CN1578111A - 交流电动机的控制装置及交流电动机*** - Google Patents

Abstract

本发明提供了交流电动机的控制装置及交流电动机***。其目的在于提供能适用于PM马达整体，并用简单的算法能检测磁极位置的交流电动机的控制装置。交流电动机具备将任意的交流施加到交流电动机的转换器，将控制信号输送到上述转换器的控制装置中，上述控制装置具有对上述电动机给与脉动电流的脉动电流施加单元，以及磁极位置推算单元，在上述磁极位置推算单元中，分别对上述脉动电流的正侧、负侧观测上述脉动电流的至少2个电流值，推算上述交流电动机的磁极位置。

Description

交流电动机的控制装置及交流电动机***

技术领域

本发明涉及不使用检测电角度位置的传感器实现电动机控制的交流电动机的控制装置和交流电动机***。

背景技术

不进行电角度位置的检测而控制同步电动机的方法，例如，有特开2002-78392号公报(以下，称为文献1)，是涉及同步电动机内部的磁极位置推算方法。另外，有如在特开2001-95215号公报((以下，称为文献2)中所叙述的PM马达定子的部分饱和产生影响的情况。

文献1对同步电动机在正交的2个轴方向施加电压脉冲，检测在各轴方向产生的电流脉冲的振幅，以此为依据推算磁极位置。在该技法中，通过用近似特性给出产生的电流和推算磁极位置的关系，使电压脉冲的施加次数和推算精度并存。

但是，在文献1中，关于磁饱和引起的上述电流的脉动成分的变化进行了以下的假定。因为图14表示文献1假定的永久磁铁磁通_m和产生的电流I_dc之间的关系，因此(a)是dc轴和电动机内部的永久磁铁磁通_m的方向，(b)是上述电流I_dc和一次磁通_1d的关系的模式图，(c)是电流I_dc的波形，如该图(a)那样，使施加电压脉冲的dc轴与电动机内部的永久磁铁磁通_m的方向一致。当上述电流I_dc和上述永久磁铁磁通_m的方向一致时，上述电流I_dc产生的磁通和该永久磁铁磁通_m的方向一致，并向增强电动机的铁心的磁饱和的方向转动。这时的电感L_ds0对于在上述电流I_dc和上述永久磁铁磁通_m的方向相反的情况下的电感L_d0相对地变小，上述电流I_dc变成该图(c)那样。

但是，在文献2中所叙述那样的PM马达定子的部分饱和产生影响的情况下，根据上述电流I_dc的大小不同，该假定未必成立，磁极位置的推算误差有可能变大。该部分的饱和产生的影响也依赖于PM马达的构造，若使电流I_dc变大，那么就相对地降低，但有可能受到驱动电动机的控制器的限制。

本发明的目的在于提供能高精度地推算磁极位置的交流电动机的控制装置及交流电动机***。

发明内容

本发明的特征之一就是在具有将控制信号传送到给交流电动机施加任意交流的转换器的控制装置的交流电动机的控制装置中，上述控制装置具有对上述交流电动机提供脉动电流的脉动电流施加设备，和磁极位置推算设备，在上述磁极位置推算设备中，分别对上述脉动电流的正侧、负侧，观测上述脉动电流的至少2个电流值，并推算上述交流电动机的磁极位置。

此外，本发明的其它特征如本中请权利要求书所记载的那样。

附图说明

图1是本发明的第1实施例的***构成图。

图2是本发明的第1实施例的磁极位置推算单元的构成图。

图3是本发明的第1实施例的控制装置的动作的说明图。

图4是表示在磁极轴和推算磁极轴一致时的磁饱和和电流脉动之间的关系的图。

图5是本发明的第2实施例的控制装置的动作的说明图。

图6是本发明的第3实施例的控制装置的动作的说明图。

图7是本发明的第4实施例的控制装置的动作的说明图。

图8是本发明的第5实施例的***构成图。

图9是本发明的第5实施方式的磁极位置推算单元的构成图。

图10是本发明的第5实施例中的控制装置的动作的说明图。

图11是本发明的第6实施例的***构成图。

图12是本发明的第6实施例的磁极位置推算单元的构成图。

图13是本发明的第7实施例中的控制装置的动作的说明图。

图14是表示在现有技术中假定的、磁极轴和推算磁极轴一致的情况下的磁饱和和电流脉动之间的关系的图。

具体实施方式

第1实施方式

在图1中表示作为本发明的第1实施方式的***构成图。本***由控制电动机的控制装置1，驱动电动机的转换器2和三相交流电动机3组成，在控制装置1中，具有作为电动机3内部的磁通推算磁极轴的dc轴，并具有对该轴给与电压变化的单元，以及观测流入上述电动机的电流的单元，对于在该电流的观测值中所包含的脉动成分，根据该脉动成分的正侧和负侧的流通时间，推算上述电动机内部的磁极位置。

具体地说，本***由以下部分构成：检测电动机3的电流的电流检测器4；将电流检测值向控制装置的旋转坐标轴dcqc轴进行坐标变换的dq变换器5；控制电动机3的速度或转矩的矢量控制器6；对电动机3的电角度频率ω₁进行积分，并运算电角度位置(相位)θ_dc的积分器7；将dcqc轴上的电压指令V_dc ^*、V_qc ^*坐标变换成三相交流的电压指令的dq反向变换器8；根据三相电压指令，使用于控制转换器2的脉冲产生的PWM发生器9；将信号进行加法的加法器10；提供用于使脉动电流产生的电压信号的脉动电流施加设备11；运算作为特征部分的计算轴误差(在电动机内部和控制器内的磁极位置的误差)Δθ的磁极位置推算设备12；基于轴误差Δθ，修正控制器内的电角度位置θ_dc的修正增益13；以及基于上述磁极位置推算单元用于修正控制器内的磁极位置的加法器14。

接着，说明本实施方式的动作原理。在矢量控制器6中，进行用于控制电动机3的速度，或转矩的控制运算。在电流检测器4中被检测的三相交流电流通过坐标变换器被变换成控制器内部的旋转坐标轴dcqc轴上的值I_dc、I_qc。将电动机的磁极存在的方向的成分设定为I_dc，将与它正交的成分设定为I_qc，为了使各自成为规定的值，在矢量控制器6中，运算并输出向电动机3的施加电压V_dc0 ^*、V_qc0 ^*的值。这些电压指令再被变换成三相交流量，并在PWM发生器9中变换成用于使转换器2进行开关动作的脉冲信号。转换器2通过PWM发生器9的信号被驱动，并将相当于在控制装置1中被运算的电压施加到电动机3。

在从磁极位置检测器能直接检测电动机3的磁极的相位θ(位置)的情况下，基于该检测相位可以将三相检测电流进行坐标变换，因此能得到励磁电流成分I_dc和转矩电流成分I_qc。由于矢量控制器6独立地控制这二个电流成分，因此内部存在用于使电动机3的速度和向量变成希望的值的转矩电流指令、励磁电流指令，为了使它们与检测值I_dc、I_qc一致，而变化电压指令V_dc0 ^*、V_qc0 ^*的值。

如上所述，为进行矢量控制，有必要检测电动机内部的磁极位置。在本发明的电动机驱动***中，不使用磁极位置检测器(传感器)，检测电动机内部的磁极位置。

接着，说明关于作为本实施例的特征部分的磁极位置推算单元。

在图2中示出磁极位置推算单元12的构成例，在图3中示出脉动电流施加单元11给出了施加电压指令V_hd ^*时的磁极位置推算单元12的动作。此外，在此上述三相交流电动机3在停止状态，或者在初始状态，设定dc轴相位位于上述三相交流电动机3的定子U相，另外，设定转换器输出是被脉冲幅度调制的。在此图3(a)是PWM三角形波载波，并设定控制***的运算周期是载波半周期。

在本实施方式中，将图3(b)的施加电压指令V_hd ^*设定为具有PWM三角形波载波的2倍周期的方波电压。这时，作为控制***运算一个周期PWM三角形波载波延迟了半周期，将V_hd*变换为3相交流的各相电压指令V_hu ^*、V_hv ^*、V_hw ^*成为图3(b-2)和图3(b-3)所示的那样，再将它们进行脉冲幅度调制了的各相电压如图3(c)、图3(d)、图3(e)所示的那样被输出。

通过该电压输出，在三相交流电动机中产生脉动电流。图3(f)是在坐标变换器中得到的dc轴电流I_dc。电流值的检测在用该图中的黑圆圈表示的定时中进行。这时，在每个电流极性中得到对于正侧的半波叫做ΔI_dcp1和ΔI_dcp2、对于负侧的半波叫做ΔI_dcn1和ΔI_dcn2的各2个绝对值不同的电流值。

关于该电流值，通过延迟器121和减法器122进行一阶差分值ΔI_dc的运算。在图3(g)中表示作为减法器122的输出的一阶差分值ΔI_dc。此处，产生电流检测一个周期的运算延迟。通过绝对值运算器123从该一阶差分值ΔIdc能求出它的绝对值|ΔI_dc|。另一方面，电流极性运算器124基于上述施加电压指令V_hd ^*求出表示已产生的dc轴电流I_dc的电流极性信号Sp。该Sp可以设定为对于上述施加电压指令V_hd ^*具有相当于用于输出被脉冲幅度调制的电压的电流检测一个周期的延迟时间、用于运算一阶差分值ΔI_dc的电流检测一个周期的延迟时间、相当于图3(f)所示的脉动电流的一个周期的1/4的延迟时间的合计的延迟时间，以相同的定时变化的方波信号。在本实施例的情况下，上述电流极性信号Sg如图3(h)所示那样，对于上述施加电压指令V_hd ^*，使电流检测延迟1个周期，并使极性反转就能被求出。

在电流变化量运算单元125中，按照以下的顺序运算下式(1)所示的|ΔI_dcp′|和|ΔI_dcn′|。

【式1】

ΔI_dcp′＝ΔI_dcp2-ΔI_dcp1，ΔI_dcn′＝ΔI_dcn2-ΔI_dcn1…(1)

首先，使上述电流极性信号Sp与上述绝对值|ΔI_dc|相乘。其结果，如图3(i)所示的那样，成为包含|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|的信号。接着，抽出在图3(i)中黑三角表示的定时值。用上述黑三角表示的定时可以设定为上述电流极性信号Sg的极性发生变化的定时的正中间。在磁极位置推算单元12中，基于该|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|运算轴误差Δθ。

接着，说明在本实施方式中的磁极位置推算的动作原理。由于图4表示电动机内部的永久磁铁和产生的dc轴电流I_dc之间的关系，因此(a)是dc轴和电动机内部的永久磁铁磁通_m的方向，(b)是上述dc轴电流I_dc和一次磁通_1d之间的关系的模式图，(c)是dc轴电流I_dc的波形。以下，如该图(a)那样，设定dc轴与电动机内部的永久磁铁磁通_m的方向一致。

由上述永久磁铁磁通_m的影响，上述dc轴电流I_dc对于其极性呈非对称变化。这是由于通过上述永久磁铁磁通_m，对上述dc轴电流I_dc电感(L∝dI/dt)产生变化。此处，将上述电感对于dc轴正方向设定为L_dc0，对于dc轴负方向设定为L_d0，那么L_dc0＜L_d0。

另一方面，在上述dc轴电流I_dc小的情况下，例如上述电感受到电动机的定子构造等影响，对于dc轴正方向变成L_ds1，对于dc轴负方向变成L_ds2。此外，在本图中假定L_d0＞L_ds2，L_ds1＞L_ds0。

这时，当上述dc轴电流I_dc小时(ΔI_dcn1＜I_dc＜I_dcp1)，I_dc在dc轴正方向按照L_ds1变化，在dc轴负方向按照L_ds2变化，另一方面，当上述dc轴电流I_dc变大(I_dc＜ΔI_dcn或ΔI_dcp1＜I_dc)时，I_dc在dc轴正方向按照L_dc0变化，在dc轴负方向按照I_d0变化。

在轴误差Δθ的推算中，在上述电感内，L_ds0和L_d0的信息是必要的，但实际被检测的dc轴电流I_dc的大小ΔI_dcp2，ΔI_dcn2各自包含L_ds0和L_ds1，I_d0和L_ds2的影响。产生的dc轴电流I_dc的波形和被检测的电流值ΔI_dcp1、ΔI_dcn1、ΔI_dcp2、ΔI_dcn2之间的关系变成图4(c)那样。因此，若按照|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|的式子求出|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|，那么就变成|ΔI_dcp’|按照L_ds0变化、|ΔI_dcn’|按照L_d0变化的上述dc轴电流I_dc的成分，作为上述dc轴电流I_dc的变化能抽出上述永久磁铁磁通_m的电感变化的影响。

但是，对于|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|，轴误差Δθ例如可以应用下式(2)那样的近似特性。

【式2】

|ΔI_dcp′|-|ΔI_dcn′|∝cos(Δθ)                 …(2)

在使用该近似特性的情况下，可推算的轴误差Δθ为±π/2以内的范围。

若依据本实施方式，就能够不接受电动机的定子构造等引起的电感变化的影响而提高轴误差Δθ的推算精度。

第2实施方式

但是，在本发明的第1实施方式中，电流值的检测定时有必要象图3所示那样需要上述PWM三角形波载波的峰值和中间值，但为要生成PWM三角形波载波的中间值的定时，软件处理往往变得复杂。

因此，在本发明的第2实施方式中，将全部***构成设定为与图1相同的构成，关于上述施加电压指令V_hd ^*如图5(b)所示那样，将周期设定为PWM三角形波载波周期的4倍。另外，上述磁极位置推算单元12的动作除上述电流极性信号Sp变成将V_hd ^*的极性反转的信号外，与第1实施方式相同。这时，电流值的检测定时如图5(f)中用黑点表示的那样，与PWM三角形波载波的峰值的定时一致。因此，若依据本实施方式，可以用PWM三角形波载波的峰值的定时检测电流，并使上述电流值的检测定时的生成变得容易。

而且，在本实施方式中，若将V_hd ^*的周期设定为PWM三角形波载波周期的2n倍(n为大于等于2的整数)，那么由于dc轴电流I_dc的周期变成PWM三角形波载波周期的4n倍，因此通过用PWM三角形波载波峰值的定时检测电流值，对于dc轴电流I_dc各自的正侧、负侧，能够得到绝对值不同的最大n个电流值。

第3实施方式

在本发明的第3实施方式中，全部***构成是与图1相同的构成，关于上述施加电压指令V_hd ^*，如图6(b)那样，设定为上述PWM三角形波载波的4倍的周期，而且，将振幅设定为在V_hd1和V_hd2的2个阶段变化的阶梯波。例如，若将V_hd ^*振幅的平均值(V_hd1+V_hd2)/2设定为恒定值，并使V_hd1和V_hd2的值变化，那么照原样将上述dc轴电流I_dc的峰值I_dcp2，ΔI_dcn2设定为恒定，就有可能使ΔI_dcp1，ΔI_dcn1的值变化。在本发明的第2实施方式中，ΔI_dcp1和ΔIdcn1变成本实施方式中的V_hd1＝V_hd2时的值。但是，在本实施方式中，由于任意选择V_hd1和V_hd2的比，因此不改变dc轴电流I_dc的峰值ΔI_dcp2，ΔI_dcn2，就能设定ΔI_dcp1和ΔI_dcn1使其不受定子构造等的电感变化。

因此，若依据本实施方式，那么不增加dc轴电流I_dc，就能提高轴误差Δθ的推算精度。

另外，与第2实施方式的情况相同，通过将V_hd ^*的周期设定为PWM三角形波载波周期的2n倍(n是大于等于2的整数)，对于dc轴电流I_dc各自的正侧、负侧能够得到绝对值不同的最大n个电流值。

第4实施方式

在本发明的第4实施方式中，全部***构成是与图1相同的构成，磁极位置推算动作，如图7所示那样，分成2个相位(分别设定为第1相位，第2相位)实施，上述施加电压指令V_hd ^*顺序提供各自的振幅不同的2个方波电压。即如图7(b)那样，振幅在上述第1相位设定为V_hd1’，在上述第2相位设定为V_hd2’，周期无论在哪一个相位都设定为上述PWM三角形波载波周期的2倍。上述dc轴电流I_dc的检测定时如在图7(f)中用黑点表示的那样，在上述PWM三角形波载波的顶峰进行。这时，在上述第1相位中，ΔI_dcp1和ΔI_dcn1变成被检测的电流值，在上述第2相位，ΔI_dcp2和ΔI_dcn2变成被检测的电流值。

在本实施方式中，象图7(i)所示那样，在将上述电流极性信号Sg与上述绝对值|ΔI_dc|相乘的结果中没有包含|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|的信息，但知道作为各自相位中的上述dc轴电流I_dc的最大值的ΔI_dcp1，ΔI_dcn1，ΔI_dcp2，ΔI_dcn2。因此，上述电流变化量运算单元125的动作变成以下那样。即，将上述电流极性信号Sg与上述绝对值|ΔI_dc|相乘的结果，上述电流变化量运算单元125在上述第1相位中求出ΔI_dcp1和ΔI_dcn1，在上述第2相位中求出ΔI_dcp2和ΔI_dcn2，在上述第1相位和上述第2相位的双方结束后，求出上述|ΔI_dcp’|和|ΔI_dcn’|。

在本实施方式中，由于能独立地设定V_hd1’，V_hd2’，因此通过不改变dc轴电流I_dc的峰值ΔI_dcp2和ΔI_dcn2，设定ΔI_dcp1和ΔI_dcn1以便不接受定子构造等的电感变化，不增加dc轴电流I_dc就能提高轴误差Δθ的推算精度。另外，ΔI_dcp1、ΔI_dcn1与上述第1相位，ΔI_dcp2、ΔI_dcn2与上述第2相位各自中的上述dc轴电流I_dc的正侧和负侧的峰值相等。因此，不进行一阶差分值的运算，也能够以各自项中正侧和负侧作为ΔI_dcp1，ΔI_dcn1，ΔI_dcp2，ΔI_dcn2由式(1)求出ΔI_dcp’和ΔI_dcn’，并在该场合以期达到运算处理的简化。

在第1～第4实施方式中设定了将施加电压指令V_hd ^*作为在1个相位轴(dc轴)的正侧和负侧变化的方波电压被提供。在此情况下，磁极位置的推算只能在电角度为±π/2的范围，本质上存在±π的推算误差。因此，为要在电角度±π的范围实现磁极位置的推算，有必要使用多个上述的相位轴。

第5实施方式

图8表示本发明的第5实施方式中的***构成。相对于图1，不同的是，上述脉动电流施加单元11在输出上述施加电压指令V_hd ^*的同时输出给与电压变化的dc轴相位的指令值θ_{dc_ini}，在上述加法器14的输入中追加了θ_{dc_ini}。通过用该构成对θ_{dc_ini}进行操作，在电动机的任意相位中给与电压变化。

图9是本实施方式中的上述磁极位置推算单元12的构成图，图10是表示上述脉动电流施加单元11给与了上述施加电压指令V_hd ^*时的上述磁极位置推算单元12的动作的说明图。在本实施方式中，如图7(j)所示那样，将给与上述电压变化的dc轴相位的指令值θ_{dc_ini}变更90°，并对于正交的2个方向给与电压变化。另外，在θ_{dc_ini}为0°和90°的各自的状态中，上述施加电压指令V_hd ^*与第4实施方式相同，使周期是上述PWM三角形波载波周期的2倍，并顺序给与各自的振幅不同的2个方波电压。这时，在θ_{dc_ini}为0°时将施加振幅变为V_hd1’的V_hd ^*的期间设定为相位d1，在θ_{dc_ini}为0°时将施加振幅变为V_hd2’的V_hd ^*的期间设定为相位d2，在θ_{dc_ini}为90°时将施加振幅变为V_hd1’的V_hd ^*的期间设定为相位q1，在θ_{dc_ini}为90°时将施加振幅变为V_hd2’的V_hd ^*的期间设定为相位q2。

在上述相位d1中，首先，在处理开始时，将上述施加电压指令V_hd ^*的振幅设定为V_hd1’，将给与上述电压变化的dc轴相位的指令值θ_{dc_ini}设定为0°。之后，上述脉动电流施加单元11只设定周期施加V_hd ^*。在图10中，上述设定周期变为2。这时，作为控制系列运算1个周期是将PWM三角形波载波延迟半周期，将V_hd ^*进行脉冲幅度调制的各相电压如图10(c)、(d)、(e)所示那样被输出。图10(f)表示由该电压输出产生的上述dc轴电流I_dc。电流值的检测在用该图中的黑点表示的定时中进行，对于正侧的半波得到ΔI_dcp1，对于负侧的半波得到ΔI_dcn1的电流值。关于该电流值，从上述延迟器121和上述减法器122所运算的上述一阶差分值ΔI_dc变成如图10(g)所示那样，通过上述绝对值运算器123得到ΔI_dc的绝对值|ΔI_dc|。另一方面，上述电流极性运算器124基于上述施加电压指令V_hd ^*求出上述电流极性信号Sg。作为本实施方式中的特征部分的电流振幅差运算单元127求出在向θ_{dc_ini}＝0°的方向施加了振幅V_hd1’的方波电压时产生的Idc的、向正极性的振幅ΔI_dcp1和向负极性的振幅ΔI_dcn1的振幅差的累计值PF_{d_off}。

【式3】

PF_{d_off}＝∫(|ΔI_dcp1|-|ΔI_dcn1|)dt              …(3)

该累计值算出后，向上述相位d2转移。

在上述相位d2中，在处理开始时，将上述施加电压指令V_hd ^*的振幅设定为V_hd2’，将给与上述电压变化的dc轴相位指令值θ_{dc_ini}设定0°。之后，上述脉动电流施加单元11只设定周期施加V_hd ^*。与上述相位d1相同，通过V_hd ^*输出上述各相电压，并产生上述dc轴电流I_dc。与上述相位d1不同的是所检测的电流值，对于正侧的半波变成ΔI_dcp2，对于负侧的半波变成ΔI_dcn2。在该上述相位d2中，上述电流振幅差运算单元127求出在向θ_{dc_ini}＝0°的方向施加了振幅V_hd2’的方波电压时产生的I_dc的、向正极性的振幅ΔI_dcn2和向负极性的振幅ΔI_dcn2的振幅差的累计值PF_{d_sig}。

【式4】

PF_{d_sig}＝∫(|ΔI_dcp2|-|ΔI_dcn2|)dt              …(4)

在该累计值算出后，向上述相位q1转移。

在上述相位q1中，在处理开始时，将上述施加电压指令V_hd*的振幅设定为V_hd1’，将给与上述电压变化的dc轴相位的指令值θ_{dc_ini}设定为90°。之后，上述脉动电流施加单元11只设定周期施加V_hd ^*。与上述相位d1相同，通过V_hd ^*输出上述各相电压，并产生上述dc轴电流。与上述相位d1不同的是所检测的电流值，对于正侧的半波变成ΔI_qcp2，对于负侧的半波变成ΔI_qcp2。在该上述相位d2中，上述电流振幅差运算单元127求出在向θ_{dc_ini}＝90°的方向施加了振幅V_hd1’的方波电压时产生的I_dc的、向正极性的振幅I_qcp1和向负极性的振幅I_qcn1的振幅差的累计值PF_{q_off}。

【式5】

PF_{q_off}＝∫(|ΔI_qcp1|-|ΔI_qcn1|)dt            …(5)

在该累计值算出后，向上述相位q2转移。

在上述相位q2中，在处理开始时，将上述施加电压指令V_hd ^*的振幅设定为V_hd2’，将给与上述电压变化的dc轴相位的指令值θ_{dc_ini}设定为90°。之后，上述脉动电流施加单元11只设定周期施加V_hd ^*。与上述相位d1相同，通过V_hd ^*输出上述各相电压，并产生上述dc轴电流I_dc。与上述相位d1不同的是被检测的电流值，对于正侧的半波变成ΔI_qcp2，对于负侧的半波变成ΔI_qcp2。在该上述相位d2中，上述电流振幅差运算单元127求出在向θ_{dc_ini}＝90°的方向施加了振幅V_hd1’的方波电压时产生的I_dc的、向正极性的振幅ΔI_qcp2和向负极性的振幅ΔI_qcn2的振幅差的累计值PF_{q_sig}。

【式6】

PF_{q_sig}＝∫(|ΔI_qcp2|-|ΔI_qcn2|)dt             …(6)

如以上那样所得到的PF_{d_off}，PF_{d_sig}，PF_{q_off}，PF_{q_sig}有以下那样的关系。首先，对于PF_{d_sig}，PF_{d_sig}，

【式7】

PF_{d_sig}-PF_{q_off}＝∫(|ΔI_dcp2|-|ΔI_dcn2|)dt

                 -∫(|ΔI_dcp1|-|ΔI_dcn1|)dt

                 ＝∫(|ΔI_dcp2|-|ΔI_dcp1|)dt

                 -∫(|ΔI_dcn2|-|ΔI_dcn1|)dt

                 ＝∫(|ΔI_dcp′|-|ΔI_dcn′|)dt

                                                           …(7)

另外，PF_{q_off}，PF_{q_sig}是上述脉动电流施加单元11的电压变化了90°时的PF_{d_off}，PF_{d_sig}。因此，若假定第1实施方式中的近似特性数式(1)，那么从

【式8】

PF_{d_sig}-PF_{q_off}∝cos(Δθ)                       …(8)

【式9】

PF_{q_sig}-PF_{q_off}∝sin(Δθ)                       …(9)

，在磁极位置推算单元12中，根据下式推算上述轴误差Δθ。

【式10】

$\mathrm{\Δ\θ}={\tan }^{-1}(-\frac{{\mathrm{PF}}_{q\_\mathrm{slg}}-{\mathrm{PF}}_{q\_\mathrm{off}}}{{\mathrm{PF}}_{d\_\mathrm{slg}}-{\mathrm{PF}}_{d\_\mathrm{off}}})\·\·\·\left(10\right)$

若依据该数式(10)，Δθ就能在±π的范围推算。

在本实施方式中，通过对正交的2个方向提供上述脉动电流施加单元11的电压变化，能在电角度为±π的范围推算磁极位置。

此外，在本实施方式中，设定了按照上述相位d1，上述相位d2，上述相位q1，上述相位q2的顺序给与根据上述施加电压指令V_hd ^*的电压变化，但即使任意变更这些相位的顺序，也能够按照同样的顺序进行磁极位置推算的运算。

另外，ΔI_dcp1的ΔI_dcn1是上述相位d1的、ΔI_dcp2的ΔI_dcn2是上述相位d2的、ΔI_qcp1的ΔI_qcn1是上述相位q1的、ΔI_qcp2的ΔI_qcn2是上述相位q2的各自的上述dc轴电流I_dc的正侧和负侧的最大值。因此，不进行一阶差分值的运算，通过将各自的相位中的正侧和负侧的检测值作为ΔI_dcp1，ΔI_dcn1，ΔI_dcp2，ΔI_dcn2，ΔI_qcp1，ΔI_qcn1，ΔI_qcp2，ΔI_qcn2，并应用数式(3)～(6)，能谋求运算处理的简化。

第6实施方式

在图11中表示本发明的第6实施方式中的***构成。

作为本实施方式的特征部分的电压设定变更单元15位于上述控制装置1内部，或位于上述控制装置的外部，而且确保了与上述控制装置1的通信方法。上述电压设定变更单元15若对上述施加电压指令V_hd ^*输入其振幅和周期，那么它为了将其输入结果交付给上述脉动电流施加设备1而动作。上述脉动电流施加单元11变更所上施加电压指令V_hd ^*，以便与被交付的上述输入结果一致。因此，能够实现可从外部变更上述施加电压指令V_hd ^*的功能。

另外，图12表示本实施方式中的上述磁极位置推算单元12的构成。上述电流振幅差运算单元127在运算PF_{d_off}，PF_{d_sig}，PF_{q_off}，PF_{q_sig}的同时，将它们各自与规定值比较。在PF_{d_off}，PF_{d_sig}，PF_{q_off}，PF_{q_sig}的全部比规定值小的情况下，为了使上述永久磁铁磁通_m的影响没有充分出现在上述dc轴电流I_dc中，判定上述轴误差Δθ的推算没有能适当地进行，并将电压调整指令信号向上述脉动电流施加单元11输出。在上述脉动电流施加单元11在电压调整指令信号进来的情况下，从下次起将上述施加电压指令V_hd ^*只增加规定的比例。通过本构成，能实现自动调节上述施加电压指令V_hd ^*，以便适当地进行上述轴误差Δθ的推算。

第7实施方式

在图13中表示本发明的第7实施方式中的上述控制装置1的动作流程。

对于上述控制装置1输入***的起动指令，那么，首先，实行转换器起动时处理201，结束后，上述控制装置1实行马达运转开始指令判定处理202，成为马达运转开始等待状态。

然后，当马达运转开始的指令被输入到上述控制装置1中，那么，首先实施作为本实施方式的特征的异常诊断处理203。在该***异常诊断处理203中，检测上述转换器2的输出电路短路、接地、断线的故障，输入电压的过大和过小等异常状态，或上述控制装置1自身的故障等。在上述***异常诊断处理203结束后，在***异常状态判定处理204中检测出异常的情况下，向***异常时处理205转移。若没有检测出异常，那么作为初始磁极位置推算处理206，例如在用第1～第5任何一个实施方式中所叙述的方法推算了上述轴误差Δθ后，开始马达的运转。

在没有上述***异常诊断处理203和上述***异常状态判断处理204的情况下，即使在***中产生某种异常，马达也将进行运转动作。这时，例如，当在上述电流检测器4中产生了异常的情况下，上述初始磁极位置推算处理206不能适当地推算上述轴误差Δθ，而且，自动地调节在第6实施方式中的上述施加电压V_hd ^*的功能产生误动作之虞，但通过决定本实施方式的构成，能够提高本发明的磁极位置推算方法的精度。

因此，本发明的目的是，在控制电动机的控制装置内检测磁极位置，进行矢量控制，本发明的磁极位置的检测对于作为上述电动机的推算磁通轴的dc轴的电压指令给与电压变化，在上述dc轴上观测流经上述电动机的电流，对于用上述dc轴所观测的电流值中所包含的脉动成分，分离成该脉动成分的正侧和负侧，对于它们各自将检测绝对值不同的大于等于2个的电流值，并基于检测该绝对值不同的大于等于2个的电流值推算上述电动机内部的磁极位置。

上述绝对值不同的大于等于2个的电流值的检测可以对于1个脉动成分的波形实施，但也可以提供2种以上给与上述dc轴的电压变化，并对它们各自逐个地检测电流值。

另外，通过转动上述dc轴，对于大于等于2个的方向给与上述电压变化，能检测包含极性的磁极位置。

另外，通过关与给dc轴的电压指令提供的电压变化，具有来自外部的设定功能和在控制装置内部的自动调整功能，做到即使在上述电动机被变更时也能检测磁极位置。

另外，通过使控制装置具有异常检测功能，防止包含上述自动调整功能的磁极位置的检测动作的误动作。

根据以上上述，若依据本发明的交流电动机驱动***，将电压变化施加到电动机，并基于从对伴随它产生的电流脉动成分的正侧和负侧所观测的、绝对值不同的大于等于2个值的电流值所运算的电流变化率，能推算上述电动机内部的磁极位置。

另外，由于利用上述电动机的磁饱和产生的脉动成分的变化，并且该脉动成分中，去掉依赖电动机的构造产生的成分，因此不依靠电动机的构造就能适用，不增加脉动电流的振幅，就能提高磁极位置的推算精度。

另外，通过对于上述电压变化具有来自外部的设定功能和在控制装置内部的自动调整功能，在上述电动机被变更的场合也能检测磁极位置，并通过在控制装置中具有异常检测功能，能防止包含上述自动调整功能的磁极位置的检测动作的误动作。

此外，将具有交流电动机、给交流电动机提供任意的交流的转换器、将控制信号输送到转换器的控制装置的***叫做交流电动机***。

根据本发明，能够提供能高精度推算磁极位置的交流电动机的控制装置和交流电动机***。

Claims (20)

1.一种交流电动机的控制装置，将控制信号输送到对交流电动机提供任意的交流的转换器，其特征在于包括：脉动电流施加单元：对上述交流电动机提供脉动电流，以及磁极位置推算单元，在上述磁极位置推算单元中，分别对于上述脉动电流的正侧、负侧观测上述脉动电流的至少2个电流值，推算上述交流电动机的磁极位置。

2.根据权利要求1所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：基于上述至少2个电流值求出电流变化率，基于上述电流变化率推算上述电动机的磁极位置。

3.根据权利要求1上述记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述脉动电流施加单元的施加电压指令是方波电压。

4.根据权利要求3所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述转换器进行使用载波的脉冲调幅控制，上述方波电压具有载波周期的大于等于4的偶数整数倍周期。

5.根据权利要求1所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述脉动电流施加单元的施加电压指令是阶梯波电压。

6.根据权利要求5所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述转换器进行使用载波的脉冲调幅控制，上述阶梯波电压具有载波周期的大于等于4的偶数整数倍周期。

7.根据权利要求1所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：具有用于设定或者变更上述给与的电压的振幅的电流振幅差运算单元。

8.根据权利要求2所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述脉动电流施加单元进行施加电压指令的振幅的调整，以使上述脉动电流的上述电流变化率在规定的范围以内。

9.根据权利要求1所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：推算上述电动机内部的磁极位置的单元在进行了检测上述转换器和上述控制装置的异常的异常检测处理后进行动作。

10.一种交流电动机的控制装置，将控制信号输送到对交流电动机提供任意的交流的转换器，其特征在于包括：脉动电流施加单元：对上述电动机给与脉动电流，以及磁极位置推算单元，上述脉动电流施加单元的施加电压指令顺次提供振幅不同的方波电压，在上述磁极位置推算单元中，分别对上述脉动电流的正侧、负侧观测上述脉动电流的至少1个电流值，推算上述交流电动机的磁极位置。

11.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：基于上述至少2个电流值求出电流变化率，基于上述电流变化率推算上述交流电动机的磁极位置。

12.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：上述转换器进行使用了载波的脉冲调幅控制，上述振幅不同的方波电压是载波周期的2以上的整数倍周期。

13.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：观测上述脉动电流的至少1个电流值是只观测上述脉动电流的正侧和负侧的最大值附近。

14.根据权利要求1所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：在任意大于等于2个的相位轴上给与上述脉动电流。

15.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：在每个规定的期间将上述振幅不同的2个方波电压提供给作为控制装置的推算磁极轴的dc轴和与该dc轴正交的qc轴双方。

16.根据权利要求15所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：将上述振幅不同的2个方波电压设定为第1方波电压和第2方波电压，设定将上述第1方波电压给与上述dc轴上的期间d1，将上述第2方波电压给与上述dc轴上的期间d2，将上述第1方波电压给与上述qc轴上的期间q1，将上述第2方波电压给与上述qc轴上的期间q2。

给与电压的期间的顺序是上述期间d1，上述期间d2，上述期间q1，上述期间q2，或者给与电压的期间的顺序是上述期间d1，上述期间q1，上述期间d2，上述期间q2。

17.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：具有用于设定或者变更上述给与的电压的振幅的电流振幅差运算单元。

18.根据权利要求11所记载的交流电动机的驱动***，其特征在于：脉动电流施加单元进行施加电压指令的振幅的调整动作，以使上述脉动电流的上述电流变化率在规定的范围以内。

19.根据权利要求10所记载的交流电动机的控制装置，其特征在于：推算上述电动机内部的磁极位置的单元在进行了检测上述转换器和上述控制装置的异常的异常检测处理后工作。

20.一种交流电动机的控制装置，将控制信号输送到对交流电动机施加任意的交流的转换器，其特征在于包括：脉动电流施加单元：对上述电动机给与脉动电流，以及磁极位置推算单元，上述脉动电流施加单元的施加电压指令给与阶梯波电压或顺序地给与振幅不同的方波电压，推算上述交流电动机的磁极位置。

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