Kapazitäten
hin und her, ohne dass dabei vergleichbar große Ladungsbewegungen in den
Zuleitungen 44 und 46 auftreten, die den Oszillator 10 mit
einem ersten Versorgungspotential 48, zum Beispiel 3 Volt,
und einem zweiten Versorgungspotential 50, zum Beispiel
Null Volt = Masse, verbinden.
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Dabei
ist die Anordnung aus dem ersten Differenzverstärker 16 und dem zweiten
Differenzverstärker 22 in
Reihe zwischen eine erste Gleichstromquelle 52 und eine
zweite Gleichstromquelle 54 geschaltet ist, wobei die erste
Gleichstromquelle 52 einen Gleichstrom variabler Stärke in die
Anordnung einspeist und die zweite Gleichstromquelle 54 einen Gleichstrom
variabler Stärke
aus der Anordnung zieht.
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Die
Gleichstromquellen 52, 54 modulieren die Kapazitäten und
erlauben damit eine Steuerung der Schwingkreiskapazität und damit
der Frequenz des Oszillators 10. Eine Steuerung 56 stellt
den Strom der Gleichstromquellen 52, 54 ein. Die
Steuerung 56 kann beispielsweise ein Rechner sein, der die
Frequenz des Oszillators 10 in Abhängigkeit von einer Frequenzanforderung
durch einen Geber 58 variiert. Bei der Steuerung werden
die Stromstärken der
von der ersten Gleichstromquelle 52 und der zweiten Gleichstromquelle 54 gelieferten
Ströme gleich
gehalten, so dass der Anordnung von Differenzverstärkern 16, 22 von
der zweiten Gleichstromquelle 54 nur der Strom entnommen
wird, der ihr von der ersten Gleichstromquelle 52 zugeführt wird.
Als Folge werden unerwünschte
Wechselwirkungen zwischen dem Steuerstrom der Gleichstromquellen 52, 54 und
den zwischen Induktivität 12 und
Kapazität 14 fließenden Schwingkreisströmen weitestgehend
vermieden.
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Die
erste Gleichstromquelle 52 ist mit ersten Stromanschlüssen 60, 62 des
ersten Transistors 18 und des zweiten Transistors 20 verbunden,
während die
zweite Gleichstromquelle 54 mit ersten Stromanschlüssen 64, 66 des
dritten Transistors 24, respektive des vierten Transistors 26 verbunden
ist. Durch diese Anschlussweise verteilt sich der von den Gleichstromquellen 52, 54 gelieferte
Strom abhängig von
der jeweiligen Aussteuerung der Transistoren 18, 20, 24, 26 wechselseitig
auf jeweils beide Transistoren 18, 20, respektive 24, 26 eines
der beiden Differenzverstärker 16, 22,
was eine unerwünschte
Wechselwirkung des Steuerstroms mit Schwingkreisströmen, die
durch Stromflüsse über Steueranschlüsse 28, 32, 30, 34 auftreten könnte, minimiert.
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1 stellt
eine Realisierung der Kapazität 14 durch
Diffusionskapazitäten
von Bipolartransistoren 18, 20, 24, 26 dar.
In diesem Fall dient jeweils die Basis von jedem der Transistoren 18, 20, 24, 26 als Steueranschluss 28, 32, 30, 34.
Entsprechend dienen die Emitter als erste Stromanschlüsse 60, 62, 64, 66 und
die Kollektoren als zweite Stromanschlüsse 36, 40, 38, 42.
Der Schwingkreis aus Induktivität 12 und
Kapazität 14 wird
durch einen negativen Widerstand 67 entdämpft, aus,
der vom Steuerstrom, der den Wert der Diffusionskapazitäten einstellt,
entkoppelt ist. Der negative Widerstand führt dem Schwingkreis abgestrahlte
oder durch Ohm'sche
Widerstände verursachte
Verluste wieder zu. Die Entkopplung von dem Steuerstrom verhindert
eine unerwünschte Wechselwirkung
zwischen dem Steuerstrom und den im Verstärkungszweig fließenden Strom.
Dabei liegen die Induktivität 12 und
die Kapazität 14 parallel zwischen
dem ersten Versorgungspotential 48 und dem negativen Widerstand 67.
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2 zeigt
eine alternative Ausgestaltung der Kapazität 14 durch ein Netzwerk
von Feldeffekttransistoren 68, 70, 72 und 74.
Die Steueranschlüsse 28, 30, 32, 34 und
die ersten Stromanschlüsse 60, 62, 64, 66 sowie
die zweiten Stromanschlüsse 36, 40, 38 42 sind
dabei mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet wie die der Bipolartransistoren 18, 20, 24, 26 aus 1.
Es versteht sich, dass die Steueranschlüsse 28, 30, 32, 34 im
Fall der 2 Gateanschlüsse sind während die ersten Stromanschlüsse 60, 62, 64, 66 zum
Beispiel Drainanschlüsse
und die zweiten Stromanschlüsse 36, 40, 38 42 zum
Beispiel Sourceanschlüsse
sind. Wegen der hohen Symmetrie von Feldeffektransistoren sind Drainanschlüsse und
Sourceanschlüsse
vertauschbar.
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3 zeigt
weitere Ausführungsbeispiele
eines erfindungsgemäßen Oszillators 10,
wobei gleiche Bezugszeichen in den 1 und 3 jeweils gleiche
Elemente bezeichnen. Der Gegenstand der 3 unterscheidet
sich vom Gegenstand der 1 durch eine geänderte Induktivität 12,
eine geänderte Kapazität 14,
eine detaillierte Schaltung eines negativen Widerstandes 67,
einen zusätzlichen
Widerstand 78 zwischen der Induktivität 12 und dem ersten Versorgungspotential 48 und
eine zusätzliche
separate Schwingkreiskapazität 80.
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Die Änderung
der Kapazität 14 besteht
in einem Kurzschluss der Steueranschlüsse 28, 30, 32 und 34 der
Transistoren 18, 20, 24 und 26 mit
zugehörigen
zweiten Stromanschlüssen 36, 38, 40, 42 durch
zusätzliche
Leitungsabschnitte 82 und 84. Durch einen solchen
Kurzschluss wird der Beitrag von einer der Diffusionskapazitäten eines
Transistors 18, 20, 24, 26,
beispielsweise die Basis-Emitter-Kapazität eines Bipolartransistors
reduziert. Diese Ausgestaltung vermindert zwar den Gesamtwert der
Kapazität 14,
erhöht
aber die Güte
der verbleibenden Abstimmkapazität.
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Die Änderung
der Induktivität 12 besteht
in einer Aufspaltung in zwei Teilinduktivitäten 86, 88, was
das Biasing, also die Arbeitspunkteinstellung des Oszillators 10,
verbessert. Die Widerstände 90 und 92 stellen
in diesem Zusammenhang Ohm'sche Anteile
am Wechselstromwiderstand der Induktivität 12 dar. Der bereits
genannte Widerstand 78 zwischen dem ersten Versorgungspotential 48 und
der Parallelschaltung aus Induktivität 12 und abstimmbarer
Kapazität 14 dient
zur Einstellung des Arbeitspunkts des Oszillators 10.
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Weiter
zeigt 3 eine Ausgestaltung eines negativen Widerstands 67 zur
Entdämpfung
des Schwingkreises. Der negative Widerstand 67 nach 3 weist
einen dritten Differenzverstärker
aus einem differentiellen Paar eines fünften Transistors 94 und
eines sechsten Transistors 96 auf, deren Steueranschlüsse 98, 100 durch
Kapazitäten 102, 104 mit zweiten
Stromanschlüssen 106, 108 z.B.
Kollektoren, der Transistoren 94, 96 über Kreuz
gekoppelt sind. Die Transistoren 94, 96 des dritten
Differenzverstärkers
werden von einer Konstantstromquelle 110 gespeist, die
zwischen ersten Stromanschlüssen (z.B.
Emittern) 112, 114 der Transistoren 94, 96 und dem
einem zweiten Versorgungspotential 50 liegt. Eine Spannungsquelle 116 bestimmt
in Verbindung mit Widerständen 118, 120 den
Arbeitspunkt des dritten Differenzverstärkers. Die zweiten Stromanschlüsse 106, 108 sind
darüber
hinaus sowohl mit den Teilinduktivitäten 86, 88 der
Induktivität 12 als auch
mit Steueranschlüssen 28, 30, 32, 34 der
abstimmbaren Kapazität 14 verbunden.
Ein solcher negativer Widerstand 67 stellt damit eine Wechselstromquelle
mit einer kapazitiven Kreuz-Kopplung der Kollektoren und Basen eines
Differenzverstärkers
dar, die dem Schwingkreis phasenrichtig Energie zuführt und
damit Dämpfungsverluste
des Schwingkreises ersetzt.
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Die
separate Kapazität 80,
die zwischen die zweiten Stromanschlüsse 106, 108 des
fünften
Transistors 94 und des sechsten Transistors 96 und
damit parallel zur Schwingkreiskapazität 14 und zur Induktivität 12 geschaltet
ist, ist vom Steuerstrom durch die abstimmbare Kapazität 14 unabhängig und
stellt ein schnelles Einschwingen des Oszillators 10 sicher.
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4 zeigt
eine weitere Ausgestaltung einer abstimmbaren Kapazität 14 mit
einer ersten Reihenschaltung 122 und einer zweiten Reihenschaltung 124 aus
je zwei Widerständen 126, 128 und 130, 132.
Dabei verbindet die erste Reihenschaltung 122 die zweiten
Stromanschlüsse 36, 38 des
ersten Transistors 18 und des dritten Transistors 24 miteinander und
die zweite Reihenschaltung 124 verbindet die zweiten Stromanschlüsse 40, 42 des
zweiten Transistors 20 und des vierten Transistors 26 miteinander. Mit
diesen Reihenschaltungen 122, 124 lassen sich die
Abstimmbereiche der variablen Kapazität 14 für den jeweiligen
Anwendungsfall optimieren. Dabei wird in einer Ausgestaltung ein
Mittelabgriff 134 der ersten Reihenschaltung 122 mit
den Steueranschlüssen 28, 30 des
ersten Transistors 18 und des dritten Transistors 24 verbunden
und ein Mittelabgriff 136 der zweiten Reihenschaltung 124 mit
den Steueranschlüssen 32, 34 des
zweiten Transistors 20 und des vierten Transistors 26 verbunden.
Durch diese Maßnahme
wird zum Beispiel im Fall von Bipolartransistoren der bereits weiter
oben erwähnte
Kurzschluss von Basis-Kollektor-Kapazitäten auf
schaltungstechnisch einfache Weise ermöglicht.