CN1571255A - 并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路及其方法，包括辅助电源、电压检测与比较电路、PWM驱动电路和转换开关，辅助电源的输出电压端接于电压检测与比较电路的输入端，电压检测与比较电路的输出端接至转换开关的控制端，PWM驱动电路中的PWM驱动信号耦合至转换开关的输入端，转换开关的输出端耦合至同步整流管的控制端。由于检测变换器的原边或副边辅助电源电平，经与参考电压比较后控制同步整流管在起机时的精确关断与导通，使同步整流变换器在并联运行时无预起机、输出电压无过冲与凹坑等问题，变换器并联效率高。本发明电路简单可靠，成本低廉，经试验，效果良好。

Description

并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路及其方法

【技术领域】：

本发明涉及一种低压大电流同步整流变换器在并联起机时防止电流倒灌的电路及其方法。

【背景技术】：

负载功率的进一步增大要求DC-DC变换器并联运行以提供更大的供电功率，变换器间均分负载电流，减小每个变换器的电流应力。同时，并联运行变换器易于实现供电***冗余备份和热拔插，以提高***供电可靠性。目前，DC-DC变换器并联的方法一般是在变换器输出端外加隔离二极管或MOS管实现简单的变换器并联和冗余备份。在变换器输出电压较高如5V及输出电流较低如5A的情况下，隔离二极管或MOS晶体管的压降作用不明显，功率损耗也不大，该方法简单可靠成本低，得到广泛应用。详见图1，图中隔离二极管D可由MOS晶体管代替并增加相应控制回路。其中：图中变换器为半同步整流，当将MOS管S1换为肖特基管时，即为肖特基整流。

但是，在变换器输出电压较低如1.8V及输出电流较高如20A的情况下，隔离二极管或MOS管的压降作用明显，损耗较大。该方法较难用于低压大电流的DC-DC变换器并联运行中。如采用隔离肖特基二极管，压降取0.4V，为了保证变换器调整率，变换器输出电压需要上调到2.2V以补偿二极管压降，即上调率约22％，实际上由于最大占空比Dmax、MOS晶体管允许Vds及效率等限制很难做到上调22％(一般上调10％)。同时，隔离二极管的功耗高达8W，使效率下降约25％ $(\mathrm{\η}=\frac{1.8\×0.85}{2.2+0.4\×0.85}\≈0.60).$ 如采用隔离MOS晶体管，取Rdson为4毫欧，MOS晶体管压降为0.08V，变换器输出电压上调容易补偿MOS晶体管压降，但功耗仍高达1.6W，使效率下降约6.5％ $(\mathrm{\η}=\frac{1.8\×0.85}{1.88+0.08\×0.85}\≈0.785).$ 同时，成本增大，控制电路复杂，可靠性降低。

可见，在低压大电流DC-DC变换器中使用隔离二极管或MOS管来实现变换器并联和冗余备份不但成本高控制复杂，而且可靠性低可行性差。

DC-DC变换器的输出级的整流电路一般采用肖特基二极管整流、半同步整流和同步整流方式，滤波方式一般采用L-C滤波或C滤波。在低压大电流DC-DC变换器中，一般采用半同步整流和同步整流方式，滤波方式同样采用L-C滤波或C滤波。

采用肖特基二极管整流和半同步整流的DC-DC变换器，在采用均流技术情况下可实现并联，并联变换器数量主要受容性负载能力限制。变换器开关机时没有电流倒灌问题，母线电压没有凹凸问题。详见图2a、图2b。其中：当将图2a中的MOS管S1换为肖特基管时，即为肖特基整流。

但是，采用同步整流的DC-DC变换器，在并联时存在预起机、起机失败、甚至变换器损坏等问题。其根本原因在于变换器电子元器件固有的容差特性和同步整流MOS晶体管固有的可双向导通特性。

DC-DC变换器并联时，首先起机的变换器缓缓建立输出电压，同时对后起机变换器输出滤波电容充电，使并联变换器间输出滤波电容上电压一致上升。但是，当第二变换器起机时，由于电压环和软启动的作用，占空比D较小1-D较大，即Ton时间较短，Toff时间较长。电感续流结束后，同步整流MOS晶体管反向导通，形成较长时间反灌，几乎等效于并联母线上接了一条低阻抗的短路线。其结果是，并联母线电压跌落、变换器预起机、起机失败，甚至变换器损坏。详见图3a、图3b、图3c。

【发明内容】：

本发明的目的就是为了解决现有同步整流变换器并联技术中存在预起机、起机失败，甚至变换器损坏及串联二极管效率低等问题，提供一种防止同步整流变换器并联起机时电流倒灌的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路及其方法。

为实现上述目的，本发明提出一种并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，包括辅助电源、电压检测与比较电路、PWM驱动电路和转换开关，辅助电源的输出电压端接于电压检测与比较电路的输入端，电压检测与比较电路的输出端接至转换开关的控制端，PWM驱动电路中的PWM驱动信号耦合至转换开关的输入端，转换开关的输出端耦合至同步整流管的控制端。

为实现上述目的，本发明提出一种同步整流变换器的同步整流防倒灌方法，取样与变换器输出电压有一定比例关系的辅助电源信号，将该辅助电源信号经电压检测与比较电路与参考电压进行比较，电压检测与比较电路的输出信号控制同步整流管的导通与关断。

由于采用了以上的方案，检测变换器的原边或副边辅助电源电平，经与参考电压比较后控制同步整流管在起机时的精确关断与导通，使同步整流变换器在并联运行时无预起机、输出电压无过冲与凹坑等问题，变换器并联效率高。本发明电路简单可靠，成本低廉，经试验，效果良好。

【附图说明】：

图1是现有变换器串联隔离二极管并联电路图；

图2a是现有半同步整流变换器并联电路图；

图2b是现有半同步整流变换器并联电路电压电流波形图；

图3a是现有同步整流变换器并联电路图；

图3b是现有同步整流变换器并联电路电压电流波形图(重载)；

图3c是现有同步整流变换器并联电路电压电流波形图(轻载)；

图4a是本发明第一种实施例并联副边防倒灌外驱全波同步整流变换器电路原理图；

图4b是本发明第二种实施例并联副边防倒灌外驱全波同步整流变换器电路原理图；

图4c是本发明第三种实施例并联副边防倒灌自驱全波同步整流变换器电路原理图；

图4d是本发明第四种实施例并联副边防倒灌自驱倍流同步整流变换器电路原理图；

图4e是本发明第五种实施例并联副边防倒灌自驱半波同步整流变换器电路原理图；

图5a是本发明第六种实施例并联原边防倒灌外驱全波同步整流变换器电路原理图；

图5b是本发明第七种实施例并联原边防倒灌外驱全波同步整流变换器电路原理图；

图5c是本发明第八种实施例并联原边防倒灌外驱倍流同步整流变换器电路原理图；

图5d是本发明第九种实施例并联原边防倒灌外驱半波同步整流变换器电路原理图；

图6是本发明第一种实施例副边防倒灌外驱全波同步整流变换器电压电流波形；

图7是本发明第五种实施例副边防倒灌自驱半波同步整流变换器的仿真波形；

【具体实施方式】：

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

控制同步整流管在变换器起机时开关状态的方法较多，常用的有固定时间法、电流检测法和电压检测法。固定时间法简单可靠，但无法精确控制同步整流管的开关时间，起机时过早开通同步整流管，不能达到目的；过晚开通同步整流管，有过冲甚至主MOS晶体管Vds超标。电流检测法能够精确控制同步整流管的开关状态，但如用电流互感器采样，有成本高、高度高、额定电流小等不足；如用电阻采样，有占板面积大、损耗大等不足。采用检测变换器的原边或副边辅助电源电平的方法是控制同步整流管在起机时开关状态较好的方法，没有固定时间法、电流检测法存在的问题，比较适合在低压大电流同步整流变换器中使用。

本发明根据辅助电源位置及驱动方式的不同，分为副边防倒灌外驱同步整流变换器、副边防倒灌自驱同步整流变换器及原边防倒灌同步整流变换器，具有防倒灌电路的变换器主要由主开关管、变压器、同步整流管、输入滤波、输出滤波、PWM控制及同步整流防倒灌电路组成。其中：副边外驱同步整流防倒灌电路由副边辅助电源、电压检测与比较电路、PWM驱动信号、同步整流外驱电路、S2转换开关、S1转换开关电路组成，详见图4a；副边自驱同步整流防倒灌电路由副边辅助电源、电压检测与比较电路、S1转换开关、S2转换开关、S1自驱驱动、S2自驱驱动组成，详见图4c；原边外驱同步整流防倒灌电路由原边辅助电源、电压检测与比较电路、转换开关、PWM驱动信号、同步整流外驱驱动电路组成，详见图5a。

实施例一：图4a为本发明副边防倒灌外驱全波同步整流变换器。外驱同步整流防倒灌电路包括副边辅助电源1、电压检测与比较电路2、PWM驱动信号、同步整流外驱电路、第一转换开关3(后称S2转换开关)、第二转换开关4(后称S1转换开关)组成。辅助电源1的输出电压端接于电压检测与比较电路2的输入端，电压检测与比较电路2的输出端接至转换开关3、4的控制端，PWM驱动电路中的PWM驱动信号经同步整流外驱电路耦合至转换开关的输入端，转换开关的输出端耦合至同步整流管的控制端。转换开关包括第一转换开关4和第二转换开关3，所述电压检测与比较电路2的输出端分别接至第二转换开关3和第一转换开关4的控制端，第一、第二转换开关4、3的输出端分别接至第一、第二同步整流管S1、S2的控制端。所述的第二转换开关3包括第一开关管Q1和第二开关管Q2，所述第一转换开关4包括第三开关管Q3和第四开关管Q4；第一开关管Q1和第二开关管Q2分别为P型场效应管和N型场效应管，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4分别为P型场效应管和N型场效应管。第一开关管Q1和第二开关管Q2的漏极或发射极相连，作为输出端，第一开关管Q1的源极或集电极为输入端，第三开关管Q3和第四开关管Q4的漏极或发射极相连，作为输出端，第三开关管Q3的源极或集电极为输入端。所述的电压检测与比较电路包括第一、第二分压电阻Ra、Rb、反馈电阻Rc和电压比较器，第一分压电阻Ra的一端为电压检测与比较电路2的输入端，第一分压电阻Ra的另一端与第二分压电阻Rb相连，且接至电压比较器的反向输入端，反馈电阻Rc接于电压比较器的输出端和反向输入端之间。

外驱同步整流防倒灌电路的工作原理如下：变换器原边、副边因芯片、基准等用电需要，均需设置辅助电源。原边辅助电源一般取自主变压器，也有取自副边电感的。副边辅助电源一般取自主变压器，也有取自变换器输出电压或输出电感。取自主变压器的原边、副边辅助电源电压Vcc与变换器输出电压Vo有一定比例关系，能够实时反应变换器输出电压Vo瞬时变化。在不考虑整流管管压降(0.7V)及线路压降(0.1V)情况下，辅助电源电压Vcc与变换器输出电压Vo的关系式为Vcc＝Vo*n，其中：n为辅助电源匝数与变压器副边匝数之比，为常数。由于辅助电源电压Vcc一般较高，压降的非线性影响可以不考虑。辅助电源电压Vcc经过分压电阻Ra、Rb分压后得到采样电压，接于运放反相端，并与运放同相端参考电压Vref比较，该参考电压V取自原副边保护、误差放大器等用的基准或副边输出电压。当副边输出电压在用作参考电压时，需调整辅助电源的滤波系数。当小于Vref，即检测到本变换器输出电压低于并联母线电压，比较器输出为高电平，转换开关N型开关管一直导通而P型开关管一直截止，同步整流管因没有驱动电压而关断，变换器的整流由同步整流管体二极管或外并二极管完成；当大于Vref，即检测到本变换器输出电压接近并联母线电压，比较器输出为低电平，转换开关的P型开关管(体二极管)一直导通而N型开关管则一直截止，在驱动电平为高时，同步整流管有驱动电压而开通，在驱动电平为低时，同步整流管没有驱动电压而关断，变换器的整流由同步整流管完成。由于电压检测精确，同步整流变换器的同步整流方式和肖特基二极管整流方式一样，变换器起机时没有电流倒灌问题，解决了同步整流变换器并联时预起机、输出电压有过冲和凹坑，甚至不能起机和变换器损坏等问题，输出端不用串联或门二极管，变换器并联效率高，在采用均流技术情况下可实现变换器并联，在采用热拔插技术情况下可实现热拔插，并可实现N+1冗余备份。

实施例二：如图4b所示为本发明副边防倒灌外驱全波同步整流变换器的电路原理图。外驱同步整流防倒灌电路包括副边辅助电源、电压检测与比较电路、S1转换开关、S2转换开关、PWM驱动信号和同步整流外驱动电路，与实施例一不同之处在于：其中所述的副边辅助电源直接取自变压器的输出绕组，而所述的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4分别选用晶体三极管。

实施例三：图4c为副边防倒灌自驱全波同步整流变换器。自驱同步整流防倒灌电路由副边辅助电源1、电压检测与比较电路2、S1转换开关4、S2转换开关3、S1自驱驱动、S2自驱驱动。与实施例一不同之处在于：S2自驱驱动和S1自驱驱动一路分别接至第二和第一转换开关的输入端，另一路经分压电阻分别接至第二和第一转换开关的输出端。

实施例四：图4d为副边防倒灌电路在自驱倍流同步整流变换器中的应用。自驱同步整流防倒灌电路包括副边辅助电源1、电压检测与比较电路2、S2自驱驱动、S1自驱驱动、S2转换开关、S1转换开关电路。与实施例三不同之处在于：同步整流管的正负输出端分别串联有电感，为倍流整流电路。

实施例五：图4e为副边防倒灌电路在自驱半波整流同步整流变换器中的应用。自驱同步整流防倒灌电路包括副边辅助电源1、电压检测与比较电路2、S2自驱驱动和S2转换开关3电路。与实施例三不同之处在于：所述的转换开关为第二转换开关S2，所述电压检测与比较电路2的输出端接至第二转换开关3的控制端，第二转换开关4、3的输出端接至第二同步整流管S2的控制端。所述的同步整流变换器为半波同步整流变换器。

实施例六：图5a为原边防倒灌外驱全波同步整流变换器。外驱同步整流防倒灌电路包括原边辅助电源1、电压检测与比较电路2、第三转换开关3、PWM驱动信号和同步整流外驱驱动电路。与实施例一不同之处在于：外驱同步整流防倒灌电路均在变换器的原边，经隔离驱动变压器驱动同步整流管。所述电压检测与比较电路2的输出端分别接至第三转换开关31的控制端，第三转换开关31的第一、第二输出端分别接至同步整流外驱电路的输入端。所述的第三转换开关31包括第一场效应管Q1和第二场效应管Q2，所述第一场效应管Q1的漏极与第二场效应管Q2的漏极相连，为第三转换开关的第一输出端，所述的第二场效应管Q2源极为第三转换开关的第二输出端，第三转换开关的第一输出端与第二输出端分别接至同步整流外驱电路的输入端，同步整流外驱电路的第一、第二输出端分别接至第一、第二同步整流管的控制端。

实施例七：图5b为原边防倒灌外驱全波同步整流变换器。外驱同步整流防倒灌电路由原边辅助电源1、电压检测与比较电路2、转换开关、PWM驱动信号、同步整流外驱驱动电路组成。与实施例六不同之处在于：原边辅助电源和转换开关不同。原边辅助电源为正激，转换开关为晶体三极管。转换开关包括第三转换开关31，所述电压检测与比较电路2的输出端接至第三转换开关31的控制端，第三转换开关31的第一、第二输出端分别接至同步整流外驱电路的输入端，同步整流外驱电路的第一、第二输出端接至第一、第二同步整流管的控制端。所述的第三转换开关31包括第一三极管和第二三极管，所述第一三极管Q1的发射极与第二三极管Q2的发射极相连，为第三转换开关31的第一输出端，所述的第二三极管Q2集电极为第三转换开关31的第二输出端。

实施例八：图5c为原边防倒灌电路在外驱倍流同步整流变换器中的应用。外驱同步整流防倒灌电路包括原边辅助电源1、电压检测与比较电路2、第三转换开关31、原边PWM驱动信号和同步整流外驱驱动电路。与实施例六不同之处在于：原边辅助电源为正激。

实施例九：图5d为原边防倒灌电路在外驱半波同步整流变换器中的应用。外驱同步整流防倒灌电路由原边辅助电源1、电压检测与比较电路2、第三转换开关31、PWM驱动信号和同步整流外驱驱动电路。与实施例六不同之处在于：所述的同步整流变换器为半波同步整流变换器，同步整流外驱电路的第一输出端接至变换器的负输出端。

本发明的特点在于：

1、本发明通过简单的电压检测、比较和执行电路实现同步整流并联变换器起机无倒灌电流，避免发生变换器预起机、母线电压过冲和凹坑、起机失败，甚至变换器损坏等故障；

2、变换器输出端不用串联二极管或MOS晶体管，采用均流技术可实现并联模块均流，采用热拔插技术可实现变换器热拔插，并实现N+1冗余备份，提高供电可靠性，为用户节约隔离二极管成本、占板空间及散热处理装置；

3、本发明利用变换器原边或副边所设置的辅助电源电平Vcc与变换器输出Vo的线性比例关系，通过分压电路实时并精确检测Vcc，节损电压或电流检测电路，降低了成本和布板空间；

4、比较器参考电压利用原副边或并联母线电压作参考电压，确保了在输出电压未接近并联母线电压前同步整流管处于关断状态，防止电流倒灌；

5、巧妙利用互补电路实现驱动信号的关断与开通的转换，快速可靠。

如图7所示，第一图为续流管电流波形、第二图为续流管驱动电压波形、第三图为运放输出、第四图为运放同相端反相端电平。从图7可看出，当辅助电源即输出电压上升到设定值前，运放有电平输出，续流管为二极管整流状态，为DCM工作方式，没有电流反灌；当辅助电源即输出电压上升到设定值时，运放输出为低电平，续流管有驱动电压，续流管导通，为正常同步整流工作方式(图中在正常工作方式时仍然有反灌电流的原因是仿真时设定占空比为10％所致)。

Claims (10)

1.一种并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，用于驱动同步整流变换器中的同步整流管，它包括辅助电源(1)和PWM驱动电路，其特征是：还包括电压检测与比较电路(2)和转换开关，辅助电源(1)的输出电压端接于电压检测与比较电路(2)的输入端，电压检测与比较电路(2)的输出端接至转换开关的控制端，PWM驱动电路中的PWM驱动信号耦合至转换开关的输入端，转换开关的输出端耦合至所述同步整流变换器的同步整流管的控制端。

2.如权利要求1所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的电压检测与比较电路包括第一、第二分压电阻(Ra、Rb)、反馈电阻(Rc)和电压比较器，第一分压电阻(Ra)的一端为电压检测与比较电路(2)的输入端，第一分压电阻(Ra)的另一端与第二分压电阻(Rb)的一端相连，且另一端接至电压比较器的第一输入端，第二分压电阻(Rb)的另一端接至地，反馈电阻(Rc)接于电压比较器的输出端和第一输入端之间。

3.如权利要求1或2所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的辅助电源(1)为所述同步整流变换器的副边辅助电源或原边辅助电源。

4.如权利要求1或2所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的转换开关包括第二转换开关(3)或第一转换开关(4)和第二转换开关(3)，所述电压检测与比较电路(2)的输出端接至第二转换开关(3)或第二转换开关(3)和第一转换开关(4)的控制端，所述的第二转换开关(3)包括第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，所述第一转换开关(4)包括第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)，第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)的漏极或发射极相连，作为输出端，第一开关管(Q1)的源极或集电极为输入端，第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)的漏极或发射极相连，作为输出端，第三开关管(Q3)的源极或集电极为输入端，第二转换开关(3)的输出端接至第二同步整流管(S2)的控制端，第一转换开关(4)的输出端接至第一同步整流管(S1)的控制端。

5.如权利要求4所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的PWM驱动电路包括PWM驱动信号和同步整流外驱电路或同步整流管自驱驱动，PWM驱动信号接至同步整流外驱电路的输入端，同步整流外驱电路的输出端接至转换开关的输入端，转换开关的输出端接至同步整流变换器的同步整流管的控制端；或同步整流管自驱驱动一路耦合至转换开关的输入端，另一路耦合至转换开关的输出端。

6.如权利要求1或2所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的转换开关包括第三转换开关(31)，所述的第三转换开关(31)包括第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)的漏极或发射极相连，作为第一输出端，第一开关管(Q1)的源极或集电极为输入端，第二开关管(Q2)的源极或集电极为第二输出端，第三转换开关(31)的第一和第二输出端分别接至同步整流驱电路的输入端，同步整流外驱电路的输出端接于第二同步整流管(S2)的控制端或第二同步整流管(S2)和第一同步整流管(S1)的控制端。

7.如权利要求6所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述的PWM驱动电路包括PWM驱动信号和同步整流外驱电路或同步整流管自驱驱动，所述PWM驱动信号接至转换开关的输入端，而转换开关输出端接至同步整流外驱电路的输入端，同步整流外驱电路的输出端接至并联同步整流变换器的同步整流管的控制端；或同步整流管自驱驱动一路耦合至转换开关的输入端，另一路耦合至转换开关的输出端。

8.如权利要求7所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：同步整流管自驱驱动一路接至转换开关的输入端，另一路经分压电阻接至转换开关的输出端。

9.如权利要求8所述的并联同步整流变换器的同步整流防倒灌电路，其特征是：所述电压比较器的第一输入端为反向输入端，第一开关管(Q1)或第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)或第二开关管(Q2)分别为P型场效应管或PNP型三极管和N型场效应管或NPN型三极管，所述第三开关管(Q3)和第四场开关管(Q4)分别为P型场效应管或PNP型三极管和N型场效应管或NPN型三极管。

10.一种并联同步整流变换器的同步整流防倒灌方法，其特征是：取样与变换器输出电压有一定比例关系的辅助电源信号，将该辅助电源信号经电压检测与比较电路(2)与参考电压进行比较，电压检测与比较电路(2)的输出信号控制同步整流管的导通与关断。

Images