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Die
Erfindung betrifft eine Ladungspumpenschaltung für einen Phasenregelschaltkreis,
die zwei ansteuerbare Stromquellenzweige aufweist, welche jeweils
einen Speisestrom zum Speisen eines differentiellen aktiven Regelschleifenfilters
in dem Phasenregelschaltkreis erzeugen und Steuerausgänge aufweisen, über die
der von jedem Stromquellenzweig erzeugte Speisestrom steuerbar ist,
wobei jeder Speisestrom aus einem positiven UP-Strom und einem negativen
DOWN-Strom zusammengesetzt ist.
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Solche
Ladungspumpenschaltungen für Phasenregelkreise,
die auch als Nachlaufsynchronisationsschaltungen oder PPL-Schaltungen
bezeichnet werden, dienen dazu, innerhalb des Phasenregelkreises
einen Oszillator über
einen Regelschleifenfilter so anzusteuern, daß der Oszillator hinsichtlich
seiner Frequenz genau mit einer Bezugsfrequenz übereinstimmt, wobei eine feste
Phasenverschiebung eingehalten wird. Dabei muß der Regelschleifenfilter
mit einem Strom beaufschlagt werden, der vom Signal eines Phasendetektors
abhängt,
welcher die Bezugsfrequenz mit der vom Ausgang rückgespeisten Frequenz des einzustellenden
Oszillators vergleicht. Der Phasendetektor gibt dabei ein UP-Schaltsignal oder
ein DW-Schaltsignal aus, mit dem die Ladungspumpenschaltung zur
Ausgabe des Ansteuerstromes für
den Regelschleifenfilter angesteuert wird.
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Die
Ladungspumpenschaltung erzeugt somit den positiven UP-Strom und
den negativen DOWN-Strom abhängig
von den Steuersignalen, die sie vom Phasendetektor erhält. Die
beiden Ströme zusammen
bilden dann den Speisestrom, der dem Regelschleifenfilter zugeführt wird.
Beim Entwurf solcher Ladungspumpenschaltungen muß insbesondere, wenn erhöhte Anforderungen
an Zeitgenauigkeit und Phasenfluktuationen gestellt werden, besonderer
Aufwand getrieben werden, um dafür
zu sorgen, daß UP-Strom
und DOWN-Strom in der Ladungspumpenschaltung exakt gleich sind.
Ein Beispiel für solche
erhöhte
Anforderungen findet sich bei der Synchronisation von Hauptprozessor
und Koprozessor bei Computerprozessoren und ist beispielsweise in
der Veröffentlichung
M. Johnson, E. Hudson, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.
23, No. 5, Oktober 1988, S. 1218 ff, beschrieben. Dabei wird ein Phasenregelkreis
im Baustein des Koprozessors vorgesehen, der die Zeitsteuerung des
Koprozessors an die des Hauptprozessors anpaßt.
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Die
exakte gegenseitige Anpassung von UP-Strom und DOWN-Strom ist aus
folgenden Gründen
erforderlich:
Rastet der Phasenregelkreis ein und hat damit
die vom Oszillator ausgegebene, rückgespeiste Frequenz den gleichen
Wert wie die Bezugsfrequenz bei gleichzeitig fester Phasenbeziehung,
so darf insgesamt kein Strom in den Regelschleifenfilter fließen, da
ansonsten der Oszillator, der die rückgeführte Frequenz ausgibt, ständig verstellt
würde.
Bei einer Fehlanpassung von UP-Strom
und DOWN-Strom fließt
jedoch auch dann ein Netto-Strom in den Regelschleifenfilter. Dieser
Netto-Strom moduliert zum einen die vom Regelschleifenfilter ausgegebene Spannung
und verstellt damit die vom Oszillator abgegebene Frequenz, was
im Frequenzspektrum des Oszillators Obertöne zur Folge hat, die unerwünschte Phasenfluktuation
(Jitter) bedingen. Zum anderen verursacht ein Netto-Strom in dem
Regelschleifenfilter eine systematische Phasenabweichung zwischen Bezugsfrequenz
und erzeugter Frequenz, was die Eigenschaften des Phasenregelkreises
hinsichtlich Zeitexaktheit, wie sie beispielsweise bei vorerwähnter Anwendung
gefordert sind, drastisch herabgesetzt.
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Zum
betriebszustandsunabhängigen
Abgleich von UP-Strom und DOWN-Strom sind mehrere Lösungsmöglichkeiten
denkbar. So könnte
man UP- und DOWN-Ströme
durch kaskadierte Stromquellen aufbauen, um die Ausgangswiderstände zu erhöhen. Dann
könnte
man zwar die UP- und DOWN-Ströme theoretisch
für einen
großen
Bereich an Innenwiderständen
des Regelschleifenfilters anpassen, jedoch wäre diese Anpassung nur für eine bestimmte
Temperatur exakt. Auch setzt diese Lösung voraus, daß die kaskadierten
Stromquellen exakt gleich sind, was aufgrund variierender Prozeßparameter
bei der Herstellung in Realität
nicht der Fall ist.
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Weiter
wäre es
denkbar, die UP- und DOWN-Ströme
durch Addition bzw. Subtraktion eines Korrekturstromes, der in gewissen
Schritten eingestellt werden kann, abzugleichen. Jedoch wäre hier
ebenfalls nur eine Anpassung für
bestimmte Temperatur- bzw. Herstellungsprozeßbedingungen erreicht.
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Schließlich könnte man
für die
Erzeugung der UP- und DOWN-Ströme
denselben Transistortyp einsetzen. Hierbei ergibt sich jedoch der
Nachteil, daß man
einen weiteren Stromspiegel einführen müßte, um
einen der beiden Ströme
zu spiegeln, wodurch eine Verzögerung
im Ansprechverhalten der Veränderung
von UP- oder DOWN-Strömen
bedingt ist. Dies würde
wiederum zu einer Fehlanpassung führen. Im übrigen wäre auch hier keine Unempfindlichkeit
gegenüber
Temperaturänderungen,
Variationen der Herstellprozeßbedingungen
oder Schwankungen der Versorgungsspannung gegeben.
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In
der Druckschrift
DE
695 13 185 T2 ist eine hochsymmetrische bidirektionale
Stromquelle angegeben. Dort ist ein Operationsverstärker zum
Potentialausgleich zwischen die beiden Ausgangsknoten der Stromquelle
geschaltet. Ein weiterer Operationsverstärker ist mit seinem nicht-invertierenden
Eingang an einen Zwischenknoten eines zusätzlichen Zweiges der Stromquelle
angeschaltet und mit seinem invertierenden Eingang an einen der
beiden Ausgangsknoten der Stromquelle angeschlossen.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ladungspumpenschaltung
für einen PLL-Schaltkreis
zu schaffen, bei der UP- und DOWN-Ströme, aus
denen der Speisestrom zusammengesetzt ist, unabhängig von Versorgungsspannung,
Betriebstemperatur oder Variationen der Herstellprozeßparameter
besser gegeneinander abgeglichen sind.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Ladungspumpenschaltung für einen PLL-Schaltkreis, die
aufweist zwei ansteuerbare Stromquellenzweige, welche jeweils an
einem zugeordneten Abgriff einen Speisestrom zum Speisen eines differenziellen
Regelschleifenfilters in dem PLL-Schaltkreis erzeugen und Steuereingänge aufweisen, über die
der von jedem Stromquellenzweig erzeugte Speisestrom steuerbar ist,
wobei jeder Speisestrom aus einem positiven UP-Strom und einem negativen
DOWN-Strom zusammengesetzt ist und die zwei Stromquellenzweige Schaltelemente
aufweisen, sowie hinsichtlich dieser Schaltelemente identischen
und zueinander symmetrischen Aufbau haben, einen Vergleichsstromquellenzweig,
der hinsichtlich seiner Schaltelemente identischen und symmetrischen
Aufbau zu den zwei Stromquellenzweigen hat und einen Abgriff aufweist
zum Abgreifen einer Bezugsspannung, und eine Regelschleife, die
am Abgriff des Vergleichsstromquellenzweig eine Bezugsspannung abgreift sowie
aus den beiden Speiseströmen
abgeleitet an den Abgriffen der ansteuerbaren Stromquellenzweige
eine Gleichtaktspannung ableitet und durch Ansteuerung der zwei Stromquellenzweige
die Gleichtaktspannung auf die Bezugsspannung regelt.
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Erfindungsgemäß wird also
die Anpassung durch eine automatisch arbeitende Regelung erreicht,
so daß dadurch
der Netto-Strom,
der zum Regelschleifenfilter fließt, automatisch Null ist, wenn
der Phasenregelkreis eingerastet ist. Dazu wird ein differentiell
angesteuertes Regelschleifenfilter ausgenutzt, das weitere Vorteile
hinsichtlich geringen Phasenfluktuationen im Phasenregelkreis hat.
Die zwei Speiseströme
für die
differentiellen Eingänge
des Regelschleifenfilters werden mittels zwei Stromquellenzweigen
erzeugt, wobei jeder Stromquellenzweig einen Speisestrom bereitstellt.
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Jeder
Stromquellenzweig erzeugt den Speisestrom aus dem positiven UP-Strom
und dem negativen DOWN-Strom zusammengesetzt und weist entsprechende
Abschnitte zum Erzeugen des positiven UP-Stroms bzw. des negativen
DOWN-Stroms auf. Erfindungsgemaß weisen
die Stromquellenzweige Schaltelemente auf und sind hinsichtlich
dieser Schaltelemente identisch und bezüglich der Erzeugung von UP-
und DOWN-Strom symmetrisch aufgebaut. Somit ist durch den Schaltungsaufbau
bereits eine gute Voranpassung der Stromquellenzweige bzw. deren
Abschnitte erreicht.
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Um
die Abschnitte und damit die UP-Ströme und DOWN-Ströme noch
weiter gegeneinander abzugleichen, ist ein Vergleichsstromquellenzweig
vorgesehen, der hinsichtlich seiner aktiven Schaltelemente identischen
und symmetrischen Aufbau zu jedem der zwei Stromquellenzweige hat
und ebenfalls zwei symmetrische Abschnitte aufweist. Diesbezüglich stellt
der Vergleichsstromquellenzweig eine Replizierung eines Stromquellenzweiges
dar. Der Vergleichsstromquellenzweig dient dazu, eine Bezugsspannung
bereitzustellen, die ein Maß für die aktuelle,
d.h. bei den momentanen Betriebszuständen vorliegende Fehlanpassung
der beiden Abschnitte der Stromquellenzweige, die den positiven
UP- bzw. den negativen DOWN-Strom
erzeugen, ist.
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Da
sich diese Fehlanpassung der beiden Abschnitte in einem Gleichtaktanteil
der differentiellen Speiseströme
der beiden Stromquellenzweige wiederfindet, wird erfindungsgemäß ein Abschnitt
der beiden Stromquellenzweige durch die Regelschleife so verändert, daß insgesamt
die Gleichtaktspannung auf die Bezugsspannung geregelt ist. Ist
die Gleichtaktspannung gleich der Bezugsspannung, so ist dadurch
sichergestellt, daß insgesamt
kein Netto-Strom zum Regelschleifenfilter fließt, wenn der Phasenregelkreis
eingerastet ist.
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Durch
die Einführung
des hinsichtlich seiner aktiven Schaltelemente zu den zwei Stromquellenzweigen
identischen Vergleichsstromquellenzweiges in der Ladungspumpenschaltung
ist ein Regler möglich,
der die Stromquellenzweige hinsichtlich ihrer zwei Abschnitte, die
jeweils den positiven UP-Strom bzw. den negativen DOWN-Strom erzeugen,
gegeneinander abgleicht, so daß für alle Betriebsbedingungen,
insbesondere für
einen weiten Fluktuationsbereich von Temperatur und Versorgungsspannung
eine exakte gegenseitige Anpassung von UP-Strom und DOWN-Strom erreicht
ist. Der identische und symmetrische Aufbau der Stromquellenzweige
ermöglicht
insbesondere, diese Stromquellenzweige in einer Abfolge gemeinsamer Verfahrensschritte
herzustellen, wodurch erreicht werden kann, daß die Schaltelemente identische
Eigenschaften haben, was den automatischen Abgleich erleichtert.
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In
einem besonders zweckmäßigen Aufbau, der
insbesondere durch günstige
Halbleiterfertigungsmöglichkeiten
ausgezeichnet ist, ist bei der Ladungspumpenschaltung vorgesehen,
daß deren Stromquellenzweige
jeweils vier Transistoren aufweisen, deren Drain/Source-Strecken
in Reihe zueinander zwischen eine Spannungsquelle und ein Bezugspotential
geschaltet sind, wobei in der Reihenschaltung ein erstes Transistorenpaar
symmetrisch zu einem in der Reihenschaltung folgenden zweiten Transistorenpaar
ausgebildet ist, durch das erste Transistorenpaar der UP-Strom und
durch das zweite Transistorenpaar der DOWN-Strom fließt und an
einem Abgriff zwischen den zwei Transistorenpaaren der vom jeweiligen
Stromquellenzweig erzeugte Speisestrom abgegriffen ist. Jedes Transistorenpaar entspricht
dann dem eingangs erwähnten
Abschnitt.
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Jeder
Stromquellenzweig weist dann folglich eine Reihenschaltung von vier
Transistoren auf, wobei ein erstes Transistorenpaar den den UP-Strom bereitstellenden
Abschnitt und ein zweites Transistorenpaar den den DOWN-Strom erzeugenden
Abschnitt bildet. Zwischen diesen beiden Transistorenpaaren bzw.
Abschnitten, sozusagen in der Mitte der Reihenschaltung, erfolgt
der Abgriff des Speisestroms. Die Abschnitte sind zueinander symmetrisch ausgebildet,
wobei die Lage der Drain- bzw. Source-Anschlüsse von der Wahl des Transistorentyps abhängt. Dieser
Aufbau der Stromquellenzweige aus einer Reihenschaltung von vier
Transistoren hat den Vorteil, daß die Mindestanzahl an Transistoren,
die dann im duplizierten Vergleichsstromquellenzweig nötig ist,
um die Bezugsspannung zu erzeugen, vorgehalten ist und zugleich
die den UP-Strom erzeugenden Abschnitts symmetrisch zu den den DOWN-Strom
erzeugenden Abschnitten ausgebildet werden können, was zusätzlich bereits
eine Voranpassung dieser Abschnitte und somit einen Vorabgleich
der UP-Ströme
und DOWN-Ströme zur Folge hat.
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Prinzipiell
ist es zwar möglich,
einen der Abschnitte, die den UP-Strom oder den DOWN-Strom erzeugen,
nur mit einem einzelnen Transistor auszustatten, jedoch ist dann
die erwähnte
Voranpassung nicht gegeben. Die erwähnte bevorzugte Ausgestaltung
der Erfindung ermöglicht
dagegen ein sogenanntes Layout-Matching, sowohl der zwei Abschnitte
eines Stromquellenzweiges zueinander als auch der verschiedenen
Stromquellenzweige untereinander.
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Die
Verstellbarkeit des UP- bzw. des DOWN-Stromes zum Einstellen des
Speisestromes, der dem Regelschleifenfilter zugeführt wird,
kann besonders zweckmäßig durch
Ansteuerung eines Gate-Anschlusses eines Transistors erreicht werden. Eine
besonders gute Anpassung der UP- und DOWN-Ströme wird
erreicht, wenn der den UP-Strom erzeugende Abschnitt des ersten
Stromquellenzweiges mit einem Signal angesteuert wird, das komplementär zu dem
Signal ist, mit dem der Abschnitt angesteuert wird, der den DOWN-Strom
dieses Stromquellenzweiges bereitstellt. Zur Erzeugung des zweiten
Speisestroms, der zur differentiellen Ansteuerung des Regelschleifenfilters
erforderlich ist, ist dann komplementär dazu vorgesehen, daß der den
DOWN-Strom erzeugende Abschnitt mit einem Signal angesteuert ist,
das komplementär
zum Signal ist, das den erwähnten
Abschnitt des anderen Stromquellenzweiges, der den DOWN-Strom erzeugt, ist. Das
den UP-Strom dieses zweiten Stromquellenzweiges steuernde Signal
ist wiederum komplementär
zu dem Signal, das den UP-Strom des anderen Stromkreises steuert.
Durch diese Wahl der Ansteuerung der vier, die UP- bzw. DOWN-Ströme der zwei
Stromquellenzweige steuernden Transistoren, ist ebenfalls eine gute
Voranpassung der UP- an die DOWN-Ströme erreicht. Insbesondere wird
vorteilhafterweise ein exaktes Zeitsteuerverhalten gewährleistet.
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Diese
Ansteuerung ist besonders dann vorteilhaft und einfach einzusetzen,
wenn eine Ladungspumpenschaltung vorgesehen wird, bei der die Ansteuerung
der Regelschleife jeweils auf einen ersten Gate-Anschluß des ersten
Transistorpaars wirkt, der zweite Gate-Anschluß des ersten Transistorpaars
als Steueranschluß zur
Einstellung des UP-Stromes dient, der erste Gate-Anschluß des zweiten
Transistorpaars den entsprechenden Transistor leitend schaltet und
der zweite Gate-Anschluß des
zweiten Transistorpaars zur Einstellung des DOWN-Stromes dient.
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Damit
der Vergleichsstromquellenzweig wirklich exakt die aktuelle Vertrimmung
des UP-Stroms gegen den DOWN-Strom in jedem Stromquellenzweig wiedergibt,
ist es zweckmäßig, die
Bezugsspannung an dem Punkt abzugreifen, der bei den beiden Stromquellenzweigen
dem Abgriffsknoten des jeweiligen Speisestroms entspricht. Dann
ist eine besonders exakte Anpassung erreicht. Es ist deshalb vorteilhafterweise
vorzusehen, daß die
Bezugsspannung zwischen den zwei Transistorpaaren des Vergleichszweiges,
also zwischen den zwei Abschnitten des Vergleichszweiges, abgegriffen
ist.
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Wie
bereits ausgeführt,
ist die Gleichtaktspannung zwischen den differentiellen Speiseströmen ein
Maß für die Fehlanpassung
von UP-Strömen zu
DOWN-Strömen
in den zwei Stromquellenzweigen. Es ist deshalb zweckmäßig, einen
Fehlerverstärker
vorzusehen, der die Bezugsspannung und die Gleichtaktspannung vergleicht
und am Ausgang ein Signal für
die Fehlanpassung zwischen UP-Strömen und DOWN-Strömen liefert.
Besonders vorteilhaft ist es, dieses Signal direkt zur Ansteuerung
eines Gate-Anschlusses eines Transistors im jeweiligen Stromquellenzweig
zu verwenden. Dabei sollten Gate-Anschlüsse von Transistoren angesteuert
werden, die identisch zu dem Gate-Anschluß sind, dessen Gate mit dem
Bezugsspannungsabgriff im Vergleichsstromquellenzweig verbunden
ist. In der oben erwähnten
Ausführungsform
ist dies der erste Gate-Anschluß des
ersten Transistorpaares.
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Für die Stromquellenzweige
bzw. den Vergleichsstromquellenzweig können bipolare Transistoren
verwendet werden. Aus fertigungstechnischen Gründen sind jedoch MOS-Transistoren, insbesondere
MOS-Feldeffekttransistoren zu bevorzugen.
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Eine
besonders vorteilhafte Anwendung der Ladungspumpenschaltung ist
bei einer PLL-Schaltung
gegeben, wobei dieser Phasenregelkreis einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) aufweisen kann. Alternativ kann auch ein spannungsgesteuertes
Verzögerungsglied
(VCDL) eingesetzt werden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend beispielhalber noch näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:
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1 ein
Blockschaltbild eines Phasenregelkreises mit einer Ladungspumpenschaltung,
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2 ein
vereinfachtes Schaltbild einer Ladungspumpenschaltung und
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3 einen
vereinfachten Schaltplan einer Ladungspumpenschaltung mit zwei Stromquellenzweigen,
die zwei differentielle Speiseströme erzeugen sowie mit einem
Vergleichsstromquellenzweig zum Abgleich der Stromquellenzweige.
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In 1 ist
als Blockschaltbild ein Phasenregelkreis 1 gezeigt, der
an einem Eingang 2 ein Signal mit einer Bezugsfrequenz
fref aufnimmt und an einem Ausgang 3 ein
Signal mit der Bezugsfrequenz gleicher Frequenz fout abgibt,
wobei eine feste Phasenbeziehung zwischen fref und
fout gehalten wird. Ein solcher Phasenregelkreis
wird auch als Nachlaufsynchronisationsschaltung bezeichnet.
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Im
Phasenregelkreis 1 liegt das Signal mit dem Bezugssignal
fref am Eingang 2 einer Phasendetektorschaltung 4 an,
die an einem weiteren Eingang das am Ausgang 3 abgegebene
Signal nach einer weiteren, noch zu beschreibenden Bearbeitung,
zugeführt
erhält.
Der Phasendetektor 4 ist dabei so ausgeführt, daß er Signale
liefert, die von der Phasenverschiebung zwischen dem rückgekoppelten
Signal sowie dem Signal mit der Bezugsfrequenz fref wiedergibt.
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Es
sind Phasendetektoren bekannt, die eine Ausgangsspannung liefern,
welche von der Phasenverschiebung zwischen dem Signal mit der Bezugsfrequenz
und dem rückgekoppelten
Signal abhängt. Da
diese jedoch den Nachteil haben, daß sie nur einen begrenzten
Fangbereich besitzen, d.h. sie rasten nie ein, wenn der anfängliche
Frequenzunterschied zwischen dem rückgespeisten Signal und dem
Signal mit der Bezugsfrequenz fref einen
bestimmten Wert überschreitet,
wird hier als Phasendetektor 4 eine Schaltung verwendet,
die nicht eine analoge Ausgangsspannung liefert, sondern an zwei
Steuerausgängen 5 und 6 Steuersignale
UP und DW abgibt, die anzeigen, ob das Signal mit Bezugsfrequenz
der rückgespeisten
Frequenz nach- oder
voreilt. Solche Phasendetektoren werden auch als frequenzempfindliche
Phasendetektoren bezeichnet und ermöglichen einen stark vergrößerten Fangbereich,
der in der Praxis nur durch den noch zu erläuternden im Phasenregelkreis 1 verwendeten
Oszillator begrenzt ist.
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Für die Details
der schaltungstechnischen Realisierung wird vollumfänglich auf
die Veröffentlichung „Phase
Locked Loop Circuit Design",
D, Wolaver, Prentice Hall, 1991, verwiesen.
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Die
Steuerausgänge 5 und 6 sind
mit einer Ladungspumpenschaltung 7 verbunden, die abhängig von
den Steuersignalen UP und DW einen Speisestrom lf erzeugt, welcher
einem Regelschleifenfilter 8 zugeführt wird. Die Ladungspumpenschaltung stellt
dabei den Speisestrom abhängig
von den Steuersignalen UP und DW ein. Der Aufbau der Ladungspumpenschaltung 7 wird
später
noch anhand der 2 näher erläutert.
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Der
Regelschleifenfilter 8 ist ein aktives Bauelement, das
den zugeführten
Speisestrom lf in eine Ausgangsspannung umsetzt und für den Phasenregelkreis
geeignete Tiefpaßeigenschaften
hat. Beispiele für
die schaltungstechnische Realisierung des Regelschleifenfilters
finden sich ebenfalls in der erwähnten
Publikation von Wolaver.
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Die
vom Regelschleifenfilter 8 ausgegebene Spannung steuert
einen Oszillator 9, der im vorliegenden Beispiel als spannungsgesteuerter
Oszillator ausgeführt
ist. Ein solcher spannungsgesteuerter Oszillator, der auch mit der
Abkürzung
VCO bezeichnet wird, erzeugt ein Signal mit einer Frequenz, die proportional
zu einer am Eingang zugeführten
Steuerspannung ist. Im Phasenregelkreis 1 handelt es sich
bei dieser Steuerspannung um die vom Regelschleifenfilter 8 ausgegebene
Spannung. Beispiele für
die schaltungstechnische Realisierung solcher spannungsgesteuerten
Oszillatoren finden sich beispielsweise in der Veröffentlichung
U. Thietze, C. Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Aufl., Springer-Verlag,
1989, deren Offenbarungsgehalt hier vollständig einbezogen wird.
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Das
vom Oszsillator 9 abgegebene Signal steht am Ausgang 3 als
Ausgangssignal zur Verfügung.
Es wird zugleich dort abgegriffen und über eine Rückkopplungsschleife 10 dem
zweiten Eingang des Phasendetektors 4 zugeführt. In
die Rückkopplungsschleife 10 ist
dabei ein Frequenzteiler 11 geschaltet, der die Frequenz
des am Ausgang 3 abgegriffenen Signals herunterteilt, so
daß dem
Phasendetektor 4 ein Signal mit verminderter Frequenz fdiv zugeführt wird.
Der Frequenzteiler 11 übernimmt
die Funktion die ihm zugeführte
Frequenz um einen Faktor N herunterzuteilen.
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2 zeigt
schematisch die Ladungspumpenschaltung 7. Sie besteht aus
zwei Stromquellen 12 und 13, die in Reihe zwischen
eine Versorgungsspannung VCC und ein Bezugspotential GND geschaltet
sind. Zwischen den beiden Stromquellen 12 und 13 fließt an einem
Abgriff 14 der Speisestrom lf ab. Die Ladungspumpenschaltung 7 besteht
also aus zwei Abschnitten, in einem Abschnitt erzeugt die Stromquelle 12 einen
positiven Strom, der im folgenden als UP-Strom bezeichnet wird,
in dem anderen Abschnitt erzeugt die Stromquelle 13 einen
negativen Strom, der im folgenden als DOWN-Strom bezeichnet wird.
Falls UP- und DOWN-Strom gleich groß sind, fließt kein
Netto-Speisestrom lf. Überwiegt einer
der beiden Ströme,
fließt
ein entsprechender Speisestrom lf.
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Zur
Einstellung von UP- und DOWN-Strom sind in jedem Abschnitt Schaltelemente
geschaltet; zwischen der Stromquelle 12 und dem Abgriff 14 befindet
sich ein Schaltelement 15 und zwischen dem Abgriff 14 und
der Stromquelle 13 ein Schaltelement 16. Diese
Schaltelemente sind mit den Steuerausgängen 5 und 6 des
Phasendetektors verbunden, werden also mit den Steuersignalen UP
und DW beaufschlagt.
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Schließt das Steuersignal
UP das Schaltelement 15, fließt der UP-Strom. Ist das Schaltelement 16 durch
das Steuersignal DW geschlossen, fließt der DOWN-Strom. Durch geeignetes
Schließen
der Schaltelemente 15 und 16 vermöge der Steuersignale
UP und DW kann somit ein beliebiger Speisestrom lf innerhalb der
von den Stromquellen 12 und 13 erreichbaren Gesamtströme eingestellt
werden.
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Entspricht
die vom Oszillator 9 erzeugte Frequenz fout genau
der Bezugsfrequenz fref so ist allerdings
keine Verstellung des Oszillators erforderlich. In diesem Fall darf
kein Netto-Speisestrom
lf in den Regelschleifenfilter 8 fließen. Da der Phasendetektor 4 in
diesem Fall aufgrund der festen Phasenbeziehung der zwei an seinem
Eingang liegenden Signale die Steuersignale UP und DW als zueinander
komplentäre
Signale abgibt, muß der
von der Stromquelle 12 erzeugte UP-Strom betragsmäßig exakt
dem von der Stromquelle 13 erzeugten DOWN-Strom entsprechen,
damit der Speisestrom lf im Mittel Null ist.
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Ist
dies nicht der Fall, erfolgt eine unerwünschte Vertrimmung des Oszillators 9,
d.h. der Phasenregelkreis 1 neigt zu Schwingungen, die
ständige
unerwünschte
Phasenverschiebungen zwischen Bezugsfrequenz fref und
abgegebener Frequenz fout zur Folge haben.
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Um
die beiden, den UP-Strom und den DOWN-Strom erzeugenden Abschnitte
des Stromquellenzweiges 17 für verschiedenste Betriebszustände und
auch bei Fluktuationen der Herstellparameter gegeneinander abgeglichen
betreiben zu können,
wird die in 3 gezeigte Ladungspumpenschaltung 7 verwendet.
Sie ist für
einen differentiell aufgebauten Regelschleifenfilter 8 vorgesehen,
d.h. von der Ladungspumpenschaltung 7 laufen zwei Anschlüsse zum
Regelschleifenfilter 8. Diese Variante ist in 1 gestrichelt
eingezeichnet. Dabei liefert die Ladungspumpenschaltung 7 zwei
differentielle Speiseströme
lfn und lfp an den Regelschleifenfilter 8. Die schaltungstechnische
Realisierung des differentiellen Regelschleifenfilters findet sich
in der genannten Veröffentlichung
von Wolaver.
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Die
Ladungspumpenschaltung der 3 weist
nun zwei Stromquellenzweige 18 und 19 auf, die
jeweils aus zwei Abschnitten zusammengesetzt sind, von denen ein
Abschnitt den UP-Strom, und der andere Abschnitt den DOWN-Strom
erzeugt. Zwischen den beiden Abschnitten sind an Abgriffen 20 bzw. 21 die
differentiellen Speiseströme
lfn bzw. lfp abgeleitet. Die Stromquellenzweige sind wiederum zwischen
die Versorgungsspannung VCC und das Bezugspotential GND geschaltet,
wobei die beiden Abschnitte in Reihe zueinander liegen und der Abgriff 20 bzw. 21 zwischen
den beiden Abschnitten erfolgt.
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In 3 stellt
der zwischen dem Abgriff 20 bzw. 21 und der Versorgungsspannung
VCC liegende Abschnitt des Stromquellenzweiges 18 bzw. 29 das Äquivalent
zu dem zwischen dem Abgriff 14 und der Versorgungsspannung
VCC liegende Abschnitt des Stromquellenzweiges 17 dar.
Dieser Abschnitt erzeugt den UP-Strom. Der zwischen dem Abgriff 20 bzw. 21 und
dem Bezugspotential GMD liegende Abschnitt des Stromquellenzweiges 18 und 20 erzeugt den
DOWN-Strom.
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Der
Stromquellenzweig 18 bzw. 19 weist dabei einen
ersten Transistor P2 bzw. P3 auf, dessen Source mit der Versorgungsspannung
VCC verbunden ist. drainseitig ist der Transistor P2 bzw. P3 an den
Source-Anschluß eines
zweiten Transistors SW6 bzw. SW7 angeschlossen, dessen Drain wiederum mit
dem Abgriff 20 bzw. 21 verbunden ist. Vom Abgriff 20 bzw. 21 läuft eine
Leitung zum Drain-Anschluß eines
dritten Transistors SW9 bzw. SW10, dessen Source mit dem Drain-Anschluß eines
vierten Transistors N2 bzw. N3 verbunden ist, der sourceseitig auf
Bezugspotential GND liegt.
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Wie
zu sehen ist, sind die Stromquellenzweige 18 und 19 hinsichtlich
ihrer Transistoren identisch aufgebaut, wobei eine zusätzliche
Symmetrie der den UP-Strom erzeugenden Abschnitte zu den den DOWN-Strom
erzeugenden Abschnitten gegeben ist.
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Der
vierte Transistor N2 bzw. N3 des Stromquellenzweiges 18 bzw. 19 ist
am Gate mit einer Vorspannung Vbias beaufschlagt,
so daß die
Source/Drain-Strecke dieses Transistors N2 bzw. N3 in einem bestimmten
leitenden Zustand geschaltet ist. Ähnliches gilt für den dazu
symmetrischen ersten Transistor P2 bzw. P3 des den UP-Strom erzeugenden
Abschnittes, dessen Gate mit einer Abgleichspannung PCTRL angesteuert
ist, auf die später noch
zu sprechen kommen sein wird.
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Die
direkt mit den Abgriffen 20 bzw. 21 verbundenen
Transistoren, d.h. der zweite Transistor SW6 bzw. SW7 sowie der
dritte Transistor SW9 bzw. SW10 dienen zum Einstellen des UP-Stroms bzw. des DOWN-Stroms
aus den der Stromquellenzweig 18 bzw. 19 den Speisestrom
lfn bzw. lfp zusammensetzt. Die Gate-Anschlüsse der zweiten Transistoren SW6
bzw. SW7 sowie der dritten Transistoren SW9 bzw. SW10 der Stromquellenzweige 18 bzw. 19 dienen
somit als Steuereingänge 25 bzw. 27 sowie 26 bzw. 28.
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Am
Steuereingang 25, d.h. am Gate des zweiten Transistors
SW6 des Stromquellenzweiges 18, ist das Invertierte des
Steuersignals DW angelegt. Am Steuereingang 26, der durch
das Gate des dritten Transistors SW9 des Stromquellenzweiges 18 gebildet
ist, ist das Steuersignal UP angelegt. Am Steuereingang 27,
der vom Gate des zweiten Transistors SW7 des Stromquellenzweiges 19 gebildet ist,
ist das Invertierte des UP-Signals angelegt. Am Steuereingang 28,
der schließlich
dem Gate des dritten Transistors SW10 des Stromquellenzweiges 19 entspricht,
liegt das Steuersignal DW an. Durch diese Schaltmimik ist erreicht,
daß die
Speiseströme
lfn und lfp zur Ansteuerung des differentiellen Regelschleifenfilters 8 geeignet
sind.
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Der
möglichst
genaue Abgleich der UP-Ströme
sowie der DOWN-Ströme,
aus denen die Stromquellenzweige 18 und 19 den
Speisestrom lfn bzw. lfp zusammensetzen, ist dadurch erreicht, daß die Transistoren
P2 und P3, SW6 und SW7, SW9 und SW10, N2 und N3 mit identischem
Layout und identischer Schichtstruktur halbleitertechnisch hergestellt
sind. Dadurch ist gleiches Zeit- und Steuerverhalten der Transistoren
gewährleistet.
Durch den symmetrischen Aufbau jedes Stromquellenzweiges 18 und 19 aus
den zwei Abschnitten, die symmetrisch zu den Abgriffen 20 bzw. 21 liegen,
ist darüber
hinaus ein guter Vorabgleich von UP-Strom an DOWN-Strom sichergestellt.
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Um
nun verbleibende Abhängigkeiten
von Betriebstemperatur, Versorgungsspannungskonstanz und Herstellprozeßvariationen
zu eliminieren, ist ein Vergleichszweig 24 vorgesehen,
der eine identische Replikation eines der Stromquellenzweige 18 und 19 ist.
Der Vergleichszweig 24 stellt somit ebenfalls einen Stromquellenzweig
dar, der zwischen die Versorgungsspannung VCC und das Bezugspotential
GND geschaltet ist. Auch hier liegen zwei Abschnitte vor, die symmetrisch
zu einem Abgriff 30 liegen, an dem eine noch näher zu erläuternde
Bezugsspannung REF abgeleitet wird.
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Im
einzelnen weist der Vergleichszweig 24 einen ersten Transistor
P1 auf, dessen Source an die Versorgungsspannung VCC gelegt ist
und dessen Drain mit der Source eines zweiten Transistors SW5 verbunden
ist, der drainseitig an den Abgriff 30 gelegt ist. Der
Abgriff 30 ist wiederum mit dem Drain-Anschluß eines
dritten Transistors SW8 verbunden, dessen Source-Anschluß auf den Drain-Kontakt eines
vierten Transistors N1 gelegt ist, der mit seiner Source auf Bezugspotential
GMD liegt. Die vier Transistoren P1, P5, P8 und N1 entsprechen somit
exakt den vier Transistoren P2, P3; SW6, SW7; SW9, SW10; N1, N3
der Stromquellenzweige 18, 19.
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Im
Vergleichszweig 24 ist der Gate-Anschluß des ersten Transistors P1
mit dem Abgriff 30, von dem die Bezugsspannung REF abgeleitet
wird, verbunden. Der Gate-Anschluß des zweiten Transistors SW5
liegt auf Bezugspotential GND und an das Gate des dritten Transistors
SW8 ist die Versorgungsspannung VCC angelegt.
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Der
Vergleichszweig 24 dient dazu, ein Steuersignal zu erzeugen,
das ein Maß für die Fehlanpassung
der jeweiligen zwei Abschnitte der Stromquellenzweige 18 und 19 ist,
d.h. eine Aussage darüber erlaubt,
inwiefern der Betrag eines UP-Stromes eines Stromquellenzweiges
vom Betrag des DOWN-Stromes dieses Stromquellenzweiges abweicht.
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In
der Schaltung der 3 ist weiter ein Gleichtaktverstärker 29 vorgesehen,
dessen invertierender Anschluß auf
Bezugspotential GND gelegt ist, und dessen nicht invertierende Anschlüsse mit
den Abgriffen 20 bzw. 21 so verbunden sind, daß der Gleichtaktverstärker 29 am
Ausgang eine Gleichtaktspannung Ifcm ausgibt, die den Gleichtaktanteil
der beiden Speiseströme
lfn und lfp wiedergibt. In einer vereinfachten Betrachtungsweise
kann man davon ausgehen, daß LFCM
dem arithmetischen Mittel zwischen lfn und lfp entspricht. Die Gleichtaktspannung LFCM
wird einem Fehlerverstärker 31 zugeführt, der aus
der am Abgriff 30 abgeleiteten Bezugsspannung REF und der
Gleichtaktspannung lfn das Steuersignal PCTRL erzeugt. Es handelt
sich dabei um einen Differenzverstärker, dem die Gleichtaktspannung ILFCM
am nicht invertierenden und die Bezugsspannung REF am invertierenden
Eingang zugeführt
wird.
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Die
Abgleichspannung PCTRL ist an die Gate-Anschlüsse der ersten Transistoren
P1 und P2 der Stromquellenzweige 18 und 19 gelegt.
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Die
Funktionsweise der Schaltung ist wie folgt: Die Speiseströme lfn und
lfp, die an den Anschlüssen 22 und 23 dem
Regelschleifenfilter 8 zugeführt werden, werden vom Gleichtaktverstärker 29 erfaßt, der
die Gleichtaktspannung LFCM abgibt, aus der der Fehlerverstärker 31 durch
Vergleich mit der Bezugsspannung REF die Abgleichspannung PCTRL
erzeugt, die eine Einstellung des UP-Stroms, der durch die Transistoren
P2 und SW6 bzw. P3 und SW7 in den Stromquellenzweigen 18 bzw. 19 erzeugt wird,
zur Folge hat. Ist der Phasenregelkreis 1 eingeschwungen
bzw. hat er eingerastet, bleibt die Gleichtaktspannung LFCM konstant
und gleicht dann der Bezugsspannung REF, da die Speiseströme lfp und lfn
auf den gleichen Wert geregelt werden und der Gleichtaktspannung
LFCM entsprechen. Dies ist durch das sogenannte Virtual Ground Konzept
des Phasenregelkreises 1 bedingt. Dadurch ist der vom Transistor
N1 gezogene Strom gleich den Strömen, die
durch die Transistoren N2 und N3 fließen. Im eingeschwungenen Zustand
entspricht die Abgleichspannung PCTRL an den Gate-Anschlüssen der Transistoren
P2 und P3 der Bezugsspannung REF, so daß bei gleichmäßiger Ansteuerung
der Ladungspumpenschaltung 7 mit UP- und DOWN-Signalen der Abgleichzustand
des Vergleichszweigs 24 exakt dem Abgleichszustand der
Stromversorgungszweige 18 und 19.
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Durch
diesen automatischen, ständig
aktiven Selbstabgleich sind die UP- und DOWN-Ströme exakt gegeneinander abgeglichen,
unabhängig
von Temperaturvariationen, Unterschieden oder Fluktuationen in der
Versorgungsspannung und Abweichungen durch unterschiedliche Herstellbedingungen.
Die Regelschleife, die durch die Erzeugung der Gleichtaktspannung
dem Vergleich mit der aus dem Vergleichszweig 27 abgeleiteten
Bezugsspannung REF erreicht ist, und die den Fehlerverstärker 31 sowie den
Gleichtaktverstärker 29 umfaßt, sorgt
somit dafür,
daß im
eingerasteten Zustand des Phasenregelkreises 1 der zum
Regelschleifenfilter fließende
Netto-Strom „konstruktionsbedingt" Null ist.