DE102016221413B4

DE102016221413B4 - Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE102016221413B4
Application number: DE102016221413.6A
Authority: DE
Inventors: Shohei Imai; Kazuya Yamamoto; Yoshinobu Sasaki; Shinichi Miwa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-11-02
Filing date: 2016-10-31
Publication date: 2023-05-17
Anticipated expiration: 2036-11-01
Also published as: CN107070439A; US20170126223A1; CN107070439B; JP6533977B2; US9906217B2; DE102016221413A1; JP2017092523A

Abstract

Halbleitervorrichtung, aufweisend:- einen Verarmungstyp-Feldeffekttransistor (Q1), der einen Gate-Anschluss, einen Drain-Anschluss und einen Source-Anschluss aufweist;- einen Heterojunction-Bipolartransistor (Q2) der Gruppe III-V, der einen Basis-Anschluss, einen Emitter-Anschluss, der elektrisch mit dem Gate-Anschluss verbunden ist, und einen Kollektor-Anschluss, der mit dem gleichen Potential wie das des Source-Anschlusses verbunden ist, aufweist;- einen ersten Widerstand (Rbe), der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Emitter-Anschluss angeschlossen ist; und- einen zweiten Widerstand (Rcb), der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss angeschlossen ist.

Description

Hintergrund der Erfindung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halbleitervorrichtung mit einer Stabilisierungsschaltung zum Unterdrücken einer unnötigen parasitären Oszillation eines Feldeffekttransistors.
Hintergrund
Halbleitervorrichtungen, die einen Verstärker, einen Oszillator oder einen Mischer einschließen, die einen Feldeffekttransistor (nachfolgend als „FET“ bezeichnet) aufweisen, sind mit einer Stabilisierungsschaltung zum Unterdrücken einer unnötigen parasitären Oszillation versehen. Herkömmliche Stabilisierungsschaltungen erzielen eine Stabilisierung durch Anschließen eines Widerstands zwischen einem Gate-Anschluss des FETs und einem Masseanschluss (Masse). Da eine Frequenz, deren Oszillation vorzugsweise zu unterdrücken ist, im Allgemeinen geringer ist als eine Frequenz eines Eingangssignals, wird eine Spule in Serie mit dem vorstehend beschriebenen Widerstand verbunden, und es ist dadurch möglich, eine Stabilisierung dadurch zu erzielen, dass verhindert wird, dass das Eingangssignal an dem Widerstand verbraucht wird, und dass ein Signal, das eine geringere Frequenz aufweist als die des Eingangssignals, an dem Widerstand verbraucht wird.
Um eine Stabilität mit der herkömmlichen Stabilisierungsschaltung zu erzielen, wird der Widerstand bevorzugt verringert. Andererseits muss eine Gleichspannung von mehreren Volt zwischen dem Gate-Anschluss des FETs und dem Masseanschluss als eine Vorspannung angelegt werden, um eine gewünschte Charakteristik der Halbleitervorrichtung zu erhalten. Deshalb wird eine Gleichspannung von mehreren Volt zwischen beiden Anschlüssen des Widerstands der Stabilisierungsschaltung angelegt. Aus diesem Grund steigt, wenn der Widerstand reduziert wird, um eine Stabilität zu erzielen, der durch den Widerstand fließende Strom gemäß dem ohmschen Gesetz, und eine Leistungsaufnahme steigt. Als eine Folge können eine Stabilität und eine geringe Leistungsaufnahme nicht gleichzeitig erzielt werden.
Als ein Beispiel wird eine Simulation an einem 2,6 GHz Verstärker durchgeführt, der aus einem GaN- (Galliumnitrid-) FET aufgebaut ist, der eine Gate-Breite von 4,8 mm aufweist. Es ist zu beachten, dass angenommen wird, dass die Spule in der Stabilisierungsschaltung bei dieser Analyse eine Induktivität von 0,1 nH aufweist.
19 ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik eines Reflektionskoeffizienten auf der Transistorseite, welche die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist, darstellt. 20 ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik einer maximal verfügbaren Verstärkung & eine maximale stabile Verstärkung (MAG/MSG) darstellt, die für eine Stabilisierung eines Transistors erzielt werden können, der die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist. 21 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Bias-Stroms, der durch eine Gate-seitige Leistungsversorgung bereitgestellt wird, mit Bezug auf einen Widerstandswert des Transistors darstellt, welcher die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist.
Aus 19 ist zu sehen, dass eine Eingangsreflektion des Transistors abnimmt, wenn der Widerstandswert eines Widerstands R_stab der Stabilisierungsschaltung verringert wird, und es gibt keine Reflektionsverstärkung, wenn der Widerstandswert 1 Ω ist. Aus 20 ist außerdem zu sehen, dass MAG/MSG bei einer niedrigen Frequenz abnimmt, wenn der Widerstandswert verringert wird, aber MAG/MSG verändert sich in einem Bereich einer bestimmten Frequenz oder höher (ungefähr 1 GHz in 20) nicht, und MAG/MSG ist bei 2,6 GHz, welches die Frequenz des Eingangssignals ist, unabhängig von dem Widerstandswert.
22 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Maximalwerts eines Reflektionskoeffizienten mit Bezug auf jeden Widerstandswert in 19 zusammenfasst. Aus 22 ist zu sehen, dass der Widerstandswert auf 4 Ω oder größer festgelegt werden muss, um eine Stabilität zu erzielen (das heißt, der Maximalwert des Reflektionskoeffizienten ist gleich oder kleiner als 0 dB).
23 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Maximalwerts eines Reflektionskoeffizienten mit Bezug auf einen Bias-Strom darstellt, das aus dem Verhältnis zwischen dem Maximalwert des Reflektionskoeffizienten bei jedem Widerstandswert und dem Bias-Strom bei jedem Widerstandswert in 19 erhalten wird. Aus 23 ist zu sehen, dass der Bias-Strom auf 0,3 A oder größer festgelegt werden muss, um eine Stabilität im Stand der Technik zu erzielen.
Weiter kann ein Kondensator in Serie zu dem Widerstand und der Spule angeschlossen sein. In diesem Fall ist es möglich, da keine Gleichspannung an beiden Anschlüssen des Widerstands angelegt wird und keine Gleichstromleistung an dem Widerstand aufgenommen wird, die Leistungsaufnahme zu reduzieren. Wenn jedoch ein Versuch unternommen wird, in dieser Anordnung eine Stabilität bei einer äußerst niedrigen Frequenz im Bereich eines Gleichstroms zu erzielen, ist es notwendig, die Kapazität des Kondensators signifikant zu vergrößern. Da sich die physikalische Größe des Kondensators ebenfalls vergrößert, wenn seine Kapazität größer wird, ist es nicht einfach sowohl eine Stabilität als auch eine Verkleinerung zu erzielen.
Um dieses Problem zu behandeln, wird ein Verfahren offenbart, welches eine Gate-Spannung eines GaAs- (Galliumarsenid-) FETs anwendet, während eine Stabilität gegenüber einem unkontrollierten Temperaturanstieg (thermal runaway) unter Verwendung eines Si- (Silizium-) basierten PNP-Transistors und eines NPN-Transistors sichergestellt wird (siehe z.B. Patentliteratur 1: JP H08- 222 967 A. Obwohl es in dem Dokument des Stands der Technik nicht klar festgestellt wird, ist die vorliegende Anordnung eine von effektiven Maßnahmen für die vorstehend beschriebene parasitäre Oszillation.
Wenn die in der Patentliteratur 1 gezeigte Schaltung als die Stabilisierungsschaltung verwendet wird verbessert sich, da die Betriebsfrequenz des Si-Transistors niedrig ist, eine Stabilität gegen eine Oszillation nur bei einer niedrigen Frequenz im Bereich von einigen zehn MHz, wogegen eine Verbesserung einer Stabilität in einem Bereich von mehreren hundert MHz nicht erwartet werden kann. Weiter ist, da der Si-Transistor in einem Hochfrequenzbereich hohe Verluste aufweist, eine Abschwächung des Eingangssignals groß (ungefähr 1 GHz oder größer), was bewirkt, dass die Verstärkung reduziert wird, und so ist es schwierig, den Si-Transistor für eine Halbleitervorrichtung (Verstärker, Oszillator, Mischer oder dergleichen) für mehrere GHz zu verwenden. Insbesondere wenn ein Verstärker-FET und ein Bias-Strom-Si-Transistor in dem gleichen Halbleitergehäuse angeordnet sind, wird der Verlust in dem Si-Transistor deutlich.
Die US 2006 / 0 208 800 A1 offenbart eine Verstärkervorspannungsstufe, die einen Transistor aufweist, der ein Vorspannungssignal für ein komplementäres Paar von Feldeffekttransistoren bereitstellt, welche in einer Ausgangsstufe eines Verstärkers enthalten sind. Die Verstärkervorspannungsstufe weist auch ein Widerstandselement, das mit einem Emitter des Transistors verbunden ist, ein weiteres Widerstandselement, das mit einer Basis des Transistors verbunden ist, und noch ein weiteres Widerstandselement auf, das mit einem Kollektor des Transistors verbunden ist. Die jeweiligen Widerstandswerte der Widerstandselemente sind derart bemessen, dass sie eine von der Verstärkervorspannungsstufe bereitgestellte Spannung im Wesentlichen an eine Gate-zu-Source-Spannung des komplementären Paars von Feldeffekttransistoren anpassen. Die Widerstände der Widerstandselemente sind so bemessen, dass sie einen Temperaturkoeffizienten der Verstärkervorspannungsstufe im Wesentlichen an einen Temperaturkoeffizienten des komplementären Paars von Feldeffekttransistoren anpassen.
Zusammenfassung
Die vorliegende Erfindung ist implementiert worden, um die vorstehend beschriebenen Probleme zu lösen, und es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Halbleitervorrichtung zur Verfügung zu stellen, die in der Lage ist, sowohl eine Stabilität als auch eine geringe Leistungsaufnahme zu erzielen.
Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe wird bei einer Halbleitervorrichtung erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweiligen abhängigen Ansprüche.
Gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Halbleitervorrichtung auf: einen Verarmungstyp-Feldeffekttransistor, der einen Gate-Anschluss, einen Drain-Anschluss und einen Source-Anschluss aufweist; einen Heterojunction-Bipolartransistor der Gruppe III-V, der einen Basis-Anschluss, einen Emitter-Anschluss, der elektrisch mit dem Gate-Anschluss verbunden ist, und einen Kollektor-Anschluss, der mit dem gleichen Potential wie dem des Source-Anschlusses verbunden ist, aufweist; einen ersten Widerstand, der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Emitter-Anschluss angeschlossen ist; und einen zweiten Widerstand, der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss angeschlossen ist.
Die vorliegende Erfindung sieht den Vbe-Vervielfacher zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss des Verarmungstyp-Feldeffekttransistors vor. Der Vbe-Vervielfacher weist den Heterojunction-Bipolartransistor der Gruppe III-V, den ersten Widerstand, der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Emitter-Anschluss angeschlossen ist, und den zweiten Widerstand, der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss angeschlossen ist, auf. Dies ermöglicht es, eine unnötige niederfrequente Oszillation zu verhindern, während der Gate-Bias-Strom auf einem niedrigen Wert gehalten wird. Als eine Folge ist es möglich, sowohl eine Stabilität als auch eine geringe Leistungsaufnahme zu erzielen.
Andere und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlicher.
Figurenliste

1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Halbleitervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist ein Diagramm, das Ergebnisse eines Simulierens eines Verhältnisses zwischen einer Gleichspannung, die an die Stabilisierungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angelegt wird, und einem fließenden Strom darstellt.
3 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines Verhältnisses zwischen einem äquivalenten Widerstand, der mit Bezug auf eine Mikro-Amplitude in der Stabilisierungsschaltung in Betracht gezogen werden kann, und einer Stromaufnahme darstellt.
4 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse einer Frequenzcharakteristik des Realteils einer Eingangsimpedanz der Stabilisierungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
5 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines eingangsseitigen Reflektionskoeffizienten des Verstärkers darstellt.
6 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse von MAG/MSG des Verstärkers darstellt.
7 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung darstellt, wenn die Halbleitervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in einem Hochfrequenzverstärker eingesetzt wird.
8 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
9 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse des Realteils der Eingangsimpedanz der Stabilisierungsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
10 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
11 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse darstellt, wenn Pulse von 0 V und -5 V bei einer Wiederholungsperiode von 1 ms unter der Annahme eingegeben werden, dass eine innere Impedanz der Pulssignalquelle 50 Ω ist.
12 ist ein Diagramm, das ein Verhalten eines Gate-Stroms eines allgemeinen Verarmungstyp-FETs mit Bezug auf eine HF-Eingangsleistung darstellt.
13 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
14 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
15 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines Verhältnisses zwischen dem Gate-Strom und der Gate-Spannung der Schaltungen der ersten und fünften Ausführungsform darstellt.
16 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines eingangsseitigen Reflektionskoeffizienten des Verstärkers darstellt.
17 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse von MAG/MSG des Verstärkers darstellt.
18 ist ein Diagramm, das Berechnungsergebnisse einer Abhängigkeit einer schwankenden Frequenz von einer schwankenden Gate-Spannung darstellt.
19 ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik eines Reflektionskoeffizienten auf der Seite des Transistors darstellt, der die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist.
20 ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik einer maximal verfügbaren Verstärkung & und einer maximalen stabilen Verstärkung (MAG/MSG) darstellt, die für eine Stabilisierung eines Transistors erzielt werden kann, der die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist.
21 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Bias-Stroms, der durch eine Gate-seitige Leistungsversorgung bereitgestellt wird, mit Bezug auf einen Widerstandswert des Transistors darstellt, der die herkömmliche Stabilisierungsschaltung aufweist.
22 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Maximalwerts eines Reflektionskoeffizienten mit Bezug auf jeden Widerstandswert in 19 darstellt.
23 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis eines Maximalwerts eines Reflektionskoeffizienten mit Bezug auf einen Bias-Strom darstellt, wobei das Verhältnis aus dem Verhältnis zwischen dem Maximalwert des Reflektionskoeffizienten bei jedem Widerstandswert und dem Bias-Strom bei jedem Widerstandswert in 19 erhalten wird.

Beschreibung der Ausführungsformen
Eine Halbleitervorrichtung gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Die gleichen Komponenten werden durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet, und die wiederholte Beschreibung derselben kann weggelassen sein.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Halbleitervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Ein Transistor Q1 ist ein Verarmungstyp-FET, der dazu dient, einen Verstärkungsbetrieb zu erzielen. Ein Source-Anschluss des Transistors Q1 ist mit einer Masse verbunden. Eine Eingangsanpassungsschaltung zur Schaltungsanpassung ist mit einem Eingangsanschluss IN verbunden. Ein Gate-Anschluss des Transistors Q1 ist mit dem Eingangsanschluss IN verbunden, und ein Wechselstrom-Eingangssignal und eine negative Gleichspannungs-Gate-Vorspannung sind über den Eingangsanschluss IN daran angelegt. Eine Ausgangsanpassungsschaltung zur Schaltungsanpassung ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden. Ein Drain-Anschluss des Transistors Q1 ist mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden, eine positive Drain-Vorspannung wird über den Ausgangsanschluss OUT daran angelegt, und ein Signal, das durch den Transistor Q1 verstärkt wird, wird davon ausgegeben.
Eine Stabilisierungsschaltung 1 ist zwischen dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 und einem Masseanschluss angeschlossen. Die Stabilisierungsschaltung 1 weist einen Transistor Q2, welcher ein GaAs-basierter Heterojunction-Bipolartransistor (NPN-Typ) ist, und Widerstände Rbe und Rcb auf. Ein Emitter-Anschluss des Transistors Q2 ist elektrisch mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 verbunden. Ein Kollektor-Anschluss des Transistors Q2 ist mit einem Masseanschluss verbunden und mit dem gleichen Potential wie das des Source-Anschlusses verbunden. Der Widerstand Rbe ist zwischen einem Basis-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 angeschlossen. Der Widerstand Rcb ist zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss des Transistors Q2 angeschlossen. Der Widerstand Rbe bestimmt einen Strom, der durch den Widerstand Rcb fließt. Der Widerstand Rcb bestimmt ein Basis-Potential des Transistors Q2.
Eine Spule L_stab ist zwischen dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 und dem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 angeschlossen. Ein Induktivitätswert der Spule L_stab ist so festgelegt, dass mit Bezug auf eine Betriebsfrequenz des Verstärkers, der aus dem Transistor Q1 aufgebaut ist, eine Impedanz der Seite der Stabilisierungsschaltung 1 von dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 gesehen ausreichend größer ist als eine Impedanz des Transistors Q1 von dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 gesehen, sodass die Stabilisierungsschaltung 1 im Wesentlichen keine Wirkung auf den Verstärkungsbetrieb des Transistors Q1 haben kann.
Als Nächstes wird der Betrieb der Stabilisierungsschaltung 1 beschrieben. Während ein Kollektor-Emitter-Strom des Transistors Q2 fließt, wird eine im Wesentlichen konstante Spannung Vbe zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 erzeugt. Die Spannung Vbe wird im Wesentlichen durch ein Transistormaterial bestimmt und ist bei einer Raumtemperatur ungefähr 1,3 V für ein GaAs-basiertes Material und ungefähr 0,8 V für ein InP- (Indiumphosphid-) basiertes Material. Da die Spannung Vbe für beide Anschlüsse des Widerstands Rbe gilt, fließt gemäß dem ohmschen Gesetz ein konstanter Strom (Vbe÷Rbe) durch den Widerstand Rbe. Da ein Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q2 normalerweise in der Größenordnung mehrerer zehn bis einhundert und mehreren zehn liegt, kann der in den Basis-Anschluss des Transistors Q2 fließende Strom größtenteils ignoriert werden, und der im Wesentlichen gleiche Strom wie derjenige, der durch den Widerstand Rbe fließt, fließt auch durch den Widerstand Rcb. Aus diesem Grund wird eine Spannung Vcb, die an beiden Anschlüssen des Widerstands Rcb erzeugt wird, gemäß dem ohmschen Gesetz konstant (Vbe÷Rbe×Rcb). Somit wird, da eine Kollektor-Emitter-Spannung Vce des Transistors Q2 die Summe einer Emitter-Basis-Spannung Vbe und einer Basis-Kollektor-Spannung Vcb ist, Vce im Wesentlichen Vce≈Vbe×(Rcb÷Rbe+1). Die Stabilisierungsschaltung 1, welche Vce so betreibt, dass sie im Wesentlichen konstant ist, wird oft ein „Vbe-Vervielfacher“ genannt und wird in einer integrierten Schaltung oft als allgemeines Mittel zum Erhalten der Kollektor-Spannung Vce des Transistors Q2 verwendet, das von einer Versorgungsspannung unabhängig ist.
Ein gleichstromartiges Merkmal dieses Vbe-Vervielfachers ist, wie vorstehend beschrieben, und der Vbe-Vervielfacher weist auch ein Merkmal einer geringen Impedanz als ein wechselstromartiges Merkmal auf. Das heißt, eine Wechselstrom-Impedanz in der Richtung des Kollektor-Anschlusses von dem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 gesehen zeigt eine geringe Impedanz ähnlich einer Impedanz der Seite des Transistors Q2 von dem Emitter-Anschluss gesehen, wenn der Transistor Q2 als ein gewöhnlicher Emitter-Folger betrieben wird. Die vorliegende Ausführungsform verwendet das Merkmal der niedrigen Impedanz des Vbe-Vervielfachers, um sowohl einen niedrigen Bias-Strom als auch eine niedrige Impedanz zu erhalten, was das zu lösende Problem ist.
2 ist ein Diagramm, das Ergebnisse eines Simulierens eines Verhältnisses zwischen einer Gleichspannung, die an die Stabilisierungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angelegt wird, und einem fließenden Strom darstellt. In der vorliegenden Analyse wird ein GaAs-Transistor als der Transistor Q2 verwendet. Der Widerstandswert des Widerstands Rbe wird als 800 Ω angenommen und der Widerstandswert des Widerstands Rcb wird als 75 Ω angenommen. Die Stabilisierungsschaltung 1 ist dadurch gekennzeichnet, dass sie nicht ermöglicht, dass ein Strom bei 0V bis -1,4 V fließt, und dass sie ermöglicht, dass ein Strom abrupt bei einer Spannung von -1,4 V oder niedriger zu fließen beginnt. Deshalb bewegt sich bei der Spannung von -1,4 V oder niedriger der Strom großenteils als Folge einer kleinen Änderung der Spannung, und deshalb kann der Widerstandswert davon für ein unnötiges Signal, das eine kleine Amplitude aufweist, in einem Anfangszustand in einem Oszillationsmechanismus als klein angesehen werden.
3 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines Verhältnisses zwischen einem äquivalenten Widerstandswert, welcher mit Bezug auf eine kleine Amplitude in der Stabilisierungsschaltung in Betracht gezogen werden kann, und einem Stromverbrauch darstellt. -1,5 V wird als eine Gate-Vorspannung bereitgestellt. Gemäß der Analyse kann die vorliegende Ausführungsform einen Stromverbrauch verglichen mit der herkömmlichen Schaltung auf ungefähr 1/10 reduzieren. Zum Beispiel kann, während die herkömmliche Schaltung einen Strom von 0,3 A oder größer benötigt, um einen Widerstand von 4 Ω zu erhalten, die vorliegende Ausführungsform dies mit einem Strom von 0,02 A oder kleiner realisieren. Eine Aufgliederung von 0,02 A oder kleiner ist wie folgt. Wenn der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q2 als ausreichend hoch angenommen wird, ist es möglich zu interpretieren, dass der Strom, der durch den Widerstand Rcb und den Widerstand Rbe des Vbe-Vervielfachers fließt, 1,5 V/(875 Ω)≈0,017 A ist, und 0,02-0,017~0,003 A ist der Strom, der von dem Kollektor-Anschluss zu dem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 fließt.
4 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse einer Frequenzcharakteristik des Realteils einer Eingangsimpedanz der Stabilisierungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Eine gestrichelte Linie zeigt ein Analyseergebnis der herkömmlichen Schaltung, wobei der minimal notwendige Widerstandswert R_stab für eine Stabilisierung als 4 Ω angenommen wird, und eine durchgezogene Linie zeigt ein Analyseergebnis der vorliegenden Ausführungsform in dem Fall, in welchem -1,5 V notwendig als die Gate-Vorspannung des Transistors Q1 an dem korrespondierenden Widerstand angelegt wird. Die herkömmliche Schaltung zeigt einen konstanten Widerstandswert unabhängig von der Frequenz, weil sie einen idealen Widerstand verwendet. Andererseits zeigt die vorliegende Ausführungsform einen konstanten Widerstandswert bei ungefähr 1 GHz oder darunter. Aufgrund der niedrigen Emitter-Widerstandscharakteristik des Vbe-Vervielfachers kann eine geringe Impedanz von ungefähr 2,6 Ω, welche immer noch geringer ist als diejenige in dem vorstehend genannten Fall des Widerstandswerts von 4 Ω (der Strom zu dieser Zeit ist so groß wie 0,3 A) trotz des niedrigen Stroms von 0,02 A oder darunter realisiert werden.
5 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines eingangsseitigen Reflektionskoeffizienten des Verstärkers darstellt. In der vorliegenden Ausführungsform ist wie in dem Fall der herkömmlichen Schaltung zu sehen, dass der Reflektionskoeffizient unterdrückt wird, und eine Stabilisierung kann in einem Band von etwas unter 10 MHz bis etwas unter 1 GHz erzielt werden.
6 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse von MAG/MSG des Verstärkers darstellt. Es ist zu sehen, dass MAG/MSG von dem Fall, in welchem die Stabilisierungsschaltung nicht verwendet wird, beibehalten wird, wobei der Betrieb als die Stabilisierungsschaltung in 2,6 GHz erfüllt wird, welches ein gewünschtes Band des vorliegenden Verstärkers ist, was als ein Beispiel berechnet worden ist. Weiter ist in der vorliegenden Analyse der Strom, der durch die Gate-Vorspannungsschaltung bereitgestellt wird, ungefähr 0,03 A, was beweist, dass es möglich gewesen ist, den Strom, der durch die Gate-seitige Leistungsversorgung bereitgestellt wird, auf ungefähr 1/10 zu reduzieren, während verglichen mit der herkömmlichen Schaltung die gleiche Stabilisierungswirkung erzielt wird.
7 ist eine schematische Darstellung, die eine Anordnung darstellt, wenn die Halbleitervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in einem Hochfrequenzverstärker eingesetzt wird. Der Transistor Q1 und der Transistor Q2 sind in einem einzelnen Gehäuse 2 untergebracht. Vier Transistoren Q1 werden verwendet, um eine hohe Ausgangsleistung zu erhalten (korrespondierend zu vier Komponenten, die in 7 als „FET“ bezeichnet sind). Die vier Transistoren Q1 sind auf einem Halbleitersubstrat aus GaN oder dergleichen ausgebildet und ihre jeweiligen Source-Anschlüsse sind mit einer Masse verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q1 ist mit einer Drain-Kontaktstelle 3 verbunden, und die Drain-Kontaktstelle 3 ist über einen Draht 4 mit einem ausgangsseitigen Führungsanschluss 5 des Gehäuses 2 verbunden. Eine Drain-Vorspannung wird von dem ausgangsseitigen Führungsanschluss 5 bereitgestellt, und ein durch den Transistor Q1 verstärktes Signal wird extrahiert. Der Gate-Anschluss des Transistors Q1 ist mit einer Gate-Kontaktstelle 6 verbunden und von der Gate-Kontaktstelle 6 über einen Draht 7 mit einem Halbleitersubstrat 8 verbunden, das einen Heterojunction-Bipolartransistor aus GaAs oder dergleichen bildet.
Zwei Transistoren Q2 sind auf dem Halbleitersubstrat 8 ausgebildet und zwei Transistoren Q1 sind mit jedem Transistor Q2 verbunden (korrespondierend zu zwei Komponenten, die in 7 als „BJT“ bezeichnet sind). Ein Transistor Q2 ist für zwei Transistoren Q1 vorgesehen anstelle von vier Transistoren Q1, weil dies ein Beispiel des Verhinderns einer Schleifenoszillation ist. Es ist selbstverständlich, dass ein Vorsehen eines Transistors Q2 für einen Transistor Q1 die Wirkung des Verhinderns einer Schleifenoszillation erhöhen kann, aber dies wird auch entsprechend den Nachteil des Vergrößerns der Chip-Größe erhöhen. Der Kollektor-Anschluss des Transistors Q2 ist über eine Durchführungsbohrung 9, die in dem Substrat ausgebildet ist, mit einem Masseleiter auf der rückseitigen Oberfläche des Substrats verbunden. Der Widerstand Rbe und der Widerstand Rcb sind ebenfalls auf dem Halbleitersubstrat 8 ausgebildet. Weiter ist eine Teilanpassungsschaltung 10 auf dem Halbleitersubstrat 8 ausgebildet. Die Funktion der vorliegenden Erfindung kann ohne diese Schaltung implementiert werden. Eine Tiefpassschaltungsanordnung (Schaltungsanordnung, die eine Gleichstromleistung überträgt) muss vorgesehen werden, um die Funktion der vorliegenden Erfindung zu implementieren. Eine Kontaktstelle 11 des Halbleitersubstrats 8 ist über einen Draht 12 mit einem eingangsseitigen Führungsanschluss 13 des Gehäuses 2 verbunden. Eine Gate-Vorspannung wird von dem eingangsseitigen Führungsanschluss 13 angelegt und ein Eingangssignal wird eingegeben.
Weiter ist ein Vorspannungs-Einstellsubstrat 14 für eine Vorspannungseinstellung in dem Gehäuse 2 ausgebildet. Die Stabilisierungsschaltung 1 weist die in 2 gezeigte Charakteristik auf, die ermöglicht, dass bis zu einer bestimmten Schwellenspannung Vth (ungefähr -1,4 V in 2) fast kein Strom fließt, und die ermöglicht, dass bei einer Spannung von Vth oder darunter ein Strom abrupt fließt. Ein geringer Stromverbrauch kann realisiert werden, wenn eine Gate-Spannung Vgq (ungefähr -1,5 V in der vorliegenden Ausführungsform), die für den Transistor Q1 notwendig ist, etwas niedriger ist als die Schwellenspannung Vth. Die Gate-Spannung Vgq schließt jedoch im Allgemeinen individuelle Unterschiede ein, weist einen Verteilungsbereich in der Größenordnung von einigen zehn Volt auf, was zu einem Fall führen kann, in welchem es nicht möglich ist, eine Bedingung zu erfüllen, dass die Gate-Spannung Vgq etwas niedriger ist als die Schwellenspannung Vth. Es ist das Vorspannungs-Einstellsubstrat 14, welches die Schaltung zum Einstellen der Schwellenspannung Vth ist, um die vorstehend beschriebene geringe Leistungsaufnahmebedingung zu erfüllen, selbst wenn die Gate-Spannung Vgq variiert. Die Schwellenspannung Vth folgt im Allgemeinen der folgenden Gleichung. $V t h = V b e \frac{R b e + R c b}{R b e}$
Der Widerstand Rcb, der auf dem Halbleitersubstrat 8 ausgebildet ist, und ein Widerstand Rcb' als ein variabler Widerstand zur Vorspannungseinstellung sind parallel verbunden, um einen kombinierten Widerstandswert (=Rcb×Rcb'/(Rcb+Rcb')) variabel zu machen. Vier Widerstände R1 bis R4, die aus einer Widerstandsschicht ausgebildet sind, sind auf der oberen Oberfläche des Vorspannungs-Einstellsubstrats 14 mit der gleichen Elektrodenlänge ausgebildet. Die vier Widerstände R1 bis R4 sind jeder so ausgelegt, dass sie eine Elektrodenbreite aufweisen, die zweimal diejenige des anderen ist, was unterschiedliche Widerstandswerte bereitstellt. Die einen Anschlüsse der vier Widerstände R1 bis R4 sind alle durch eine metallische Dünnschicht 15 verbunden. Kontaktstellenelektroden sind mit den anderen unverbundenen Anschlüssen der vier Widerstände R1 bis R4 verbunden, und eine Elektrode 16, welche mit einem Massepotential verbunden ist, ist an einer Position gegenüber den Kontaktstellenelektroden angeordnet. Es ist dadurch möglich, einzustellen, ob die Kontaktstellenelektroden der vier Widerstände R1 bis R4 über einen Draht mit der Elektrode 16 verbunden und mit einer Masse verbunden werden sollen oder nicht, und einen Widerstandswert aus 16 Werten abhängig davon, ob Drahtverbindungen der vier Widerstände R1 bis R4 vorhanden sind oder nicht, auszuwählen.
Der Widerstandswert wird am kleinsten, wenn alle vier Widerstände R1 bis R4 über den Draht 17 mit einer Masse verbunden sind, und der Widerstandswert wird am größten, wenn alle vier Widerstände R1 bis R4 nicht mit einer Masse verbunden sind. Es ist bevorzugt, den Widerstand Rcb so auszulegen, dass ermöglicht wird, dass die Schwellenwertspannung Vth eingestellt werden kann, wenn die Spannung den höchsten Wert in der negativen Richtung einnimmt, der innerhalb eines Bereichs von Variationen der Gate-Spannung Vgq des Transistors Q1 angenommen werden kann, und den Widerstandswert des Vorspannungs-Einstellsubstrats 14 so zu bestimmen, dass alle Widerstände R1 bis R4 auf dem Vorspannungs-Einstellsubstrat 14 mit einer Masse verbunden sind, wenn die Spannung ihren kleinsten Wert in der negativen Richtung einnimmt, der innerhalb eines Bereichs von Variationen der Gate-Spannung Vgq angenommen werden kann. Wenn zum Beispiel eine Variation von 0,2 V der Gate-Spannung Vgq bewältigt wird, wird eine 16-stufige Schwellenwertspannung Vth erhalten, und es ist dadurch möglich, die Vorspannung innerhalb eines Bereichs von ungefähr 0,013 V einzustellen.
Wie vorstehend beschrieben, stellt die vorliegende Ausführungsform den Vbe-Vervielfacher bereit, welcher eine Niederfrequenz-Stabilisierungsschaltung ist und die Spule, welche eine hohe Impedanz bei einer Betriebsfrequenz zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss des FET-Verstärkers Q1 zeigt. Dies ermöglicht es, eine unnötige niederfrequente Oszillation zu verhindern, während der Gate-Vorspannungsstrom niedrig gehalten wird. Als eine Folge ist es möglich, sowohl eine Stabilität als auch eine geringe Leistungsaufnahme zu erzielen. Weiter stellt ein Verwenden des Vbe-Vervielfachers, der auf dem GaAs-basierten oder InP-basierten halbisolierenden Substrat ausgebildet ist, eine Wirkung zur Verfügung, dass HF-Verluste, die durch die Stabilisierungsschaltung verursacht werden, gering sind, selbst wenn er in einem GHz-Band verwendet wird.
Zweite Ausführungsform
8 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Die Stabilisierungsschaltung 1 der vorliegenden Ausführungsform weist weiter einen Kondensator Ccb auf, der parallel zu dem Widerstand Rcb zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss des Transistors Q2 angeschlossen ist. Der Transistor Q2 und der Kondensator Ccb sind auf dem einzelnen Substrat angeordnet.
Damit die Stabilisierungsschaltung 1 eine niedrige Impedanz über einen weiten Frequenzbereich halten kann, muss der Transistor Q2 bewirken, dass ein Emitter-Strom bei hoher Geschwindigkeit fließt. Ein Basis-Strom muss fließen, um zu bewirken, dass der Emitter-Strom fließt. Die Geschwindigkeit ist jedoch in der ersten Ausführungsform verringert, weil eine Ladung über den Widerstand Rcb oder den Widerstand Rbe an den Basis-Anschluss bereitgestellt wird, damit der Basis-Strom des Transistors Q2 fließt.
Andererseits wird in der zweiten Ausführungsform eine Ladung, die bewirkt, dass der Basis-Strom fließt, von der Ladung (Vbe×Ccb) des Kondensators Ccb bereitgestellt. Dies ermöglicht eine weitere Stabilisierung bei hohen Frequenzen (für ein unnötiges Signal von 1 GHz oder höher) als bei der ersten Ausführungsform. Weiter wird, da der Basis-Strom einen Stromverstärkungsfaktor von ungefähr einem Hundertstel desjenigen des Emitter-Stroms aufweist, nur eine geringe Ladung benötigt, was ermöglicht, eine geringe Impedanz mit einer relativ kleinen Kapazität zu erzielen.
9 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse des Realteils der Eingangsimpedanz der Stabilisierungsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Das Einschließen des Kondensators Ccb erzielt eine niedrige Impedanz selbst in einem Hochfrequenzbereich von 10 GHz oder höher und liefert einen Stabilisierungseffekt bis zu äußerst hohen Frequenzen. Es ist zu beachten, dass in der Analyse aus 9 die Kapazität des Kondensators Ccb 5 pF ist und die Schaltungsfläche nicht vergrößert werden muss.
Wie vorstehend beschrieben, ist der Kondensator Ccb parallel zu dem Basis-KollektorWiderstand Rcb des Vbe-Vervielfachers angeschlossen, und es ist dadurch möglich, eine Wirkung des Bereitstellens einer geringen Impedanz bis zu Frequenzen, die höher als diejenigen der ersten Ausführungsform sind, zu erhalten.
Dritte Ausführungsform
10 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In Hochfrequenzverstärkern, die für Radar oder dergleichen verwendet werden, kann eine Gate-Vorspannung eines Verstärkungs-FETs auf gleich oder weniger als eine Abschnürspannung eingestellt werden, welche eine Gate-Spannung ist, bei der kein Drain-Strom fließt, wenn keine Signalverstärkung ausgeführt wird, um so den durch den Verstärkungs-FET fließenden Drain-Strom zu begrenzen und eine geringe Leistungsaufnahme zu implementieren.
In den Schaltungsanordnungen der ersten und zweiten Ausführungsform fließt, wenn ein Gate-Pulssignal direkt von dem Eingangsanschluss IN angelegt wird, ein Strom abrupt durch die Stabilisierungsschaltung 1 bei einer Spannung, die gleich oder kleiner ist als die Schwellenwertspannung Vth, und es ist deshalb schwierig, eine Spannung, die gleich oder kleiner als die Abschnürspannung ist, an den Gate-Anschluss des Transistors Q1 anzulegen. Obwohl es theoretisch möglich ist, eine innere Impedanz der Pulsquelle zu verringern, um die Gate-Spannung auf die Abschnürspannung einzustellen, ist es schwierig, eine Pulsquelle mit einer niedrigen inneren Impedanz zu generieren.
Somit schließt die vorliegende Ausführungsform eine Pulssignalquelle 18 an, die eine Pulsspannung über einen Verbindungsanschluss 19 an den Basis-Anschluss des Transistors Q2 der Stabilisierungsschaltung 1 anlegt. Dies ermöglicht, dass eine Gate-Signalspannung normal an den Gate-Anschluss des Transistors Q1 angelegt wird.
11 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse darstellt, wenn unter der Annahme, dass eine innere Impedanz der Pulssignalquelle 50 Ω ist, Pulse von 0 V und -5 V bei einer Wiederholungsperiode von 1 ms eingegeben werden. In der Schaltung der ersten Ausführungsform kann, wenn ein Pulssignal von dem Eingangsanschluss IN angelegt wird, die Gate-Spannung nicht auf eine Spannung gleich oder kleiner als die Schwellenwertspannung Vth eingestellt werden. Andererseits wird in dem Fall der vorliegenden Ausführungsform eine Spannung gleich oder kleiner als Vp realisiert, und der Verstärker kann pulsgesteuert werden.
Vierte Ausführungsform
Wenn ein Gate-Leckstrom des Transistors Q1 verglichen mit dem durch die Stabilisierungsschaltung 1 fließenden Strom vernachlässigbar klein ist, führen die erste bis dritte Ausführungsform Funktionen wirksam aus, aber wenn die Höhe des Gate-Leckstroms groß ist, wird dies ein Problem. 12 ist ein Diagramm, das ein Verhalten eines Gate-Stroms eines allgemeinen Verarmungstyp-FETs mit Bezug auf eine HF-Eingangsleistung darstellt. Wenn die Eingangsleistung niedrig ist, fließt der Gate-Strom sehr schwach von dem Gate zu der Leistungsquelle, deren Wert ein negativer Wert ist. Wenn die Eingangsleistung steigt, steigt der Strom in einer negativen Richtung. Wenn die Eingangsleistung noch größer ist, steigt der Gate-Strom signifikant in eine positive Richtung.
In den Schaltungen der ersten bis dritten Ausführungsform arbeitet die Gate-Vorspannungsleistungsversorgung, um die Summe der Ströme von dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 und von der Stabilisierungsschaltung 1 zu neutralisieren. Wenn der Eingangsstrom steigt und der Gate-Strom weiter ausgegeben wird, kehrt sich der erhöhte Strom in Richtung der Stabilisierungsschaltung 1 um. Von dem Strom, der normalerweise von der Stabilisierungsschaltung 1 ausgegeben wird und dem Strom, der durch die Umkehrung zurückgegeben wird, sinkt der von der Stabilisierungsschaltung 1 ausgegebene Strom folglich. Wenn der von dem Gate-Anschluss des Transistors Q1 ausgegebene Strom größer ist als der normalerweise von der Stabilisierungsschaltung 1 ausgegebene Strom, wird der Strom der Stabilisierungsschaltung 1 invertiert. Es kann jedoch nicht bewirkt werden, dass der durch die Polarität des Transistors Q2 invertierte Strom in die Stabilisierungsschaltung 1 fließt, und der übrige Strom muss durch die Vorspannungsleistungsversorgung auf der Gate-Seite neutralisiert werden. Wenn der durch die Gate-Vorspannungsleistungsversorgung neutralisierte Strom schwankt, schwankt ein Spannungsabfall an dem Widerstand von der Leistungsversorgung zu dem Transistor Q1, und so sinkt die Gate-Spannung (nähert sich 0 V). Da der Abfall der Gate-Spannung bewirkt, dass der Drain-Strom außerordentlich steigt, ist der Abfall der Gate-Spannung von dem Standpunkt eines Erzielens einer geringen Leistungsaufnahme nicht wünschenswert.
13 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Die vorliegende Ausführungsform korrespondiert zu der Schaltung der ersten Ausführungsform, zu der eine Konstantstromschaltung 20 hinzugefügt ist. Es ist zu beachten, dass die Konstantstromschaltung 20 zu den Schaltungen der zweiten und dritten Ausführungsform hinzugefügt werden kann. Ein Konstantstromanschluss der Konstantstromschaltung 20 ist mit dem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 verbunden.
Die Konstantstromschaltung 20 weist Transistoren Q3 und Q4, welche NPN-Typ-Bipolartransistoren sind, einen Widerstand Rc und einen negativen Spannungsversorgungsanschluss 21, an den eine negative Spannung angelegt wird, auf. Der Transistor Q3 erzeugt eine Spannung, die als eine Referenz für einen Konstantstrom dient. Der Transistor Q4 bewirkt, dass ein Konstantstrom fließt. Der Widerstand Rc erzeugt eine Referenz für den Konstantstrom.
Eine Emitter-Fläche E3 des Transistors Q3 ist kleiner als eine Emitter-Fläche E4 des Transistors Q4. Ein Basis-Anschluss des Transistors Q3 ist mit einem Kollektor-Anschluss des Transistors Q3 und einem Basis-Anschluss des Transistors Q4 verbunden. Da die Basis-Anschlüsse der Transistoren Q3 und Q4 miteinander verbunden sind, sind Basis-Emitter-Spannungen beider Transistoren die gleichen.
Die Emitter-Anschlüsse der Transistoren Q3 und Q4 sind miteinander verbunden und mit dem negativen Spannungsversorgungsanschluss 21 verbunden. Eine für die Konstantstromschaltung 20 benötigte Leistung wird von dem negativen Spannungsversorgungsanschluss 21 bereitgestellt. Der Widerstand Rc ist zwischen dem Kollektor-Anschluss des Transistors Q3 und einem Masseanschluss angeschlossen. Ein Kollektor-Anschluss des Transistors Q4 ist mit einem Emitter-Anschluss des Transistors Q2 als einem Konstantstromanschluss der Konstantstromschaltung 20 verbunden. Ein von der Konstantstromschaltung 20 fließender Strom ist größer als ein maximaler Gate-Strom, der von dem Transistor Q1 fließen kann.
Eine Spannung, die durch Subtrahieren der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q3 von einer Spannung Vgg, die an den negativen Spannungsversorgungsanschluss 21 angelegt wird, erhalten wird, wird an den Widerstand Rc angelegt. Deshalb fließt ein Strom von (Vcc-Vbe)÷Rc durch den Widerstand Rc. Ein Teil dieses Stroms fließt auch durch die Basis-Anschlüsse der Transistoren Q3 und Q4, aber wenn der Basis-Strom ignoriert wird, weil er klein ist, wird der Strom im Wesentlichen ein Kollektor-Strom Ic3 des Transistors Q3. Da der Kollektor-Strom proportional zu der Emitter-Fläche ist, wenn die Basis-Emitter-Spannung die gleiche ist, wird ein Kollektor-Strom Ic4 des Transistors Q4, dessen Basis-Emitter-Spannung die gleiche wie diejenige des Transistors Q3 ist, Ic3×E4÷E3, und ein Konstantstrom, der von der Spannung des Transistors Q4 unabhängig ist, fließt. Solch eine Schaltungsanordnung wird eine „Strom-Spiegelschaltung“ genannt.
Der Strom, der von der Stabilisierungsschaltung 1 ausgegeben wird, und der Gate-Strom des Transistors Q1 werden von der Konstantstromschaltung 20 bereitgestellt. Wenn eine Eingangsleistung eines Eingangssignals in den Transistor Q1 steigt und ein hoher Gate-Strom ausgegeben wird, wird der Strom ebenfalls von der Konstantstromschaltung 20 ausgegeben. Wenn jedoch die Summe des von der Stabilisierungsschaltung 1 ausgegebenen Stroms und des von dem Transistor Q1 ausgegebenen Stroms, der durch die Eingabe des Eingangssignals erhöht worden ist, den Strom der Konstantstromschaltung 20 überschreitet, wird der Überstrom von dem Eingangsanschluss IN ausgegeben, und ein Spannungsabfall wird durch einen inneren Widerstand der Vorspannungsleistungsversorgung generiert, was verursacht, dass die Gate-Spannung schwankt. Deshalb muss der von der Konstantstromschaltung 20 fließende Strom gleich oder größer sein als die Summe des für die Stabilisierungsschaltung 1 notwendigen Stroms und eines maximalen Stroms, der ausgegeben werden kann, wenn der Transistor Q1 ein gewünschtes Eingangssignal empfängt.
Fünfte Ausführungsform
14 ist eine schematische Darstellung, die eine Halbleitervorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Die vorliegende Ausführungsform korrespondiert zu der Schaltung in der vierten Ausführungsform, zu welcher eine Spannungsgenerierungsschaltung 22 hinzugefügt ist. Weiter ist eine Spule L_feed zwischen den Emitter-Anschlüssen der Transistoren Q3 und Q4 und dem Eingangsanschluss IN angeschlossen. Die Spule L_feed ist eine Zweipolschaltung, in welcher eine Impedanz bei einer Frequenz eines Eingangssignals größer ist als ein Umkehrwert eines Spannungsdifferenzwerts eines Stroms, der durch die Stabilisierungsschaltung 1 fließt. Da die Impedanz der Spule L_feed bei der Frequenz des Eingangssignals steigt, ist es möglich, zu verhindern, dass das von dem Eingangsanschluss IN eingegebene Eingangssignal in die Konstantstromschaltung 20 fließt.
Die Spannungsgenerierungsschaltung 22 ist zwischen dem Eingangsanschluss IN und dem Gate-Anschluss angeschlossen und weist einen Widerstand Rg und einen Kondensator Cg auf, welche parallel miteinander verbunden sind. Der Widerstand Rg erzeugt eine Potentialdifferenz basierend auf einem Gleichstrom Ir und generiert eine Gate-Vorspannung von der Spannung, die von dem Eingangsanschluss IN angelegt wird, um die Konstantstromschaltung 20 zu treiben.
Da das von dem Eingangsanschluss IN eingegebene Eingangssignal mit dem Widerstand allein schwächer werden würde, wird der Bypass-Kondensator Cg verwendet, sodass das Eingangssignal ohne Abschwächung durch die Spannungsgenerierungsschaltung 22 hindurchgeht. Der Strom Ir, der durch Subtrahieren des von der Stabilisierungsschaltung 1 fließenden Stroms und eines von dem Transistor Q1 fließenden Gate-Stroms von dem Strom, der von der Konstantstromschaltung 20 fließt, erhalten wird, fließt in den Widerstand Rg. Somit wird, um eine Differenz zwischen einer Spannung Vbias, die von außen vorgespannt wird, und einer notwendigen Gate-Spannung Vgq zu erzeugen, der Widerstand Rg auf (Vbias-Vgq)/Ir festgelegt. Weiter kann der Kondensator Cg einen hohen Wert aufweisen und kann so ausgewählt sein, dass er die Impedanz bei der Frequenz des Eingangssignals reduziert und eine Abschwächung durch den Widerstand Rg reduziert. Als eine Richtlinie zum Auswählen des Kondensators Cg ist die Impedanz des Kondensators Cg bei der Frequenz des Eingangssignals bevorzugt kleiner als der Widerstandswert des Widerstands Rg.
Die vierte Ausführungsform benötigt den Eingangsanschluss IN, den Ausgangsanschluss OUT und den negativen Spannungsversorgungsanschluss 21 als externe Anschlüsse. Wenn ein kleines Halbleitergehäuse verwendet wird, kann jedoch die Anzahl an Anschlüssen begrenzt sein. Im Gegensatz dazu benötigt die vorliegende Ausführungsform den negativen Spannungsversorgungsanschluss 21 nicht als externen Anschluss und kann deshalb die Anzahl der externen Anschlüsse des Halbleitergehäuses reduzieren.
Durch eine Simulation ist bestätigt worden, dass es einen Effekt eines Unterdrückens von Variationen der Gate-Spannung gibt, wenn der Gate-Strom des Transistors Q1 steigt. 15 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines Verhältnisses zwischen dem Gate-Strom und der Gate-Spannung der Schaltungen der ersten und fünften Ausführungsform darstellt. Verglichen mit der ersten Ausführungsform kann die fünfte Ausführungsform eine konstante Gate-Spannung implementieren, selbst wenn ein höherer negativer Gate-Strom fließt. Selbst in dem Fall der fünften Ausführungsform, wenn ein negativer Gate-Strom von 90mA oder höher fließt, ändert sich die Gate-Spannung abrupt. Wie vorstehend beschrieben, ist dies ein Fall, in welchem der Gate-Strom den von der Konstantstromschaltung 20 fließenden Strom überschreitet. Wenn eine tatsächliche Schaltung ausgelegt wird, wird das System so ausgelegt, dass der von der Konstantstromschaltung 20 fließende Strom den Gate-Strom überschreitet, der von dem Transistor Q1 fließen kann. Weiter ist der Strom, der von der Gate-seitigen Leistungsversorgung in der fünften Ausführungsform fließt, 0,1 A oder weniger, was 1/3 des Stromwerts 0,3 A nach einem Durchführen einer Stabilisierung durch die herkömmliche Schaltung ist, die in der ersten Ausführungsform beschrieben ist.
16 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse eines eingangsseitigen Reflektionskoeffizienten des Verstärkers darstellt. Es ist zu sehen, dass der Reflektionskoeffizient stabil ist, ohne bei allen Frequenzen jemals 0 dB zu überschreiten. 17 ist ein Diagramm, das Analyseergebnisse von MAG/MSG des Verstärkers darstellt. Es ist zu sehen, dass die fünfte Ausführungsform MAG/MSG bei niedrigen Frequenzen (100 MHz oder weniger) ausreichend reduziert, wogegen sie in einem Ziel-Auslegungs-Band MAG/MAS nicht reduziert. Somit kann MAG/MSG bei 100 MHz oder darunter reduziert werden, weil die Spannungsgenerierungsschaltung 22, die aus dem Widerstand Rg und dem Kondensator Cg, die parallel verbunden sind, besteht, nur Hochfrequenzsignale durchlässt.
Die erste bis fünfte Ausführungsform haben NPN-Typ-Transistoren eingesetzt, welche unter Verwendung von Verbundhalbleitern für alle Bipolartransistoren implementiert werden können. Somit kann ein geringer Verlust durch Einsetzen einer solchen Schaltungsanordnung erzielt werden, die unter Verwendung eines Verbundhalbleiters implementiert werden kann, und es ist deshalb möglich, die Stabilisierungsschaltung 1 innerhalb des gleichen Gehäuses wie dem des Transistors Q1 anzuordnen.
Nebeneffekte dieser Ausführungsformen werden beschrieben. Der Verbundhalbleiter weist ein Merkmal einer kürzeren Elektronenlaufzeit in dem Kollektor auf. Durch Implementieren eines Bipolartransistors, der für die Stabilisierungsschaltung 1 verwendet wird, unter Verwendung eines schnell arbeitenden Transistors (Verbundhalbleiter) kann eine Wirkung einer geringen Verzerrung für schnell modulierte Signale erwartet werden. Mit einem Signal, das nach einem Schema wie einer Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) moduliert wird, ändert sich die Signalintensität mit der Zeit. Wenn ein Signal, dessen Intensität sich über die Zeit ändert, an den Transistor Q1 angelegt wird, fließt aufgrund des in 12 gezeigten Verhältnisses ein über die Zeit variierender Gate-Strom. Wenn er in Frequenzen unterteilt wird, weist der über die Zeit variierende Gate-Strom Komponenten bis hin zu hohen Frequenzen auf. Modulationsfrequenzen neigen in den letzten Jahren dazu, zu steigen, wobei sie mehrere zehn MHz bis zu sogar mehrere hundert MHz erreichen. Da die Stabilisierungsschaltung 1 niedrige Impedanzeigenschaften bis zu hohen Frequenzen verwirklicht, selbst wenn der Gate-Strom eine Hochfrequenzkomponente aufweist, ist es möglich, die Gate-Spannung konstant zu halten. Es ist wünschenswert, eine Schwankung der Gate-Spannung zu unterdrücken, weil dies eine Schwankung eines Vorspannungspunkts verursacht, wodurch verursacht wird, dass sich Verzerrungscharakteristiken verschlechtern.
18 ist ein Diagramm, das Berechnungsergebnisse einer schwankenden Frequenzabhängigkeit von einer schwankenden Gate-Spannung darstellt. Ein Maximalwert (Spitzenwert) einer zeitlichen Variation der Gate-Spannung, wenn sich der Gate-Strom des Transistors Q1 mit der Zeit durch eine Eingangsleistung von -10 mA bis +10 mA ändert, wird berechnet, während die Schwankungsperiode geändert wird. Wenn es keine Stabilisierungsschaltung 1 gibt, kann eine niedrige Impedanz nicht durch die Vorspannungsschaltung und die Anpassungsschaltung erzielt werden, der Umfang einer Änderung der Gate-Spannung wächst, wenn die Frequenz von einer Größenordnung von 3 MHz bis zu hohen Frequenzen ansteigt, und eine Variation eines Maximalwerts von etwas unter 0,4 V tritt auf. Wenn die Stabilisierungsschaltung 1 außerhalb des Gehäuses verwendet wird, wird die Variation der Gate-Spannung verglichen mit dem Fall, in welchem keine Stabilisierungsschaltung 1 vorhanden ist, merklich reduziert. Selbst wenn die Stabilisierungsschaltung 1 außerhalb des Gehäuses angeordnet ist, wird jedoch die Variation von 10 MHz schrittweise verschlechtert. Weiter steigt die Schwankung der Gate-Spannung bei einer Frequenz in der Größenordnung von 400 MHz abrupt an. Dies ist einer Resonanzerscheinung zuzuschreiben, die mit der Induktivität der Verdrahtung von der Stabilisierungsschaltung 1 zu dem Transistor Q1 und der Gate-Kapazität des Transistors Q1 zusammenhängt. Wenn die Stabilisierungsschaltung 1 in der Nähe des Transistors Q1 in dem Gehäuse angeordnet ist, kann der Umfang einer Änderung selbst bei 10 MHz oder mehr reduziert werden. Wenn die Stabilisierungsschaltung 1 in dem Gehäuse angebracht ist und die Kapazität (10 pF) der zweiten Ausführungsform zu der Stabilisierungsschaltung 1 hinzugefügt wird, wird eine niedrige Impedanz weiter bei Frequenzen von 100 MHz oder höher implementiert, und deshalb wird die Schwankung der Gate-Spannung weiter korrigiert.
Es ist zu beachten, dass die vorstehend beschriebene erste bis fünfte Ausführungsform nichts als grundlegendste Verstärker als ein Beispiel einer Halbleitervorrichtung gezeigt haben, und die vorliegende Erfindung eine Technik ist, die allgemein auf Halbleitervorrichtungen einschließlich Oszillatoren oder Mischer oder dergleichen anwendbar ist.
Bezugszeichenliste

1: n^--Typ-Halbleitersubstrat (Substrat),
2: p⁺-Typ-Anodenschicht ,
3: p⁺-Typ-Schutzringschicht,
5: n⁺-Typ-Kathodenschicht,
6: Anodenelektrode,
7: Kathodenelektrode,
8: Vertiefung

Claims

Halbleitervorrichtung, aufweisend: - einen Verarmungstyp-Feldeffekttransistor (Q1), der einen Gate-Anschluss, einen Drain-Anschluss und einen Source-Anschluss aufweist; - einen Heterojunction-Bipolartransistor (Q2) der Gruppe III-V, der einen Basis-Anschluss, einen Emitter-Anschluss, der elektrisch mit dem Gate-Anschluss verbunden ist, und einen Kollektor-Anschluss, der mit dem gleichen Potential wie das des Source-Anschlusses verbunden ist, aufweist; - einen ersten Widerstand (Rbe), der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Emitter-Anschluss angeschlossen ist; und - einen zweiten Widerstand (Rcb), der zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss angeschlossen ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, weiter aufweisend eine Spule (Lstab), die zwischen dem Gate-Anschluss und dem Emitter-Anschluss angeschlossen ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, weiter aufweisend einen ersten Kondensator (Ccb), der parallel zu dem zweiten Widerstand (Rcb) zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss angeschlossen ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei der Bipolartransistor (Q2) und der erste Kondensator (Ccb) auf einem einzelnen Substrat angeordnet sind.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Feldeffekttransistor (Q1) und der Bipolartransistor (Q2) in einem einzelnen Gehäuse (2) untergebracht sind.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei: - der Feldeffekttransistor (Q1) eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren (Q1) aufweist und - ein Bipolartransistor (Q2) mit einem oder zwei der Feldeffekttransistoren (Q1) verbunden ist.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, weiter aufweisend einen variablen Widerstand (Rcb'), der parallel zu dem zweiten Widerstand (Rcb) angeschlossen ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei: - der variable Widerstand (Rcb`) eine Mehrzahl von Widerständen (R1, R2, R3, R4) aufweist, die unterschiedliche Widerstandswerte aufweisen, und - ein Widerstandswert des variablen Widerstands (Rcb') durch ein Vorhandensein oder ein Fehlen von Drahtverbindungen der Mehrzahl von Widerständen (R1, R2, R3, R4) ausgewählt ist.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, weiter aufweisend eine Pulssignalquelle (18), die eingerichtet ist, eine Pulsspannung an den Basis-Anschluss des Bipolartransistors (Q2) anzulegen.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, weiter aufweisend eine Konstantstromschaltung (20), die einen Konstantstromanschluss aufweist, der mit dem Emitter-Anschluss des Bipolartransistors (Q2) verbunden ist.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 10, wobei ein Strom, der von der Konstantstromschaltung (20) fließt, größer ist als ein maximaler Gate-Strom, der von dem Feldeffekttransistor (Q1) fließt.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 10 oder 11, wobei: - die Konstantstromschaltung (20) erste und zweite Bipolartransistoren (Q3, Q4) eines NPN-Typs und einen dritten Widerstand (Rc) aufweist, - eine Emitter-Fläche des ersten Bipolartransistors (Q3) kleiner ist als eine Emitter-Fläche des zweiten Bipolartransistors (Q4), - ein Basis-Anschluss des ersten Bipolartransistors (Q3) mit einem Kollektor-Anschluss des ersten Bipolartransistors (Q3) und einem Basis-Anschluss des zweiten Bipolartransistors (Q4) verbunden ist, - Emitter-Anschlüsse des ersten und zweiten Bipolartransistors (Q3, Q4) miteinander verbunden sind, um eine negative Spannung an die Emitter-Anschlüsse des ersten und zweiten Bipolartransistors (Q3, Q4) anzulegen, - der dritte Widerstand (Rc) mit dem Kollektor-Anschluss des ersten Bipolartransistors (Q3) verbunden ist und - ein Kollektor-Anschluss des zweiten Bipolartransistors (Q4) mit dem Emitter-Anschluss des Bipolartransistors (Q2) als der Konstantstromanschluss der Konstantstromschaltung (20) verbunden ist.
Halbleitervorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Bipolartransistor (Q2) aus einem Verbundhalbleiter besteht.
Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 13, wobei der erste Widerstand (Rbe) und der Bipolartransistor (Q2) auf einem einzelnen Substrat angeordnet sind.