CN1838556A - 一种下行多用户空时分组预编码的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种下行多用户空时分组码的预编码方法，以利用空时码的特点提高下行性能，该方法包括步骤：基站获得多个用户终端的信道信息；将所述多个用户终端的信道信息组成信道矩阵；根据所述信道矩阵，得到变换矩阵，使得信道矩阵与该变换矩阵相乘得到的矩阵是分块对角正交矩阵；通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的归一化因子；利用所述归一化因子，对要发送的各个用户的符号进行归一化处理；依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号；按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号。本发明的方法可以有效的提高无线***的容量。

Description

一种下行多用户空时分组预编码的方法

技术领域

本发明涉及多用户MIMO通信中，空时分组码的多用户空时预编码技术。

背景技术

空时编码(STC)是近年来移动通信领域出现的一种新的编码和信号处理技术，在发射端和接收端同时使用多个天线进行信息的发射和接收，在不同天线发射信号之间引入时域和空域相关，综合利用时域和空域二维信息，在接收端进行分集接收。与不使用空时编码的***相比，空时编码可以在不牺牲带宽的情况下获得更高的编码增益。在接收机结构相对简单的情况下，空时编码的空时结构可以有效的提高无线***的容量。

图1所示为通常的采用的空时编码***结构示意图。在基站10侧，要发送的数据进入空时编码器101，然后通过发送天线102发送出去，在移动终端20侧，接收天线201接收到数据，信道估计模块202根据接收的数据估计出信道矩阵H，然后空时码解码器203利用信道估计模块202估计出的信道矩阵H，进行空时码的解码，最后输出估计出的数据。

【Alamouti空时分组码】

从降低译码复杂度出发，Alamouti提出一种利用两根发射天线的传输方法。图2是空时分组码原理框图。首先，在基站10侧，数据先经过调制模块104映射成星座图，转化为发送符号。然后，在空时分组码编码器101将发送符号分成两个符号一组[c₁，c₂]。经过空时分组编码后，在两个符号周期内，两天线同时发射两个符号。第一周期，天线1发c₁，天线2发c₂；在第二周期，天线1发-c₂ ^*，天线2发c₁ ^*(上标*表示取复共轭)。编码矩阵的每一列符号同时在不同天线上发送出去，在一个天线上发送出去的星座点符号与另外任意天线上发送出去的符号是正交的。具体如表1所示

       表1

	周期1	周期2
			天线1	c1	-c2 *
天线2	c2	c1 *

在移动终端20一侧，只要有一根天线就可以得到可靠的检测(如果这两个字符的时间内信道不变，以下假设接收天线为1根)。

h_i(nT)＝h_i((n+1)T)，i＝1，2                 (1)

公式(1)中，T为符号周期。

若两个相邻字符间隔内的接收信号为r₁，r₂。则接收信号可写作

r₁＝h₁c₁+h₂c₂+η₁                          (2a)

$r_2=-h_1{c}_2^{*}+h_2{c}_1^{*}+{\mathrm{\η}}_2---\left(2b\right)$

公式(2)中，η₁，η₂代表加性白高斯噪声。定义 $r={\left[\begin{array}{cc}{r}_1& r_2^{*}\end{array}\right]}^T$ (T表示转置)， $r={\left[\begin{array}{cc}{r}_1& r_2^{*}\end{array}\right]}^T,$ 编码符号向量c＝[c₁  c₂]^T，噪声向量 $\mathrm{\η}={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\η}}_1& {\mathrm{\η}}_2^{*}\end{array}\right]}^T,$ 则公式(2)可以写成如下形式

r＝Hc+η                                   (3)

公式(3)中，信道矩阵H的定义为

$H=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\\ h_2^{*}& -h_1^{*}\end{array}\right]---\left(4\right)$

H为正交矩阵，满足

H^HH＝HH^H＝pI₂                              (5)

公式(5)中，p＝|h₁|²+|h₂|²，I_N表示行和列都为N的单位阵(上标H表示共轭转置)。

对照公式(3)，定义C为所有可能的符号对(c₁，c₂)的集合，则最佳的最大似然译码器为

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\∈C}{\arg \min }{\left|\right|r-H\hat{c}\left|\right|}^2---\left(6\right)$

由于H为正交矩阵，所以公式(6)的译码规则可以进一步简化。定义 $\tilde{r}=H^{H}r\widetilde{,\mathrm{\η}}=H^H\mathrm{\η},$ 用H^H左乘(3)的两边，得到

$\tilde{r}=\mathrm{pc}+\widetilde{\mathrm{\η}}---\left(7\right)$

此时公式(6)的译码规则变为

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\∈C}{\arg \min }{\left|\right|\tilde{r}-p\hat{c}\left|\right|}^2---\left(8\right)$

此时，就将二维的最大似然决策问题转化为两个一维决策问题。

接收端处理过程，接收天线201接收信号，信道估计模块202估计出信道h₁，h₂，最大似然线性译码器204得到相邻两个时刻的接收信号r₁，r₂。然后在解调模块205将两个时刻的信号变为 $r={\left[\begin{array}{cc}{r}_1& r_2^{*}\end{array}\right]}^T,$ 用H^H左乘r，按照(8)得到 然后将

映射为比特流输出。

上述的方法，很容易推广到使用M个接收天线的情况，此时，第m个接收天线的接收向量表示为

r_m＝H_mc+η_m                                        (9)

用H_m ^H左乘(9)，并对m求和，定义 $R_M=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m{r}_m.,$ 则最大似然决策简化为

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\∈C}{\arg \min }{\left|\right|R_M-\tilde{p}\hat{c}\left|\right|}^2---\left(10\right)$

公式(10)中， $\tilde{p}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_m,$ p_m＝|h(m)₁|²+|h(m)₂|²。

【DSTTD方法】

由于Alamouti的方法，发送天线只有2根，就限制了用户的数量为1。在3GPP协议中，DSTTD(Double Space Time Transmitting Diversity)在终端一侧使用两根天线，发送端按照Alamouti的方法。可以多个用户同时发送，在基站方，使用结合了干扰消除和最大似然的方法可以分离多个用户的信号。用户数为K，则基站的接收天线M≥K就可以去除干扰。例如，用户数为2(每个用户2根发射天线)，则基站就需要2根天线就可以。构成一个4发2收的***。但是在多用户的情况，DSTTD的方法只能用于上行，由于在下行，用户只知道自己的信道，而不知道别人的信号，所以在多用户的情况，DSTTD无法用于下行。在下行，DSTTD只能用于单用户。

发明目的

本发明目的在于提供一种多用户MIMO下行通信中，空时分组码的多用户空时预编码技术，以利用空时码的特点提高下行性能。

本发明涉及多用户MIMO通信中，空时分组码的多用户空时预编码技术。它的目的在于提供一种多用户MIMO下行通信中，空时分组码的多用户空时预编码技术，以利用空时码的特点提高下行性能。

根据本发明的一个方面，提供了一种下行多用户空时分组码的预编码方法，包括步骤：基站获得多个用户终端的信道信息；将所述多个用户终端的信道信息组成信道矩阵；根据所述信道矩阵，得到变换矩阵，使得信道矩阵与该变换矩阵相乘得到的矩阵是分块对角正交矩阵；通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的符号的归一化因子；利用所述归一化因子，对要发送的各个用户的符号进行归一化处理；依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号；按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号。

此外，本发明还提供了一种用于解调由上述的方法编码的符号的方法。

采用上述的方法，可以利用空时分组预编码方法进行下行的多用户的传输，从而提高***的吞吐。

附图说明

图1为空时码的***结构；

图2为Alamouti空时分组码的结构；

图3为本发明的设备图；

图4多用户空时分组预编码流程图(发送方基站)；

图5多用户空时分组预编码接收流程图(接收方终端)；

图6多用户分组预编码矩阵表达；以及

图7Alamouti空时分组码和本发明的空时预编码的比较。

具体实施方式

图3为本发明的设备结构图。

首先，移动终端20A和20B的接收天线304接收数据，然后在信道估计模块305通过信道估计得到了信道信息，将信道信息通过反馈信道307反馈给基站10。基站10通过反馈信道307得到信道信息。在基站10侧，多用户空时分组预编码器302从数据源模块301得到各个用户的数据，并进行空时分组预编码，然后将预编码的数据通过发送天线303发送出去。在用户的移动终端20A和20B侧，通过接收天线304得到接收信号，然后信号直接通过信道估计模块305，到达解调模块306，直接解调自己的数据并输出。

图4给出了基站侧的多用户空时分组预编码器302的多用户空时分组预编码流程图，以下通过具体例子说明其过程：

首先假设用户数K＝2，每个用户一根天线，基站有4根天线，每两根给一个用户。假设基站的第1、2根发送天线给用户1，基站的第3、4根发送天线给用户2。

在步骤S401，得到各个用户的信道，并将它组成信道H。说明如下：

对第一个用户而言：h₁₁为基站第一根发送天线和用户1的接收天线之间的信道；h₂₁为基站第二根发送天线和用户1的接收天线之间的信道；g₁₁为基站第3根发送天线和用户1的接收天线之间的信道；g₂₁为基站第4根发送天线和用户1的接收天线之间的信道。同理，h₁₂，h₂₂，g₁₂，g₂₂为基站的发送天线对应用户2的信道。现在，基站得到的是这八个信道值，将这八个信道值做如下变换：

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{21}\\ h_{21}^{*}& -h_{11}^{*}\end{array}\right],G_1=\left[\begin{array}{cc}{g}_{11}& g_{21}\\ g_{21}^{*}& -g_{11}^{*}\end{array}\right]---\left(11a\right)$

$H_2=\left[\begin{array}{cc}{h}_{12}& h_{22}\\ h_{22}^{*}& -h_{12}^{*}\end{array}\right],G_2=\left[\begin{array}{cc}{g}_{12}& g_{22}\\ g_{22}^{*}& -g_{12}^{*}\end{array}\right]---\left(11b\right)$

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_1& G_1\\ H_2& G_2\end{array}\right]---\left(12\right)$

在公式(12)中，H₁、H₂、G₁、G₂都是正交矩阵。

在步骤S402，根据信道矩阵H，得到变换矩阵W。说明如下：

$W=\left[\begin{array}{cc}{I}_2& -H_1^{-1}{G}_1\\ -G_2^{-1}{H}_2& I_2\end{array}\right]---\left(13\right)$

在S403中，令T＝HW，并根据T得到各个用户的归一化因子f。说明如下：

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{cc}{T}_1& 0\\ 0& T_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_1-G_1{G}_2^{-1}{H}_2& 0\\ 0& G_2-H_2{H}_1^{-1}{G}_1\end{array}\right]---\left(14\right)$

经过变换后 $T_1=H_1-G_1{G}_2^{-1}{H}_2$ 为正交阵(2×2)， $T_2=G_2-H_2{H}_1^{-1}{G}_1$ 为正交阵(2×2)，所以T也为正交阵(4×4)。然后求归1化因子f：

f＝diag(TT^H)                            (15)

公式(15)中的diag表示取对角线元素。比如f＝(1.2492，1.2492，2.0403，2.0403)。实际上，f₁＝f₂＝T₁的第一行(或第二行)的行范数的平方，f₃＝f₄＝T₂的第一行(或第二行)的行范数的平方。

在步骤S404根据f对要发送的符号进行归一化，得到y。说明如下：

给每个用户分配两个发送符号，一共四个。定义x＝(x₁，x₂，x₃，x₄)^T。x₁，x₂给用户1，x₃，x₄给用户2。则归一化的规则如下：

y_i＝x_i/f_i  i＝1，2，3，4且              (16)

y＝(y₁，y₂，y₃，y₄)^T为列向量。

在步骤S405，令z＝W×T^H×y，并将z发送出去。说明如下：

将y变换得到z，如下所示：

z＝W×T^H×y                             (17)

公式(17)中，z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^T。其发送按照Alamouti空时分组码的发送方法，如表2所示：

                表2

基站天线	符号周期1发送	符号周期2发送
			天线1(用户1)	z1	-z2 *
天线2(用户1)	z2	z1 *
			天线3(用户2)	z3	-z4 *
天线4(用户2)	z4	z3 *

图5给出了多用户空时分组预编码接收流程图，具体过程如下所示：

在步骤S501，(对应图3的解调模块306)接收数据，解调输出，说明如下：对每个用户来说，对符号周期1接到的数据，直接解调。对符号周期2接到的数据，取共轭，然后解调。

举例：

以下举例来说明，整个过程(假设条件见具体实施方式)。并假设调制方式为16QAM。假设信道为：

h₁₁＝0.5334-0.3459i  h₂₁＝-0.0478+0.6270i

g₁₁＝0.1472-0.7205i  g₂₁＝0.3572-0.1999i

h₁₂＝0.0296+0.4290i  h₂₂＝-0.4162-0.7969i

g₁₂＝-0.6681+0.2856i g₂₂＝0.8118+0.3450i

根据公式(11)、(12)、(13)、(14)得到T、W、f。其中f＝(1.24921.2492，2.0403，2.0403)。假设发送符号：

x＝(x₁，x₂，x₃，x₄)

x₁＝-0.3162-0.3162i，x₂＝0.9487-0.3162i，

x₃＝-0.9487+0.3162i，x₄＝0.3162-0.3162i

x₁，x₂为用户1的数据，x₃，x₄为用户2的数据。令x₁，x₂的值除以f₁；x₃，x₄的值除以f₃。得到：

y₁＝-0.2531-0.2531i  y₂＝0.7594-0.2531i

y₃＝-0.4650+0.1550i  y₄＝0.1550-0.1550i

y＝(y₁，y₂，y₃，y₄)^T，然后，对y做变换得到z＝W×T^H×y。

z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^T

z₁＝0.0538+0.2057i   z₂＝0.5658+0.5266i

z₃＝1.2980-0.3580i   z₄＝-0.1157+0.5337i

在第一个符号周期基站给用户1的两根天线分别发z₁，z₂，基站给用户2的两根天线分别发z₃，z₄。在第2个符号周期基站给用户1的两根天线分别发-z₂ ^*，z₁ ^*，基站给用户2的两根天线分别发-z₄ ^*，z₃ ^*。

假设接收天线无噪声，则用户1在符号周期1接收的信号为：

 r₁₁＝h₁₁z₁+h₂₁z₂+g₁₁z₃+g₂₁z₄＝-0.3162-0.3162i＝x₁

用户1在符号周期2接收的信号为：

$r_{12}=-h_{11}{z}_2^{*}+h_{21}{z}_1^{*}-g_{11}{z}_4^{*}+g_{21}{z}_3^{*}=0.9487+0.3162i=x_2^{*}$

所以用户1在符号周期1直接对接收信号r₁₁解调，在符号周期2直接对接收信号r₁₂取共轭然后解调。

用户2在符号周期1接收的信号为：

r₂₁＝h₁₂z₁+h₂₂z₂+g₁₂z₃+g₂₂z₄＝-0.9487+0.3162i＝x₃

用户2在符号周期2接收的信号为：

$r_{22}=-h_{12}{z}_2^{*}+h_{22}{z}_1^{*}-g_{12}{z}_4^{*}+g_{22}{z}_3^{*}=0.3162+0.3162i=x_4^{*}$

所以用户2接收信号的处理与用户1一样，在符号周期1直接对接收信号r₂₁解调，在符号周期2直接对接收信号r₂₂取共轭然后解调。

K个用户同时空时分组编码的扩展

在具体实施方式中，K＝2，现在给出K≥2的实施方式证明。假设用户数为K，每个用户方有一根接收天线。基站方有2K个发送天线，每个用户2个。

对每个用户来说，其发送方式Alamouti空时分组码方式，如表3所示。

                表3

发送天线	符号周期1发送	符号周期2发送
			天线1	z1	-z2 *
天线2	z2	z1 *

z₁和z₂为预编码后的符号。

先以K＝2为例。并假设r₁₁为用户1符号周期1的接收信号，r₁₂为用户1符号周期2的接收信号；r₂₁为用户2符号周期1的接收信号，r₂₂为用户2符号周期2的接收信号。定义

$r_1={[r_{11},r_{12}^{*}]}^T,r_2={[r_{21},r_{22}^{*}]}^T,r=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]---\left(18\right)$

假设c₁，c₂为用户1发送的预编码符号。s₁，s₂为用户2发送的预编码符号。定义c＝[c₁，c₂]^T，s＝[s₁，s₂]^T， $z=\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right].$ 则

r＝Hz+n                        (19)

公式(19)中，H的含义见(12)，n为白噪声。根据公式(12)，H₁、H₂、G₁、G₂都是正交矩阵。假设对数据符号的加权矩阵为W，则W要满足

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{cc}{T}_1& 0\\ 0& T_2\end{array}\right]---\left(2\right)$

且T₁、T₂是象公式(4)那样的正交矩阵。令

$W=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_2\\ W_3& W_4\end{array}\right]---\left(21\right)$

则根据(20)

H₁W₂+G₁W₂＝0                    (22a)

H₂W₁+G₂W₃＝0                    (22b)

T₁＝H₁W₁+G₁W₃                   (22c)

T₂＝H₂W₂+G₂W₄                   (22d)

公式(22)的四个等式约束于T₁、T₂为正交阵。在公式(22)中，T₁，T₂，W₁，W₂，W₃，W₄未知。所以公式(22)的解不唯一。以下说明如何求W。

对形如公式(4)中的H的2×2正交矩阵，有如下性质：

1、如A，B为形如(4)的正交矩阵，则C＝A±B为形如(4)的正交矩阵。

2、如A，B为形如(4)的正交矩阵，则C＝A×B的形式如下所示

$C=\left[\begin{array}{cc}{C}_1& C_2\\ -C_2^{*}& C_1^{*}\end{array}\right]---\left(23\right)$

3、如A，B，D为形如(4)的正交矩阵，则E＝A×B×D为形如(4)的正交矩阵。

4、如A为形如(4)的正交矩阵，则B＝A^-1为形如(4)的正交矩阵。

现在看(22c)，如果H₁W₁，G₁W₃为(4)那样的正交矩阵则T₁也一样。要使H₁W₁满足(4)，最简单的是W₁＝I₂为单位阵。同理，根据(22d)，可以令W₄＝I₂。此时(22)就是4个方程，4个未知矩阵，有唯一解，解得：

$W_2=-H_1^{-1}{G}_1---\left(24a\right)$

$W_3=-G_2^{-1}{H}_2---\left(24b\right)$

$T_1=H_1-G_1{G}_2^{-1}{H}_2---\left(24c\right)$

$T_2=G_2-H_2{H}_1^{-1}{G}_1---\left(24b\right)$

根据性质1和4，T₁、T₂为形如(4)的正交阵。所以TT^H为对角矩阵。其第j个对角线元素为对j个数据的幅度的增强。所以要有S404的步骤，这样，到达接收方的就是原始的发送符号。定义

F＝(TT^H)^-1                            (25)

则预编码的的矩阵表示如图6所示，公式为

Z＝WT^HFX                              (26)

(26)中，X为数据符号，Z为预编码后的符号。

从另一个角度来说，如果令Y＝FX，Q＝T^H×Y，Z＝WQ。则上述的预编码过程可以表示成：

1.Y＝FX

F(F为对角矩阵)表示的是要进行的是归一的过程，这样，到达发送方就是原始的信息符号。F表示的是要进行的是归一的过程，这样，到达发送方就是原始的信息符号。计算W的作用为HW＝T，T如(14)所示，是个分块对角矩阵。通过W，消除了另一个STTD的干扰。同时T₁、T₂有保持了STTD的结构。对FX左乘T^H是为了经过信道后得到TT^H的对角阵。这样，预编码后的符号到达接收方就可以无干扰的恢复。

2.Q＝T^H×Y

得到Q的作用是根据信道的特性，对空时码得到预先解调的作用，由于接收信号r＝HW Q＝TT^H×Y。由于TT^H是对角阵，则r的各个元素与Y的各个元素的对应关系是相差一个倍数(TT^H对角线相对应的元素)。

3.Z＝WQ

由于接收信号r＝HW Q＝TQ。T如(14)所示，是个分块对角矩阵。通过W，消除了另一个STTD的干扰。

当用户数K＞2时，比如K＝3，通过同样的方法，得到

$H=\left[\begin{array}{ccc}{H}_1& G_1& L_1\\ H_2& G_2& L_2\\ H_3& G_3& L_3\end{array}\right]---\left(27\right)$

并令

$W=\left[\begin{array}{ccc}{I}_2& W_2& W_3\\ W_4& I_2& W_6\\ W_7& W_8& I_2\end{array}\right]---\left(26\right)$

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{ccc}{T}_1& 0& 0\\ 0& T_2& 0\\ 0& 0& T_3\end{array}\right]---\left(29\right)$

要求T_i(2×2)为如(4)那样的正交阵，则对W_i来说，有六个未知，六个方程组，可以解得W_i，而且求T_i时，都可转化为T_i＝A+B(A、B为正交阵)的形式，根据性质(1)，T_i也为正交阵。对有K个用户的***来说，只要使W为(28)所示的分块对角元素为单位阵，就可以得到满足要求的W。对K个用户来说，未知的W_i和方程数都是K(K-1)。解得W后，根据(29)就得到T。图6的矩阵表示适用于任何的K值(公式(26))。

图7Alamouti空时分组码和本发明的空时预编码的比较。在仿真中，假设从两根发送天线到接收天线的信道的平均功率的和为1。在仿真中，本发明的用户数K＝2。图7中，E_s为发射符号的平均功率，N₀为噪声功率。从图7中可以看出，本发明的误码与性能与Alamouti空时分组码的性能一样，但吞吐提高一倍。所以，本发明可以利用空时分组预编码的方法进行下行的多用户的传输，提高***的吞吐，并利用空时分组码的特点提高性能。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (7)

1、一种下行多用户空时分组码的预编码方法，包括步骤：

基站获得多个用户终端的信道信息；

将所述多个用户终端的信道信息组成信道矩阵；

根据所述信道矩阵，得到变换矩阵，使得信道矩阵与该变换矩阵相乘得到的矩阵是分块对角正交矩阵；

通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的符号的归一化因子；

利用所述归一化因子，对要发送的各个用户终端的符号进行归一化处理；

依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号；

按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号。

2、如权利要求1所述的预编码方法，其特征在于，在频分双工的情况下，所述基站通过各个用户终端的反馈信道获得信道信息；在时分双工的情况下，所述基站利用信道的对称性，直接估计出信道信息。

3、如权利要求1所述的预编码方法，其特征在于，将所述多个用户终端的信道信息组成信道矩阵的步骤包括：利用空时分组码的特点，把所述各个用户终端的信道信息组成信道矩阵。

4如权利要求1所述的预编码方法，其特征在于，所述归一化步骤包括：用要发送的各个用户的符号除以相应的归一化因子。

5、如权利要求1-4之一所述的预编码方法，其特征在于，所述基站对每个用户使用两个发送天线。

6、如权利要求5之一所述的预编码方法，其特征在于，对于具有四个天线的基站和两个用户终端，第一和第二天线用于第一用户终端，第三和第四天线用于第二用户终端，处理后的符号z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^T，则在第一符号周期基站通过第一天线和第二天线分别发z₁，z₂，通过第三和第四天线分别发z₃，z₄；在第二符号周期基站通过第一天线和第二天线分别发-z₂ ^*，z₁ ^*，通过第三和第四天线分别发-z₄ ^*，z₃ ^*。

7、一种解调由权利要求1所述的预编码方法编码的符号的方法，包括步骤：

直接解调在第一符号周期接收到的数据；

对第二符号周期接收到的数据，取其共轭，然后解调。

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