CN1835383A - 同步电动机的控制装置及其调整方法 - Google Patents

Abstract

一种不机械地固定同步电动机的转子，不依赖电动机的定子或转子的机构，可在短时间内高精度广泛地进行电气常数地测定或自动调整的同步电动机的控制装置或其调整方法。自逆变器(3)对于同步电动机(5)，施加逐渐增加的直流电，使转子位置和磁极轴的位置一致。接着，供给最高旋转频率之上的高频(ω1t)三相不平衡交流电，根据此时电动机(5)中流入的电流值(IDC)通过计算测定同步电动机的电感(Lq、Ld)等电气常数，自动调整控制器(2)。

Description

同步电动机的控制装置及其调整方法

技术领域

本发明涉及一种交流同步电动机的控制装置及其调整方法。尤其，涉及一种不使用传感器检测同步电动机的旋转速度或转子位置，而备有测定/调整其电气常数功能的控制装置及其调整方法。

背景技术

在特许文献1中已经公开了一种不必使用电动机转速传感器及转子位置传感器，使用逆变器等控制装置自动地检测交流电动机的电气常数的技术。该技术，在d-q坐标上，施加直流电压或交流电压，测定交流电动机的电气常数。另外，在特许文献2中公开了一种对同步电动机在任意相位流过直流成分，固定转子位置，在其上叠加交流成分而测定电气常数的技术。而且，在特许文献3中公开了一种仅在微短期间内施加脉冲状的电压，根据电流响应过渡测定电气常数的技术。

专利文献1：特开昭60-183953号公报；

专利文献2：特开2000-50700号公报；

专利文献3：特开2001-69783号公报。

在特许文献1中，其对象是感应电动机，尤其，不能适用于具有凸极性的同步电动机。

另外，在特许文献2中，需要通过在磁体的磁通方向流过直流来固定转子，但是，在对与其正交转矩轴方向施加交流时，得不到直流所产生的效果。转子振动，测定值会产生误差。另外，用于固定位置的直流是额定值左右的大电流，持续供给该大电流会对逆变器的半导体驱动器施加压力，装置寿命显著降低。

另外，在特许文献3中，因为施加脉冲状的微小电压，与实际运转时的条件不同，测定值有时包含有误差。近年来的同步电动机，其转子结构为考虑了表面磁体的形状或嵌入磁体形状或磁阻转矩后的特殊形状等多种多样，另外，在定子结构中，也存在分布缠绕或集中缠绕或齿槽数、极数等各种各样结构的电动机。因此，脉冲状的电压施加时的电磁现象很可能与通常驱动时的正弦波电压施加时的现象不同，在测定值的精度上存在问题。

另外，近年来，在空调、冰箱这样的家电产品中使用了同步电动机，在这些家电中也需要电气常数的自动测定/调整。在这种情况下，当然不能使用旋转速度传感器或位置传感器，而且很多情况下电动机相电流传感器也不使用。

发明内容

本发明目的在于，提供一种不依赖电动机的定子或转子的结构，可在短时间高精度地进行电气常数地测定或自动调整的同步电动机的控制装置或其调整方法。

本发明的另一目的在于，提供一种不机械地固定转子，可在短时间高精度地进行电气常数地测定或自动调整的同步电动机的控制装置或其调整方法。

本发明的再另一目的在于，提供一种不增加逆变器的负担，电气常数可自动调整的同步电动机的控制装置或其调整方法。

在本发明技术方案一中，其特征在于，一边从逆变器对同步电动机供给该同步电动机的最大驱动频率的25％以上的频率的三相不平衡交流，一边进行同步电动机的电气常数的测定或控制***的调整。

在该优选的实施方式中，设所述三相不平衡交流的频率为该同步电动机的最大驱动频率以上。

在本发明技术方案二中，备有：一边从逆变器对同步电动机供给该同步电动机的最大驱动频率的25％以上的频率的三相不平衡交流，一边在进行同步电动机的电气常数的测定或控制***的调整，设定所述三相不平衡交流的频率的机构。

在其优选的实施方式中，备有从外部设定输入所述三相不平衡交流的频率的操作机构，或备有一边改变逆变器的输出频率一边使其收敛于适当的频率的控制机构。

在本发明实施方式三中，其特征在于，在所述三相不平衡交流的供给之前，从逆变器向同步电动机供给直流电，使转子位置与磁极轴一致。

发明效果

根据本发明优选的实施方式，不必使用检测交流同步电动机的转子位置的位置传感器，以简单的控制构成，可以实现电动机的电气常数可自动调整的电动机控制装置或调整方法。

本发明的其他目的和特征，根据以下的所阐述的实施方式将会更加明确。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的同步电动机的控制装置的控制框图。

图2是本发明的实施方式1的同步电动机控制装置的自动测定处理流程图。

图3是本发明的实施方式1的同步电动机控制装置中的电动机电流波形图。

图4是表示本发明的实施方式1的交流电动机控制装置中的转矩电流到转子相位的传递函数的框图。

图5是本发明的实施方式2的同步电动机控制装置的部分控制框图。

图6是本发明的实施方式2的同步电动机控制装置的自动测定处理流程图。

图7是表示本发明的实施方式2的同步电动机控制装置中的测定的交流的频率、电动机的电流波形及电感测定结果的时间变化图表。

图8是本发明的实施方式3的同步电动机控制装置的部分控制框图。

图9是本发明的实施方式3的同步电动机控制装置中的电动机电流波形图。

图10是本发明的实施方式4的同步电动机控制装置的Ld测定器的功能框图。

图11是本发明的实施方式5的同步电动机控制装置Ld测定器的功能框图。

图12是本发明的实施方式6的同步电动机控制装置的Ld测定器的功能框图。

图13A、13B表示本发明的实施方式7的同步电动机控制装置中的通常驱动时和常数测定时的施加电压指令的比较图。

图14表示本发明的实施方式7的同步电动机控制装置中的课题的电流电压的波形图。

图15是本发明的实施方式7的同步电动机控制装置的部分功能框图。

图16是本发明的实施方式7的同步电动机控制装置中的电流、电压波形图。

图17是应用本发明的实施方式8的同步电动机控制装置的外观构成图。

图18是将本发明应用在空调中的实施方式9的控制装置的外观构成图。

具体实施方式

接下来，参照图1～图18，说明本发明的同步电动机的控制装置的实施方式。另外，在以下的实施方式中，作为电动机使用永磁型同步电动机(以下简称为PM电动机)进行说明，但是涉及其他的同步电动机，例如，绕组型同步电动机、磁阻型同步电动机等也同样可以实现。

实施方式1

图1是本发明实施方式1的同步电动机的控制装置的框图。本实施方式1的控制装置首先备有：转速指令发生器1，其产生电动机的转速指令ωr^*；逆变控制器2。该逆变控制器2，运算逆变器3应该输出的交流电压，变换为脉宽调制(PWM)信号，输出给逆变器3。接着，作为主电路，备有：直流电源4，其对所述逆变器3供电；和作为控制对象的永磁同步型同步电动机5(以下简称为PM电动机)。直流电源4由交流电源41、构成整流电路的二极管桥路42和平滑滤波电容器43构成，在平滑滤波电容器43的两端产生直流电压V0。从该直流电源4到逆变器3的直流通路中备有检测直流电流IDC的电流检测器6。

在控制器2内，电流再现器7被输入检测电流IDC，通过运算再现流入PM电动机5中的三相交流电流Iu、Iv、Iw。被再现出的三相交流电流Iuc、Ivc、Iwc由坐标变换器8，通过在控制器内部假定的PM电动机的相位角θdc，坐标变换为d、q各轴上的成分Idc、Iqc。电压指令运算器9，基于速度指令ωr^*、电流检测值Idc、Iqc运算用于通常驱动PM电动机5的电压指令Vdc^*、Vqc^*。dq逆变换器10，将电压指令Vdc^*、Vqc^*变换为三相交流电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。PWM脉冲发生器11，基于三相交流电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，产生用于驱动控制逆变器3开关的脉宽调制(PWM)信号。电压指令切换器12在通常驱动模式和PM电动机的电气常数自动测定/调整模式之间进行电压直流的切换。同样，相位指令切换器13切换相位指令。测定用频率设定器14设定在电气常数测定/调整模式下的测定用交流的频率ω1t。电动机常数自动调整器15，输入频率ω1t，产生电气常数测定所需的施加电压指令Vdc^*、Vqc^*，同时由检测电流Idc、Iqc计算PM电动机5的电气常数Ld、Lq并输出。零相位指令发生器16在电气常数测定/调整时，具有将控制器内部的相位固定在零的作用。最后，模式切换器17，根据来自外部的指令，在通常驱动模式和电气常数自动测定模式之间切换控制器2的动作模式。

接着，使用图1说明本实施方式1的动作原理。

在本实施方式中，作为控制器2的动作，存在PM电动机5的通常驱动模式和电气常数自动检测模式这两种模式，这些根据来自模式切换器17的信号进行切换。通常驱动模式时，电压指令切换器12和相位指令切换器13切换在图示的状态“0”侧，另外，在自动测定模式中，切换在“1”侧。

首先，对通常驱动模式进行说明。从转速指令发生器1通过数字或模拟等的通信机构，对电压指令运算器9提供电动机转速指令ωr^*。在电压指令运算器9中，基于转速指令ωr^*和检测电流Idc、Iqc，进行PM模式驱动所需的电压指令Vdc^*、Vqc^*以及对PM电动机5的施加电压的交流相位θdc的运算。

在电流再现器7中，基于在电流检测器6检测出的电源电流IDC和PWM信号，通过特开平8-19263号公报等记载的方法，运算再现PM电动机的三相交流电流。接着，在坐标变换器8中，被再现出的交流电流Iuc、Ivc、Iwc基于交流相位θdc变换为以角频率ω1^*旋转的旋转坐标轴(dq轴)的电流成分Idc、Iqc。另一方面，Vdc^*、Vqc^*由dq坐标逆变器10再变换为交流量，进而，在PWM脉冲发生器11中，变换为脉宽调制波信号，发送到逆变器3。关于该基本动作，是与特开2002-272194号公报中记载的方法同样。

接着，对本发明的特征的自动测定模式的动作进行说明。

在自动测定模式中，以在测定用频率设定器14中所设定的角频率ω1t变化的交流频率施加到Vdc^*和Vqc^*，在PM电动机5中流过电流。根据该电流和电压的关系，运算PM电动机5的d轴电感Ld和q轴电感Lq。使用图2的处理流程和图3的PM电动机的相电流波形说明该动作。

图2是该实施方式1的同步电动机控制装置的自动测定处理流程图。首先，在步骤201中，将测定用频率ω1t设为零，在步骤202中，将直流电压Vd逐渐施加到PM电动机的Vdc^*输入端子。

图3是该实施方式1的同步电动机控制装置中的电动机直流波形图。首先，如图3的期间(1)所示，使直流电流Iu～Iw缓慢地增加，斜波状地增加电压Vdc^*。这样，PM电动机5的转子位置与控制上的dc轴(磁通轴)一致。

接着，在步骤203中，将测定用频率ω1t设定在电角频率ω1max，该电角频率ω1max是与PM电动机5的通常驱动中所使用的最高转速一致的电角频率。而且，在步骤204中，通过将d轴电压指令Vdc^*作为简单正弦波，而将三相不平衡交流电压施加到PM电动机5。在步骤205中，基于此时检测出的电流值运算d轴电感Ld。

接着，在步骤206中，将d轴电压指令Vdc^*设为零，将q轴电压指令Vqc^*设为正弦波，对PM电动机施加三相不平衡交流电压。在步骤207中，同样，基于检测电流值，计算q轴电感Lq。

以上的步骤204～207，是图3中的施加三相不平衡交流的电动机常数自动测定模式期间(2)，PM电动机5的电流波形，为图示的三相不平衡的交流电流。

然后，进入通常驱动模式期间(3)，从逆变器3向PM电动机5供给三相平衡交流，驱动PM电动机5。

在本实施方式中最重要的是测定用频率ω1t的设定。即使在d轴上施加交流电压，在PM电动机5中也不产生转矩，对于q轴上的电流产生基本的转矩。但是，通过将测定用频率ω1t设定在与PM电动机最大速度频率ω1max相同的频率(ω1t＝ω1max)，抑制q轴电感Lq测定时的转子的变动。使用图4说明该原理。

图4是表示本发明的实施方式1的交流电动机控制装置中的转矩电流到转子相位的传递函数的框图。该图(a)，是用传递函数表示从转矩电流Iq到PM电动机的相位变化的图。Iq和相位角θdc的关系用电动机的极数P、磁通Φ、机械***的惯性J等的函数表示。另外，图中的符号，Tm：表示产生的转矩，ωr：PM电动机的转速；ω1：表示电角频率。这里，设Iq变动的交流成分ΔIq，传递函数成为如图4(b)所示。通过ΔIq相位角变动其最大值为Δθ。如图(c)所示，Δθ与ω1t的二次方成反比。

即，尽可能不改变转子，为了以固定的状态测定电感，优选测定时的交流频率尽可能的高。但是，在与通常的驱动时相差很远的频率下，反而影响PM电动机的频率特性，可能扩大测定误差，不优选过分的提高。对于市场销售的空调用的电动机，以该电动机的最高旋转频率的25％的测定用频率就可以以足够的精度测定电动机的常数。

但是，在实施方式1中，将测定用频率ω1t设为PM电动机的最高驱动频率ω1max时，只要不是特殊用途的电动机，是可以以足够的精度测定/调整电动机的常数。如果从PM电动机的磁回路特性的角度考虑，即使比最大速度频率高几成也不会存在大问题。

另外，PM电动机的用途，例如，如冰箱或空调那样，如果存在某些限制，从其容量和转速对机械***的惯性J设想某些限定。此时，相位角θ的变动幅度例如规定在±5度以内，如图4(d)所示，可以根据下述式(1)设定测定用频率ω1t。

$\mathrm{\ω}1t=\sqrt{\frac{3\·p^2\·\mathrm{\Φ}\·\mathrm{It}}{8\·J\·\mathrm{\Δ\θ}}}---\left(3\right)$

另外，此时，如果PM电动机的容量、额定电压、转速如果是已知的，所需的磁通Φ可以设为常识的值、也可以设定。

进而，在本实施方式1中，将直流斜波状地增加，进行转子的定位，但是，低温时的油压泵等如果是粘性强的负载，即使施加斜波状的直流也没有问题。而且，即使不通过直流，假设如果已知d轴位置，则可以不要通过直流电流。例如，可以使用在特开2002-078392号公报中所示的初始位置推测方法，不需通过直流电流。

以上，根据本发明的第1实施方式，不必固定PM电动机的转子，可以高精度测定/调整电气常数的电感。特别，在测定中不必通过直流电流，可以降低由于通过直流电流而引起的构成逆变设备的负担，可以防止逆变器的故障。

另外，在本实施方式中(以及，在此后的实施方式)，作为电流检测方法，使用检测逆变器直流电流的方法，但是，如果备有PM电动机的相电流检测器检测直接相电流，可以不需电流再现器7。

实施方式2

接着，使用图5～图7，对本发明的实施方式2进行说明。

在所述实施方式1中，在自动测定模式中的测定用频率与PM电动机的最大驱动频率(最大电气角度频率)一致。此时，PM电动机的转子变动何种程度，测定结果存在何种误差，依赖于机械***的惯性J。因此，在本实施方式2中，提供考了这些问题的控制装置。

图5是本发明的实施方式2的同步电动机控制装置的控制框图的部分图。仅表示了本实施方式中的测定用频率设定器14B和电动机常数自动调整器15B的关系，实施方式2使用它来代替图1的14、15。其动作，使用图6的处理流程、以及图7的波形进行说明。

图6是本发明的实施方式2的同步电动机控制装置的自动测定处理的流程。

图7是表示本发明的实施方式2的同步电动机控制装置中的测定交流的频率、电动机的电流波形以及电感测定结果的时间变化曲线。

首先，在图6中，步骤201～205，是与图2使用同一符号的步骤，测定电感Ld。

在步骤601中，测定用频率ω1t设定在PM电动机5的驱动频率范围的任意的频率，将d轴电压指令Vdc^*设为零，同时q轴电压指令Vqc^*设为简单的正弦波，由此对PM电动机5施加三相不平衡交流电压。在步骤602中，基于此时所检测出的电流值，运算q轴电感Lq。将该测量结果作为在图7中的第1次的Lq的值Lq0，在步骤603被存储。接着，在步骤604中，将测定用频率ω1t增加若干，在步骤605中，基于再次检测出的电流值，计算q轴电感Lq。在步骤606中，将此次得到的电感Lq与上次存储的电感Lq0进行比较，如果其差值ΔLq变大，例如如果超过5％，返回步骤603重复该动作。在该重复中，增加测定用频率，使Lq值收敛。此时，PM电动机5的相电流，如图7(b)所示，逐步变为高频率。前一次得到的值和本次得到的值之差，收敛于规定的例如5％的范围内时，没有频率依赖性，即可以认为不受转子变动影响。因此，进入步骤607，将此次得到的值定为q轴电感Lq，如图7(c)所示，接收测定。

测定中所使用的频率，优选为与实际运转条件尽量相接近的频率。但是，转子振动时，Lq的测定值中存在Ld的影响，误差变大。通过采用本实施方式，可以大幅度地改善这些问题。

实施方式3

接着，使用图8～9对本发明的实施方式3进行说明。

如实施方式1、2所示，为了测定电气常数，需要在电动机中流过交流。但是，突然地流过接近额定电流的交流时，以此为契机，可能引发转子开始振动。

图8是解决上述问题的本发明的实施方式3的同步电动机控制装置的部分控制框图。通过使用图8的电动机常数自动调整器15C，代替图1中的电动机常数自动调整器15，可以实现难以产生振动的装置。

在图8中，电动机常数自动调整器15C，由Ld测定器18和Lq测定器19构成。二者的内部构成是一样的，只表示Ld测定器18的具体构成。首先，备有：在常数测定时决定施加电压的振幅的测定电压振幅指令器20；对该指令的变化率提供限制的速率限制器21。接着，还备有：接收测定用频率ω1t输出正弦波状的函数的交流函数发生器22；运算该交流函数发生器22的输出和所述速率限制器21的输出之积的乘法器23。进一步，基于检测电流Idc(或Iqc)计算电感Ld(或者Lq)的Ld(或Lq)运算器24。

图9是本发明的实施方式3的同步电动机控制装置中的电气常数测定模式中的电动机电流波形图。

接着，对于图8的动作，边参照图9的电动机电流波形边进行说明。测定电压，以d轴→q轴的顺序施加，该动作在测定电压振幅指令器20中被编程。从测定电压振幅指令器20输出斜波状的电压，但是速率限制器21限制其变化率。变化率被限制的振幅指令和交流函数发生器22输出的正弦波函数在乘法器23进行相乘，作为Vdc^*(或Vqc^*)，与此对应的测定用不平衡三相交流施加到PM电动机。施加电压由于是振幅值缓慢增加的交流，所以如图9所示，该电流值也慢慢增加。其结果，减小扰动的影响，不产生振动。另外，在测定结束时，电压振幅慢慢降低，防止电机振动。

以上，根据本实施方式3，可以慢慢增减用于电感等的常数测定的交流振幅，可以有效地防止转子的振动。另外，在测量d轴电感时，由于减少速率限制的效果，所以也可以只对q轴电感测定时使用速率限制。

实施方式4

接着，使用图10对本发明的实施方式4进行说明。

如实施方式1～3所示，为了测定电气常数，需要根据施加电流电压和与其一起的交流电流的检测值测定电动机常数。此时，需要引入相位信息来分析施加电压和检测电流的关系。通常，一般是导入傅立叶级数展开。但是，通过数值运算处理，正确地实现傅立叶级数展开，存在软件处理负荷增加的问题。尤其，在根据电动机额定参数改变测定用频率ω1t时，需要适当地设置微分周期或积分周期等。因此，在本实施方式中，提供了一种通过简单的方法，同时进行交流电压波形的生成和检测电流的成分分析，同时求得电感以及阻抗成分的方法。

图10是本发明的实施方式4的同步电动机控制装置的Ld测定器的功能框图。也准备了与该Ld测定器18D同样构成的Lq测定器，通过使用之前的实施方式1～3，可以实现高精度的常数自动调整装置。

图10所示的Ld测定器18D，由与图8同样的测定电压振幅指令器20、速率限制器21、乘法器23、计算PM电动机5的电阻R和电感的RL运算器25构成。该RL运算器25，备有：对测定用频率ω1t进行积分，输出相位角θ1t的积分器26；基于测定用频率ω1t分别输出正弦波和余弦波的正弦波余弦波发生器27、28。另外，还备有将这些正弦波/余弦波与电流检测值Idc相乘的乘法器29、30；输入这些乘积值，切除脉冲成分的一阶延迟滤波波器31、32。进而，还具有：基于测定电压振幅指令Vt、一阶延迟滤波器31、32的输出和测定用频率ω1t，运算电动机的电气常数Ld(或者Lq)的常数运算器33。

接着，对Ld测定器18D的动作进行说明。

测定电压振幅指令Vt与实施方式3的动作同样构成。通过该Vt和余弦波发生器28的输出之积，Vdc^*用下式(2)表示，对PM电动机5施加交流电压。

Vdc^*＝Vt·cos(θ1t)                      ……(2)

另一方面，检测电流Idc因为对于Vdc^*为延迟相位，所以成为下式(3)。

Idc＝It·cos(θ1t-Φ)                   ……(3)

(3)式可以进行(4)的变换。

Idc＝Idsin·sin(θ1t)+Idcos·cos(θ1t)  ……(4)

对于该Idc，例如乘以正弦波函数时，成为下述的(5)，分离为直流成分和2倍的脉动成分。

$\mathrm{Idc}\×\sin \mathrm{\θ}1t=\frac{1}{2}\mathrm{Id}\sin \{1-\cos (2\·\mathrm{\θ}1t)\}+\frac{1}{2}\mathrm{Id}\cos \·\sin (2\·\mathrm{\θ}1t)\}---\left(5\right)$

该波形中，介于图10中的一阶延迟滤波器31，只输出直流成分时，得到Idsin(正弦波成分)。

同样，在(4)式中乘以余弦波，通过滤波器32，可以提取Idcos(余弦波成分)。此时，如果将一阶延迟滤波器31、32的时间常数TLF设定在某些值以上，即使改变频率ω1t也没有大问题。因而，即使不用傅立叶级数展开或FFT这样的处理，也可以简便地实现。

因此，两个一阶延迟滤波器31、32分别形成Idccos的正弦波成分Idsin、余弦波成分Idcos。作为Vdc^*，因为提供余弦波，根据该关系，由下述(6)在常数运算器33中求取Ld或R。

$\mathrm{Ld}=\frac{1}{\mathrm{\ω}1t}\frac{\mathrm{Vt}\·\mathrm{Id}\sin }{\mathrm{Id}{\sin }^2+\mathrm{Id}{\cos }^2},R=\frac{\mathrm{Vt}\·\mathrm{Id}\cos }{\mathrm{Id}{\sin }^2+\mathrm{Id}{\cos }^2}---\left(6\right)$

另外，在本实施方式中，以d轴的电气常数为例进行说明，q轴也完全同样可以运算Lq、R。

这样，根据本发明实施方式4，由交流电压而流过的电流用简单的构成分离成分，可以求得电动机的电气常数。

实施方式5

接着，使用图11，对本发明的实施方式5进行说明。

所述实施方式4，为了测定电气常数，施加交流电压，将伴随其的交流电流的检测值分离为交流电压的同相成分和相差90度相位的成分，运算电气常数。

公知：作为电动机的电气常数，特别是电感容易受到磁饱和的影响，根据测定电流值，可知其值变化。因此，本来不施加电压，将电流值如只流过电动机额定电流，测定电气常数。

根据本实施方式，将电流值作为参数，可以实现电气常数的自动测定。

图11是本发明的实施方式5的同步电动机控制装置中的Ld测定器18E功能框图。通过使用本实施方式代替上述实施方式中的Ld测定器18D，可以实现将电流值作为参数的常数自动调整装置。

在如图11中，由测定电流振幅指令器34，设定电流指令的大小。在该实施方式中，没有附加速率限制器，但是也可以如之前的实施方式那样附加。在本实施方式中，进行信号的加法运算或减法运算的加减法器35、36，积分补偿器37、38，常数运算器39，加法器40和乘法器44、45作为新部件使用。除此之外，还备有：之前实施方式中说明过的零相位指令发生器16、积分器26、正弦波发生器27、余弦波发生器28、乘法器29、30以及一阶延迟滤波器31、32。

接着，对Ld测定器18E的动作进行说明。

对于电流检测值Idc，由乘法器29、30与余弦波函数、正弦波函数相乘，其相乘值分别输入一阶延迟滤波器31、32，只输出直流成分。到此为止的动作，与所述简单型傅立叶级数展开完全相同。然后，对于Idsin和Idcos的各自的成分，在加减法器35、36中运算与指令值之间的差值。对于Idsin，计算与测定电流振幅指令器34输出的It和差值，通过积分补偿器37计算输出电压Vdsin以使该差值为零。同样，对于Idcon通过零相位指令发生器16计算Vdcon以使其控制为零。Vdsin、Vdcos在乘法器44、45中分别与正弦波/余弦波的函数相乘。这些，在加法器40进行二者相加之后，成为施加给电动机的电压指令Vdc^*。本实施方式中其特征在于，电流值的正弦波/余弦波成分的各自以与指令一致的方式进行反馈控制。常数运算器39中，使用Vdsin、Vdcos、ω1t以及It的值，按照下述(7)运算电动机常数。

$\mathrm{Ld}=\frac{\mathrm{Vd}\cos }{\mathrm{\ω}1t\·\mathrm{It}},R=\frac{\mathrm{Vd}\sin }{\mathrm{It}}---\left(7\right)$

另外，在本实施方式中，以d轴的电气常数为例进行说明，但是q轴也完全相同，可以计算Lq、R。

如此，根据本发明的第5实施方式，将电流的大小作为参数，以简单的构成就可以计算电动机的电气常数。由此，可以测定对于电流值的磁饱和特性，进一步提高控制精度。

实施方式6：

接着，使用图12，对本发明的实施方式6进行说明。

上述的实施方式5，是将电流振幅作为常数自动测定常数的。如此，通过导入反馈控制，可将电流值作为参数进行测定。在反馈增益的设定方法中存在问题。即，为了将电流值快速地稳定于规定值，必须根据控制对象的参数，将控制增益(图11中的积分补偿器34的增益KiL)设定在适当的值。但是，在电气常数完全不知的情况下，不可能进行最佳设定，需要响应上作出某种程度的牺牲。在最坏的情况下，可能发散振荡不收敛，陷入不能测定。冰箱用的电动机等，如果其用途被限制，可以进行某种程度的增益设定，但是，进一步，在范围广的领域，在进行常数的自动测定存在问题。

因此，在本实施方式中，提供一种可进一步扩大通用性，且将电流值作为参数测定的控制装置。

图12是本发明的实施方式6的同步电动机控制装置的Ld测定器的功能框图。Ld测定器18F，将基本构成作为图10的实施方式，但是在电压振幅直流的提供上存在很大的不同。图12的Ld测定器18F，作为新的部件，追加测定电压振幅增加率设定器46、积分器47、测定电流振幅设定器48、电流振幅运算器49以及信号比较器50。RL运算器25与上述的实施方式4(图10)完全不同，不同点在于，Idsin及Iqsin将电流振幅运算器49输出。

接着，对Ld测定器18F的动作进行说明。

测定电压振幅增加率设定器46中设定增加率dV，增加率dV用于缓慢增加对PM电动机施加的交流电压的振幅。例如，一秒钟内增加额定电压的10％等那样，进行dV设定。切换器13中，根据比较器50的输出，将开关切换为[1]或[0]，在[1]时，dV直接输出，[0]时输出零。积分器47中，根据切换器13的输出进行积分。另一方面，在电流振幅运算器49中，基于Idcos、Idsin的值，由下述的式(8)运算电流振幅I0。

$I0=\sqrt{\mathrm{Id}{\sin }^2+\mathrm{Id}{\cos }^2}---\left(8\right)$

用比较器50比较该值和测定电流振幅设定器48的输出It，如果It＞I0，将切换器13切换到[1]侧，如果It＜I0，将切换器13切换到[0]侧。其结果，常数测定的交流电压，其振幅值从零值慢慢持续增加，在成为I0＝It时，停止增加。即，不导入电流反馈控制，前馈地将电流值设定在规定值。其结果，扩大作为自动测定的对象的电动机的电气常数范围，无论是哪种用途的PM电动机均可以不需调整地测定常数。本方法是广义的的反馈控制，其最大特点在于，通过牺牲线性性，来扩大对未知电动机的通用性。

另外，在本实施方式中，以d轴的电气常数为例进行说明，当时即使q轴也可以完全同样地计算Lq、R。

如此，根据本发明的第6实施方式，将电流的大小作为参数，可以实现通用性极高的电气常数的自动测定。

接着，使用图13～图16，对本发明的实施方式7进行说明。

如在实施方式1中所述，使用在图1中表示的检测逆变器的直流电流的电流检测器作为在本控制装置中的电流检测器。电流检测器6实际上可以使用分流电阻器等廉价可以小型安装的电流检测器。

在本实施方式中，涉及根据该直流电流检测电动机电流的机构。

图13A、图13B是本发明实施方式7的同步电动机控制装置中的通常驱动模式和常数测定模式的施加电源指令的比较图，表示在两个模式下的电压波形的不同点。这里，图13A的通常驱动时，施加平衡三相交流电压，另一方面，在包含图13B的自动调整(自动调整)的常数测定模式中，施加极端不平衡的三相不平衡电压。特别，在图13B的零交叉点附近的区域P中，同时，所有的电压指令为零。与此相伴的电流检测上的问题参考图14进行说明。

图14是表示本发明的实施方式7的同步电动机控制装置中的电流和电压波形图。在图中，施加电压Vu和Iu具有几乎90度的相位差。即，测定用频率ω1t是高频波，由此几乎为感性负载。其结果，在电流Iu的峰值附近的区域P，相电压Vu近似为零。所有的相电压为零的条件下，电流检测器6中不流过电流，在电流峰值附近的区域P不流过直流电流IDC，不能观测。这样，省略了电流峰值附近的电流检测，降低其精度。

图15是本发明的实施方式7的同步电动机控制装置的部分功能框图，表示电动机常数自动调整器15G。图15与之前的实施方式(例如，图8等)的最大不同点在于对于从Ld测定器18和Lq测定器19输出的Vdc^*、Vqc^*，设定其最大的下限51、52。其结果，可以阻止零交叉点附近的电压指令的降低，进行电流检测。

图16是本发明的实施方式7的同步电动机控制装置中的电流、电压波形图。如图所示，在零交叉点附近的区域P中限制各相电压的下限值，存在伴随PWM控制的直流路径的电流。另一方面，对电压指令进行修正，电压的零交叉点附近的误差，对大局几乎没有影响，可以高精度地进行电流检测，本方式在实用上是非常有效的手法。

另外，实际使用IGBT构成逆变器电路时，作为电压指令绝对值的下限值将输出脉冲的宽度作为目标即可。考虑伴随开关动作的连接现象，最小确保10μs的通电宽度，可以进行电流检测。

实施方式8

图17是本发明的实施方式8的同步电动机的控制装置的整体外观构成图。

在图17中，微型计算机53中包括图1的转速指令发生器1和模式切换器17。以下，同样地与图1的符号2、3、5、6、41、42、43相同的符合表示相同的部件。从微型计算机53通过通信线54对功率模块55传输指令。该功率模块55是将图1的控制器2、逆变器3、电流检测器6以及二极管桥路42一体化小型化后的模块。另外，在功率模块55中通过布线连接交流电源41、平滑电容器43以及PM电动机5可实现同步电动机的控制装置，其可自动测定/调整PM电动机5的电气常数。

在本实施方式中，通过控制器2或逆变器3模块化，可以实现装置整体的小形化，无论哪种电动机5，均可提高简单驱动控制装置的机动性，可以扩大其通用性。

实施方式9

接着，使用图8，对本发明的实施方式9进行说明。

图18时空调中应用本发明后的实施方式9的控制装置的外观构成。在图18中，符合2、3、6、42以及43分别与实施方式1(图1)以及实施方式8(图17)相同的部分。本实施方式所构成空调的室外机57为：用功率模块55来控制内置了电动机的压缩机56，功率模块55安装有控制器2、逆变器3、电流检测器6以及二极管桥路42。空调等的压缩机56在密闭状态的压缩机56的内部安装有PM电动机5，PM电动机的转速或磁通的位置等的检测困难。

但是，通过将本发明的控制装置作为功率模块55安装，不必检测电动机的转速或位置，另外，以电动机5内置在压缩机56中的状态可以自动测定/调整电动机5的电气常数。

另外，作为实施方式，以空调为例进行说明，其他的电气设备，例如，分立空调、冰箱等情况下，可以得到同样的效果。

Claims (19)

1、一种同步电动机的控制装置，其备有：

直流电源；

逆变器，其由所述直流电源供电、输出交流电；

PWM控制部，其对所述逆变器进行脉宽调制控制；

同步电动机，其被供给所述逆变器所输出的交流电；

电流检测机构，其检测流入所述同步电动机中的电流；和

驱动控制装置，其基于对所述同步电动机的速度指令，作用在所述PWM控制部，变速驱动所述同步电动机，

其特征在于，

所述驱动控制装置备有常数测定控制机构，该常数测定控制机构对所述逆变器输出所述同步电动机的最大驱动频率的25％以上的频率且三相不平衡的交流，基于该三相不平衡交流的输出时的所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的常数。

2、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

将所述三相不平衡交流的频率设定在所述同步电动机的最大驱动频率以上。

3、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有直流输出机构，其在对所述逆变器输出所述三相不平衡的交流之前，输出直流。

4、根据权利要求3所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有逐渐增加所述直流电流的机构。

5、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有逐渐增加所述直流电流的机构。

6、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有操作机构，其从外部手动输入所述三相不平衡的交流电流的振幅上限值。

7、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有下限限制器，其限制所述三相不平衡的交流电压的上限值。

8、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

以检测所述逆变器的直流侧的电流的方式构成所述电流检测机构，确保该电流检测通电宽度为10μs以上。

9、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有：指令所述三相不平衡的交流电流的正弦波和余弦波成分的大小的机构；

导出所述电流检测机构的输出电流的正弦波和余弦波的机构；

控制这些正弦波和余弦波成分与所述指令的各成分一致的机构。

10、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

备有构成所述驱动控制装置的微处理器，所述驱动控制装置包括所述常数测定控制机构，

备有将所述逆变器的主电路、所述电流检测机构以及所述微处理器形成为一体的模块。

11、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

由所述驱动控制装置驱动的所述同步电动机被安装在空调机、或冷冻或冷藏用的压缩机中。

12、一种同步电动机的控制装置，其备有：

直流电源；

逆变器，其由所述直流电源供电、输出交流电；

PWM控制部，其对所述逆变器进行脉宽调制控制；

同步电动机，其被供给所述逆变器所输出的交流电；

电流检测机构，其检测流入所述同步电动机中的电流；和

驱动控制装置，其基于对所述同步电动机的速度指令，作用在所述PWM控制部，变速驱动所述同步电动机，

其特征在于，还备有：

频率设定机构，其设定所述同步电动机的电气常数测定用的频率；

对所述逆变器输出由所述频率设定机构设定的频率的三相不平衡交流电的机构；

基于该三相不平衡交流电输出时的所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的电气常数的机构。

13、根据权利要求12所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

所述频率设定机构，备有从外部手动设定所述三相不平衡交流电的频率的手动操作机构。

14、根据权利要求12所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

所述频率设定机构，备有在所述三相不平衡交流输出时，将其频率连续地或阶段地变化的机构，

运算所述电气常数的机构，备有在该各个频率下，基于所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的电气常数的机构。

15、根据权利要求12所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

所述频率设定机构，备有：在所述三相不平衡交流输出时，将其频率连续地或阶段地变化的机构；

基于在该各个频率下的所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的电气常数的机构；

将这些运算值收敛在规定值内时的电气常数设定在所述驱动控制装置中的机构。

16、一种同步电动机控制装置的调整方法，该同步电动机控制装置备有：直流电源；

逆变器，其由该直流电源供电，输出交流电；

PWM控制器，其对该逆变器进行脉宽调制；

同步电动机，其被供给所述逆变器所输出的交流；

电流检测机构，其检测流入该同步电动机的电流；

驱动控制装置，其基于对所述同步电动机的速度指令作用于PWM控制部，变速驱动所述同步电动机，上述同步电动机控制装置的调整方法其特征在于，

包括：

自所述逆变器向所述同步电动机供给三相不平衡的交流电的步骤；

基于该三相不平衡交流电供给时的所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的常数的步骤。

17、根据权利要求16所述的同步电动机的控制装置的调整方法，其特征在于，

备有将所述三相不平衡交流的频率设定在所述同步电动机的最大驱动频率的25％以上的频率的步骤。

18、根据权利要求16所述的同步电动机的控制装置的调整方法，其特征在于，

备有：在供给所述三相不平衡交流电的步骤之前，自所述逆变器向所述同步电动机供给直流电的步骤。

19、根据权利要求16所述的同步电动机的控制装置的调整方法，其特征在于，

供给所述三相不平衡交流电的步骤包括：

将所述三相不平衡交流电的频率连续或阶段地变化的步骤；

在所述各频率的三相不平衡交流电供给时，基于所述电流检测机构的输出，计算所述同步电动机的电气常数的步骤；及

将该运算结果的变化收敛在规定值内的时候的常数设置在所述驱动控制装置中的步骤。

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