CN104539167A - 一种推挽变换器的同步整流控制方法及控制芯片 - Google Patents

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Abstract

一种推挽电路同步整流电路及其控制方法，通过检测推挽电路变压器副边绕组上电压，实现同步整流控制，本发明可以有效的解决同步整流在轻负载的情况下输出能量反流现象，保证同步整流提高产品满载效率的同时，也能提高产品的轻负载效率。还可以通过设计实现同步整流开关管预先开通，有效地减小流过整流管体寄生二极管的电流，减小导通损耗。同时通过检测绕组电压的方法，能有效提高检测精度，保证了同步整流管工作状态不再受流过整流管的电流大小的影响，提高了产品的可靠性，由于设计简单也更大限度的增加了该发明的应用范围。

Description

一种推挽变换器的同步整流控制方法及控制芯片
技术领域
本发明涉及一种同步整流控制方法及控制芯片，特别涉及一种应用于推挽变换器的同步整流控制方法及控制芯片。
背景技术
随着电力电子行业的发展，传统的线性电源逐渐被具有开关特性的开关电源逐渐所替代，开关电源具有效率高，可控等特性，经过多年发展，开关电源也出现了不同电路拓扑，其中包括正激拓扑、反激拓扑等，以及由正激拓扑演变出来的推挽拓扑、桥式拓扑等，不同的拓扑具有各自的优势。其中推挽电路具有对称特性，其驱动信号是对称式的，两个主功率开关管交替工作，通过变压器交替式向负载传输能量，磁芯工作在第一和第三象限，能有效的减小变压器体积，从而减小开关电源体积。由于其变压器绕组交替工作的特性，使得其在微功率开环式开关电源中具有了更多的应用，微功率开关电源为了设计的简单性，人们在设计时将其输出端滤波电感省去。
Royer电路也是一种简单的推挽电路，其基本工作原理是利用磁饱和特性实现自激震荡，实现两个三级管交替式工作，实现能量传递的效果。在实际设计及调试过程中，Royer电路存在调试困难问题，不利于设计生产。为了解决上述问题人们开始使用具有自激震荡功能的控制IC去控制推挽电路的功率管，同时将三极管替换为导通阻抗更低的MOS管，一方面提高了电路调试效率，另一方面也提高了产品的可靠性。
为了进一步提高电路的效率，人们开始选择使用具有低导通阻抗的MOS管替代固定压降的整流二极管，从而提高电路的效率，但是同时也带来一些问题，如同步整流MOS管的驱动管理问题，目前比较常用的有两种驱动方案：
方案一、利用变压器输出绕组自驱动方式，具体电路见图1，其基本工作原理描述如下：当变压器原边开关管Q10驱动为高电平时，开关管Q10开通，此时开关管Q20驱动为低电平，开关管Q20关断，此时输入电压加在变压器原边绕组21上，变压器同名端为负，变压器副边绕组上电压分布为：4端高于5端，5端高于6端，开关管Q31导通，变压器绕组56向输出负载提供能量。同理当变压器原边开关管Q20开通时，Q10关断时，变压器副边开关管Q41导通，变压器绕组45向负载提供能量。
该方案比较简单但是存在以下两个缺点：1、同步整流开关管的驱动信号为另一对称绕组上的电压，而开关管的驱动电压最大值为20V，也就是说变压器副边绕组4到6的最高电压差不能高于20V，这样就限制了电路的广泛应用；2、当电路工作在轻负载时，由于同步整流驱动绕组被钳位的原因，输出端容易出现能量反流现象，这样容易造成轻负载时，产品效率低，尤其是空载时损耗增大，导致产品发热严重，影响产品的使用寿命。
方案二、通过专门的控制IC实现同步整流控制，目前市场有很多这样的控制IC，其基本原理都是实时检测整流开关两端电压降实现控制，但是该方案一般只使用在输出电流较大的产品中，在小电流输出产品中该方案无法实现，而且该方案控制IC一般成本较高，体积较大不利于非稳压小体积类产品应用。
发明内容
本发明的一个目的是：提供一种推挽变换器的同步整流控制方法，其特征在于：通过同步整流控制芯片检测变压器副边绕组的电压幅值，控制变压器副边同步整流开关管的开通时序、开通时间和关断时间，来实现同步整流工作。
所述的同步整流控制芯片的工作过程为：
同步整流控制芯片的信号检测端口V1检测到输入电压为负电压时，同步整流控制芯片内部计时电路开始计时，此时信号检测端口V2检测到输入电压为正电压，同步整流控制芯片驱动信号端口G22输出低电平，驱动信号端口G11输出高电平，变压器副边第三同步整流开关管导通，变压器副边第四同步整流开关管关断，通过变压器第一副边绕组向负载提供能量；经过时间t1后，驱动信号端口G11输出低电平，关断变压器副边第三同步整流开关管；
经过时间t22后，信号检测端口V1检测到输入电压为正电压，信号检测端口V2检测到输入电压为负电压时，同步整流控制芯片内部计时电路重新开始计时，同步整流控制芯片驱动信号端口G22输出高电平，驱动信号端口G11输出低电平，控制变压器副边第四同步整流开关管导通，此时变压器副边第三同步整流开关管还是处于关断状态，通过变压器副边第二绕组向负载提供能量；经过时间t2后，驱动信号端口G22输出低电平，关断变压器副边第四同步整流开关管；此时变压器副边第三同步整流开关管和第四同步整流开关管都处于关断状态；
经过时间t11后，信号检测端口V1检测到输入电压为负电压，重复上述工作过程，交替导通变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管。
所述的t1、t2分别是变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管的导通时间，是根据同步整流控制芯片内部参数设定的，且t1＝t2。
所述的t1、t2均小于推挽变换器原边控制芯片输出的驱动高电平时间t与死区时间△t之和，实现了原边开关管导通前副边同步整流开关管处于关断状态，不会出现能量反流现象。
本发明的另一个目的是提供一种推挽变换器的同步整流控制芯片。该目的是通过以下技术方案实现的：
一种推挽变换器的同步整流控制芯片，包括信号检测端口V1和V2、驱动信号端口G11和G22、供电端VCC、接地端GND。
所述的信号检测端口V1和V2分别接变压器输出非稳压端；所述驱动信号端口G11和G22分别接变压器副边第三同步整流开关管的栅极和变压器副边第四同步整流开关管的栅极，驱动变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管交替导通。
所述的电源供电端VCC接变压器副边正输出端口Vo。
所述的接地端GND接地。
优选的，所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，还包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第六比较器、第一三极管、第二三极管、第三三极管、第四三极管、第一恒流源、第二恒流源、第一电容、第二电容、第一可控开关、第二可控开关。
所述的第一比较器的正输入端口接信号检测端口V1，负输入端口接地，输出端口接第一三极管的基极；所述的第二比较器的正输入端口接信号检测端口V1，负输入端口接基准电压V22，输出端口接第二三极管的基极和第一可控开关的控制端SW1；第一三极管的发射极与第一恒流源的1端连接，第一三极管的集电极与第二三极管的集电极连接；第一恒流源的0端接供电端VCC；第二三极管的发射极接第二恒流源的0端，第二恒流源的1端接地；第一电容的一端接第二三极管的集电极和第一可控开关的1端，第一电容的另一端接第二恒流源的1端；第一可控开关的0端接第三比较器的正输入端，第三比较器的负输入端接基准电压V11，第三比较器的输出端接驱动信号端口G22；
所述的第四比较器的正输入端口接信号检测端口V2，负输入端口接地，输出端口接第三三极管的基极；所述的第五比较器的正输入端口接信号检测端口V2，负输入端口接基准电压V22，输出端口接第四三极管的基极和第二可控开关的控制端SW2；第三三极管的发射极与第一恒流源的1端连接，第三三极管的集电极与第四三极管的集电极连接；第四三极管的发射极接第二恒流源的0端；第二电容的一端接第四三极管的集电极和第二可控开关的1端，第二电容的另一端接第二恒流源的1端；第二可控开关的0端接第六比较器的正输入端，第六比较器的负输入端接基准电压V11，第六比较器的输出端接驱动信号端口G11；
优选的，所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，还包括第五同步整流开关管和第六同步整流开关管，代替变压器副边的同步整流开关管，简化外部电路；第五同步整流开关管的栅极和第六同步整流开关管的栅极分别接第三比较器的输出端和第六比较器的输出端，第五同步整流开关管的漏极分别接检测端口V1、第一比较器的正输入端和第二比较器的正输入端，第六同步整流开关管的漏极分别接检测端口V2、第四比较器的正输入端和第五比较器的正输入端，第五同步整流开关管的源极和第六同步整流开关管的源极接地。
所述的基准电压V22可以根据设计进行调节，设置的应比输出电压低ΔVo，ΔVo的设置范围为0V-0.7V。可以实现同步整流开关管体寄生二极管开通前，第二比较器或第五比较器提前翻转，使得驱动信号端口G11或G22提前输出高电平，实现提前开启所驱动的同步整流开关管。
本发明的基本思想是：在开环式推挽电路中，原边开关管驱动控制信号由原边控制芯片U1产生，控制信号的脉宽为t，两路控制信号之间存在死区时间△t。副边同步整流控制芯片U2通过专门的检测脚检测绕组上的电压，记录相应的绕组低电平时间t11和t22，当该绕组电压变为正电平时，通过控制芯片U2输出驱动控制信号开启同步整流管，且在t1或者t2时间以后关断同步整流管，如此交替记录对应绕组上的负压时间，控制同步整流管的导通时间，使得原边开关管Q1或者Q2开通前副边同步整流开关管Q3和Q4都处于关断状态，有效的避免了输出端能量反流，提高了轻负载的效率，同时该控制方案是通过检测变压器绕组电压，不受输出电流大小限制，能可靠地在小电流的情况下也能实现可靠地控制。
本发明的有益效果如下：
本发明可以有效的解决同步整流在轻负载的情况下输出能量反流现象，保证同步整流提高产品满载效率的同时，也能提高产品的轻负载效率。还可以通过设计实现同步整流开关管预先开通，有效地减小流过整流管体寄生二极管的电流，减小导通损耗。同时通过检测绕组电压的方法，能有效提高检测精度，保证了同步整流管工作状态不再受流过整流管的电流大小的影响，提高了产品的可靠性，由于设计简单也更大限度的增加了该发明的应用范围。
附图说明
图1为现有技术中自驱式同步整流推挽电路；
图2本发明所述的同步整流控制芯片应用于推挽变换器的电路图；
图3本发明实施例中同步整流控制芯片的电路图；
图4本发明实施例中相关信号时序图t<t12<t+△t；
图5本发明实施例中相关信号时序图t>t12；
图6本发明将同步整流管集成在同步整流控制芯片内部的电路图。
具体实施方式
实施例一
图2是本发明在推挽变换器中应用的电路图，结合图2对本发明实现同步整流控制方法的工作过程予以说明。
BT是直流输入电源，其负端接地，正端与电容C1一端相连，且与控制芯片U1的VCC引脚相连，与变压器第一绕组12和第二绕组23的公共抽头点2相连，电容C1的另一端接地，控制芯片U1的GND引脚接地，G1脚与开关管Q1的栅极相连，G2脚与开关管Q2栅极相连，变压器T1共有四个绕组，分别为绕组12，绕组23，绕组45，绕组56，其中绕组12，23有一个公共抽头点2，绕组45，56有一个公共抽头点5，绕组12的1端接开关管Q1的漏极，绕组23的3端接开关管Q2的漏极，公共抽头点2接电源BT的正向输出端，开关管Q1、Q2的源极均接地，二极管D1和D2分别是开关管Q1和Q2的体寄生二极管。变压器T1副边绕组45和56的公共抽头点5接副边正输出Vo端，绕组45的4端接开关管Q4的漏极和同步整流控制芯片U2检测信号输入端V2，绕组56的6端接开关管Q3的漏极和同步整流控制芯片U2检测信号输入端V1，开关管Q3和Q4的源极与输出滤波电容C2一端相连，同时连负载R一端，开关管Q3和Q4的栅极分别与同步整流控制芯片U2的G11引脚和G22引脚相连，输出滤波电容C2和负载R一端相连且与输出正端Vo相连，二极管D3和D4分别是开关管Q3和Q4体寄生二极管。
该电路的工作原理及工作过程描述如下，假设变压器T1四个绕组12，23，45，56匝比为1：1：1：1，原边推挽芯片U1输出驱动高电平时间为t，两个驱动信号G1和G2之间存在死区时间△t，且△t远小于驱动信号高电平时间t，△t+t＝T/2，其中T为推挽电路驱动信号工作周期。原边推挽控制芯片U1输出驱动信号G1为高电平，G2为低电平，则开关管Q1栅极为高电平，开关管Q2栅极为低电平，开关管Q1开通，供电电源BT电压加载在变压器绕组21上，变压器绕组21上电压由零逐渐上升到VBT，最终V21＝VBT，开关管Q2关断，根据法拉第感应定律，变压T1其它绕组上感应电压分别为由某一不确定的电压值达到最终确定状态，分别为：V23＝-VBT，V45＝VBT，V56＝VBT，在绕组电压变化过程中，当变压器绕组56的6脚电压逐渐降低过程中，当6脚电压比输出端地GND1电压低时，则同步整流开关管Q3的体寄生二极管D3导通，此时同步整流控制芯片U2的驱动信号输出端G11输出高电平，驱动开关管Q3开通，同步整流控制芯片U2的信号检测脚V1检测到变压器6脚为负时芯片U2内部计时电路即开始计时，驱动信号输出端G22此时输出低电平，信号检测脚V2此时不做任何检测。此时变压器通过变压器绕组56向负载提供能量，同时给电容C2充电。
经过时间t以后原边控制IC输出驱动信号G1由高变低，开关管Q1关断，此时驱动信号G2也为低电平，则原边开关管Q1和Q2同时处于关断状态。副边同步整流控制芯片U2经过一段时间t1以后驱动信号输出脚G11输出由高电平变为低电平，同步整流开关管Q3关断，则此时副边同步整流开关管Q3和Q4都处于关断状态。时间t1不大于T/2，如果t1小于t，则开关管Q3关断以后，Q3体寄生二极管仍然导通，绕组56继续向输出端提供能量，直到变压器绕组56端电压高于输出端GND1电压，Q3体寄生二极管截止，这样就能实现在开关管Q2开通时副边开关管Q3和Q4同时处于关断状态，不会出现输出能量反流现象；如果t1大于t，但小于t+△t时，则Q3关断时，Q3体寄生二极管即截止，这样同样可以实现在开关管Q2开通时副边开关管Q3和Q4同时处于关断状态，不会出现能量反流现象。在开关管Q3关断后芯片U2的信号检测脚V1检测到正电平停止检测，芯片U2内部计时器将记录信号检测脚V1的检测时间为t22。在开关管Q1关断后经过死区时间△t后，原边控制芯片U1的驱动输出脚G2输出电平由低变高，原边开关管Q2开通，则变压器绕组23两端由零电平逐渐变为正电平，且最终为V23＝VBT，而变压器T1其它绕组电压也发生变化，绕组12的电压由零变为VBT，而绕组45和56也同样逐渐由零电平逐渐变化为最终稳定电平：V45＝-VBT，V56＝-VBT，在绕组45电压变化的过程中，但绕组4端电压比输出地GND1低时开关管Q4体寄生二极管开通，且同时同步整流控制芯片U2的驱动输出脚G22输出高电平，开关管Q4开通，变压器绕组45向副边负载R提供能量，同时给电容C2充电，在Q4开通同时芯片U2的信号检测脚V2开始检测变压器绕组4端低电平，经过时间t2后，同步整流控制芯片U2驱动器控制驱动输出脚G22驱动电平由高变低，关断开关管Q4，时间t2不大于T/2，如果t2小于t，则开关管Q4关断以后，Q4体寄生二极管仍然导通，绕组45继续向输出端提供能量，直到变压器绕组45端电压高于输出端GND1电压，Q4体寄生二极管截止，这样就能实现在开关管Q1开通时副边开关管Q3和Q4同时处于关断状态，不会出现输出能量反流现象；如果t1大于t，但小于t+△t时，则Q4关断时，Q4体寄生二极管即截止，这样同样可以实现在开关管Q1开通时副边开关管Q3和Q4同时处于关断状态，不会出现能量反流现象。在开关管Q4关断后芯片U2的信号检测脚V2检测到正电平时即停止检测，U2内部计时器将记录信号检测脚V2的检测时间为t11。
上述同步整流控制芯片U2具有以下特性，信号检测脚V1或者V2在检测到输入电压为负值时，U2内部即开始计时，同时U2输出脚G11或者G22也输出高电平，在经过一定时间t1或者t2后，控制芯片U2对应驱动输出引脚G11或者G22输出低电平，关断开关管Q3或者Q4，信号检测脚V1或者V2检测到输入电平为正电平时即停止计时，同步整流开关管开通时间t1或者t2均小于T/2，这样可以保证在原边任一开关管Q1或者Q2开通前副边整流开关管Q3和Q4均处于关断状态，从而保证输出端储能电容C2能量不会反流从而导致能量浪费，提高电源的效率。
实施例二
图三是本发明中控制芯片U2内部电路的一种简化模型，控制芯片U2的信号检测脚V1分别与比较器1和比较器2的正向输入端相连，比较器1的负向输入端与控制芯片U2的输出地GND1相连，比较器1的输出端与三极管TR1的基极相连，三极管TR1的发射极与恒流源1的1端相连，三极管TR1的集电极与电容Cap1一端相连，同时与三极管TR2的集电极和可控开关1的1端相连，可控开关1的0端与比较器3的正向输入端相连，可控开关1控制端2端SW1与比较器2的输出端SW1相连。恒流源1的0端与U2的供电端VCC相连。比较器2的负向输入端与基准电平V22相连，比较器2的输出端与三极管TR2的基极相连，三极管TR2的发射极与恒流源2的0端相连，恒流源2的1端与控制芯片U2的输出地GND1相连，同时与电容Cap1的另一端相连，比较器3的负向输入与基准电平V11相连，比较器3的输出端与控制芯片的G22端相连。控制芯片U2的信号检测脚V2分别与比较器4和比较器5的正向输入端相连，比较器4的负向输入端与控制芯片U2的输出地GND1，比较器4的输出端与三极管TR3的基极相连，三极管TR3的发射极与恒流源1的1端相连，三极管TR3的集电极与电容Cap2一端相连，同时与三极管TR4的集电极、可控开关2的1端相连，可控开关2的0端与比较器6的正向输入端相连，可控开关2控制端2端SW2与比较器5的输出端SW2相连。恒流源1的0端与芯片U2的供电端VCC相连。比较器5的负向输入端与基准电平V22相连，比较器5的输出端与三极管TR4的基极相连，三极管TR4的发射极与恒流源2的0端相连，恒流源2的1端与控制芯片U2的输出地GND1相连，同时与电容Cap2的另一端相连，比较器6的负向输入与基准电平V11相连，比较器6的输出端与控制芯片U2的G11端相连。其中基准电平V11和V22分别是U2的内部基准电平，均为正，根据电路参数进行具体设计，恒流源1和恒流源2同样是U2内部基准恒流源，根据设计参数具体设计，可控开关1和可控开关2分别受控制信号SW1和SW2控制，且高电平时开关开通。
电路工作原理描述如下：结合图2和图3，当原边控制芯片U1的驱动输出端G1输出电平由低逐渐升高时，开关管Q1逐渐开通，变压器T1的绕组21两端电平逐渐由0变为VBT，则变压器绕组45、56两端电平也逐渐由0变为VBT，由于变压器4端电平比5端高，所以副边同步整流管Q4体寄生二极管不会开通，而变压器5端电平比6端高，且5端同输出正相连，变压器5端电平变高，则变压器6端电平逐渐降低，当变压器6端电平比输出地GND1低时，则同步整流管Q3体寄生二极管D3导通，变压器绕组56通过同步整流管Q3体寄生二极管D3向副边提供能量。而变压器绕组电压变化的过程中，控制芯片U2的两个检测端V1和V2分别检测相应的信号后做如下动作：V1端检测到变压器6端电平低于输出地GND1后，比较器1正向输入端的电平比负向输入低，则比较器1输出低电平，三极管TR1开通，恒流源1给电容Cap1充电。比较器2的正向输入端的电平比负向输入端低，比较器2输出端SW1输出低电平，可控开关1关断、三极管TR2关断，则比较器3的正向输入端电平比负向输入端低，比较器3输出端G22输出低电平，同步整流管Q4关断。而绕组45两端电压与绕组56正好相反，变压器4端的电平逐渐升高，则控制芯片U2的信号检测脚V2输入为正电平，则比较器4正向输入端的电平高于负向输入端，比较器4输出高电平，三级TR3处于关断状态。比较器5正向输入端的电平比负向输入端高，比较器5的输出端SW2为高电平，三极管TR4开通，则电容Cap2通过恒流源2放电，由于SW2为高电平，则可控开关2开通，比较器6的正向输入端的电平比负向输入端高，则比较器6输出端G11为高电平，同步整流开关管Q3开通，实现同步整流管工作，实现变压器绕组56向副边供电。经过一段时间t1以后电容Cap2经过恒流源放电使得两端电压达到比较器6负向基准电平V11，则比较器6输出端G11将变为低电平，同步整流Q3关断。如果时间t1小于原边开关管开通时间t，则开关管Q3关断后变压器绕组6端仍为低电平，根据上面分析，恒流源1还继续给电容Cap1充电，恒流源2继续给电容Cap2充电，直到原边驱动信号关断，驱动信号进入死区时间，变压器T1的6端电平变为GND1，而4端仍然为高电平，根据上面分析V1输入为零，V2输入为高，则比较器1输出为高电平，三极管TR1关断，电容Cap1停止充电，而比较器5仍输出高电平，电容Cap2继续放电直到为零。如果t1大于原边开关管开通时间t，但必须小于t+△t，则Q3关断后，变压器T1的6端电平变为GND1,而4端仍然为高电平，根据上面分析V1输入为零，V2输入为高电平，则比较器1输出为高电平，三极管TR1管关断，电容Cap1停止充电，而比较器5仍输出高电平，电容Cap2继续放电直到为零。时间t1由电容Cap2初始电平Vcap2及电容容值C2、恒流源2的电流值I2、基准电平V1决定。经过一段时间t22后变压器T1的6端变为零电平，比较器1输出高电平，三极管TR1停止给电容Cap1充电，则此时电容Cap1电压为Vcap1＝I1×t22/C1，其中C1为电容Cap1的容值，I1为恒流源1的电流大小。
上述过程通过电容Cap1记录变压器6端低电平时间，而变压器6端低电平时间与原边开关管开通时间相同，则通过Cap1记录原边控制芯片U1输出驱动G1的时间。通过比较器5检测变压器4端电平，控制同步整流开关管Q3开通，并通过恒流源2对电容Cap2进行放电，控制同步整流开关管开关时间。
当原边控制芯片U1驱动输出端G2输出电平由低逐渐升高时，开关管Q2逐渐开通，变压器T1的绕组23两端电平逐渐由0变为VBT，则变压器绕组45、56两端电平也逐渐由VBT变为-VBT，由于变压器6端电平比5端高，所以副边同步整流管Q3体寄生二极管不会开通，而变压器5端比4端高，且5端同输出正相连，变压器5端电平变高，则变压器4端电平逐渐降低，当变压器4端电平比输出地GND1低时，则同步整流管Q4体寄生二极管D4导通，变压器绕组45通过同步整流管Q4体寄生二极管D4向副边提供能量。而变压器绕组电压变化的过程中，控制芯片U2的两个检测端V1和V2分别检测相应的信号后做如下动作：V2端检测到变压4端电平低于输出地GND1后，比较器4正向输入端电平比负向输入低，则比较器4输出低电平，三极管TR3开通，恒流源1给电容Cap2充电。比较器5的正向输入端的电平比负向输入端低，比较器5输出端SW2输出低电平，可控开关2关断、三极管TR4关断，则比较器6的正向输入端的电平比负向输入端低，比较器6输出端G11输出低电平，同步整流管Q3关断。而绕组45两端电压与绕组56正好相反，变压器6端的电平逐渐升高，则控制芯片U2的信号检测脚V1输入为正电平，则比较器1正向输入端的电平高于负向输入端，比较器1输出高电平，三极管TR1处于关断状态。比较器2正向输入端的电平比负向输入端高，比较器2的输出端SW1为高电平，三极管TR2开通，则电容Cap1通过恒流源2放电，由于SW1为高电平，则可控开关开通，比较器3的正向输入端比负向输入端高，则比较器3输出端G22为高电平，同步整流开关管Q4开通，实现同步整流管工作，实现变压器绕组45向副边供电。经过一段时间t2以后电容Cap1经过恒流源放电使得两端电压达到比较器3负向基准电平V11，则比较器3输出端G22将变为低电平，同步整流Q4关断。如果时间t2小于原边开关管开通时间t，则开关管Q4关断后变压器绕组4端仍为低电平，根据上面分析，恒流源1还继续给电容Cap2充电，恒流源2继续给电容Cap1充电，直到原边驱动信号关断，驱动信号进入死区时间，变压器T1的4端电平变为GND1，而6端仍然为高电平，根据上面分析V2输入为零，V1输入为高电平，则比较器4输出为高电平，三极管TR3管关断，电容Cap2停止充电，而比较器2仍输出高电平，电容Cap1继续放电直到为零。如果t2大于原边开关管开通时间t，但必须小于t+△t，则Q1关断后，变压器T1的4端电平变为GND1，而6端仍然为高电平，根据上面分析V1输入为零，V2输入为高，则比较器4输出为高电平，三极管TR3关断，电容Cap2停止充电，而比较器2仍输出高电平，电容Cap1继续放电直到为零。时间t2由电容Cap1初始电平Vcap1及电容容值C2、恒流源2的电流值I2、基准电平V11决定。经过一段时间t11后变压器T1的4端变为零电平，比较器4输出高电平，三极管TR3停止给电容Cap2充电，则此时电容Cap2电压为Vcap2＝I1×t11/C2，其中C2为电容Cap2的容值，I1为恒流源1的电流大小。
上述过程通过电容Cap2记录变压器4端低电平时间，而变压器4端低电平时间与原边开关管开通时间相同，则通过Cap2记录原边控制芯片U1输出驱动G2的时间。通过比较器2检测变压器6端电平，控制同步整流开关管Q4开通，并通过恒流源2对电容Cap1进行放电，控制同步整流开关管开关时间。
通过上面对整个电路过程分析，可以看出上述两个过程是对称的，所以上述电路在设计中为了参数的一致性，在电路设计中三极管TR1和TR3可以选择参数一致的三极管，三极管TR2和TR4选择参数一致的三极管，电容Cap1和电容Cap2同样可以选择参数一致的电容，这样可以实现同步整流开关管Q3和Q4开通时间t1＝t2，电容Cap1和电容Cap2充电时间t11＝t22。通过电路设计可以实现同步整流开关管导通时间t1或t2小于原边开关管开通时间t，从而保证副边同步整流管完全不会出现能量反流现象，提高产品效率的同时提高了产品的可靠性。通过设置比较器2和比较器5的负向输入端基准电压V22可以实现同步整流管开关管预先开通，减小同步整流开关管体二极管的导通损耗，从而提高电源效率。
图4和图5是本发明中相关时间时序图，其中t为原边开关管开通时间，△t为原边开关管Q1和Q2开通死区时间，在该时间内开关管Q1和Q2驱动信号均为低电平，t1、t2分别是副边同步整流管开关时间，令t1＝t2＝t12。t11、t22分别为电容Cap1和电容Cap2充电时间，令t11＝t22。
实施例三
图6是本发明实施例三的同步整流控制芯片的电路原理图，与实施例一不同的是：同步整流控制芯片里集成了同步整流开关管Q5和Q6，分别代替了变压器副边的同步整流管开关Q3和Q4，这样可以简化推挽变换器的电路布局，与市场上现有的同步整流控制IC相比，不仅简化了电路的复杂度，而且高度集成也降低了成本，减小了产品的体积，提高了产品的一致性和可靠性。其连接关系为：Q5和Q6的栅极分别接比较器3的输出端和比较器6的输出端，Q5和Q6的漏极分别接同步整流控制芯片的V1引脚和V2引脚，Q5和Q6的源极接同步整流控制芯片的地GND1。其工作过程与实施例一相同，在此不再赘述。
本发明的实施方式不限于此按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (8)

1.一种推挽变换器的同步整流控制方法，通过同步整流控制芯片检测变压器副边绕组的电压幅值，控制变压器副边同步整流开关管的开通时序、开通时间和关断时间，来实现同步整流工作，其特征在于：所述的同步整流控制芯片的工作过程如下：
同步整流控制芯片的信号检测端口V1检测到输入电压为负电压时，同步整流控制芯片内部计时电路开始计时，此时信号检测端口V2检测到输入电压为正电压，同步整流控制芯片驱动信号端口G22输出低电平，驱动信号端口G11输出高电平，变压器副边第三同步整流开关管导通，变压器副边第四同步整流开关管关断，通过变压器第一副边绕组向负载提供能量；经过时间t1后，驱动信号端口G11输出低电平，关断变压器副边第三同步整流开关管；
经过时间t22后，信号检测端口V1检测到输入电压为正电压，信号检测端口V2检测到输入电压为负电压时，同步整流控制芯片内部计时电路重新开始计时，同步整流控制芯片驱动信号端口G22输出高电平，驱动信号端口G11输出低电平，控制变压器副边第四同步整流开关管导通，此时变压器副边第三同步整流开关管还是处于关断状态，通过变压器副边第二绕组向负载提供能量；经过时间t2后，驱动信号端口G22输出低电平，关断变压器副边第四同步整流开关管；此时变压器副边第三同步整流开关管和第四同步整流开关管都处于关断状态；
经过时间t11后，信号检测端口V1检测到输入电压为负电压，重复上述工作过程，交替导通变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管。
2.根据权利要求1所述的一种推挽变换器的同步整流控制方法，其特征在于：所述的t1、t2分别是变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管的导通时间，是根据同步整流控制芯片内部参数设定的，且t1＝t2。
3.根据权利要求2所述的一种推挽变换器的同步整流控制方法，其特征在于：所述的t1、t2均小于推挽变换器原边控制芯片输出的驱动高电平时间t与死区时间△t之和，实现了原边开关管导通前副边同步整流开关管处于关断状态，不会出现能量反流现象。
4.一种推挽变换器的同步整流控制芯片，其特征在于：包括信号检测端口V1和V2、驱动信号端口G11和G22、供电端VCC、接地端GND；
所述的信号检测端口V1和V2分别接变压器输出非稳压端，用来检测变压器输出端口的电压幅值；所述驱动信号端口G11和G22分别接变压器副边第三同步整流开关管的栅极和变压器副边第四同步整流开关管的栅极，驱动变压器副边第三同步整流开关管和变压器副边第四同步整流开关管交替导通；所述的电源供电端VCC接变压器副边正输出端口Vo；所述的接地端GND接地。
5.根据权利要求4所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，其特征在于：还包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第六比较器、第一三极管、第二三极管、第三三极管、第四三极管、第一恒流源、第二恒流源、第一电容、第二电容、第一可控开关、第二可控开关；
所述的第一比较器的正输入端口接所述的信号检测端口V1，所述的第一比较器的负输入端口接地，所述的第一比较器的输出端口接所述的第一三极管的基极；所述的第二比较器的正输入端口接信号检测端口V1，所述的第二比较器的负输入端口接基准电压V22，所述的第二比较器的输出端口接所述的第二三极管的基极和所述的第一可控开关的控制端SW1；所述的第一三极管的发射极与所述的第一恒流源的1端连接，所述的第一三极管的集电极与所述的第二三极管的集电极连接；所述的第一恒流源的0端接供电端VCC；所述的第二三极管的发射极接所述的第二恒流源的0端，所述的第二恒流源的1端接地；所述的第一电容的一端接所述第二三极管的集电极和所述第一可控开关的1端，所述第一电容的另一端接所述第二恒流源的1端；所述第一可控开关的0端接所述第三比较器的正输入端，所述第三比较器的负输入端接基准电压V11，所述第三比较器的输出端接所述的驱动信号端口G22；
所述的第四比较器的正输入端口接所述的信号检测端口V2，所述的第四比较器的负输入端口接地，所述的第四比较器的输出端口接所述第三三极管的基极；所述的第五比较器的正输入端口接所述的信号检测端口V2，所述的第五比较器的负输入端口接基准电压V22，所述的第五比较器的输出端口接所述第四三极管的基极和所述第二可控开关的控制端SW2；所述的第三三极管的发射极与所述的第一恒流源的1端连接，所述的第三三极管的集电极与所述的第四三极管的集电极连接；所述的第四三极管的发射极接所述的第二恒流源的0端；所述的第二电容的一端接所述的第四三极管的集电极和所述的第二可控开关的1端，所述的第二电容的另一端接所述的第二恒流源的1端；所述的第二可控开关的0端接所述的第六比较器的正输入端，所述的第六比较器的负输入端接基准电压V11，所述的第六比较器的输出端接所述的驱动信号端口G11。
6.根据权利要求5所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，其特征在于：还包括第五同步整流开关管和第六同步整流开关管，代替变压器副边的第三同步整流开关管和第四同步整流开关管，简化外部电路；所述的第五同步整流开关管的栅极和所述的第六同步整流开关管的栅极分别接所述的第三比较器的输出端和所述的第六比较器的输出端，所述的第五同步整流开关管的漏极分别接检测端口V1、所述的第一比较器的正输入端和所述的第二比较器的正输入端，所述的第六同步整流开关管的漏极分别接检测端口V2、所述的第四比较器的正输入端和所述的第五比较器的正输入端，所述的第五同步整流开关管的源极和所述的第六同步整流开关管的源极接地。
7.根据权利要求5所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，其特征在于：所述的基准电压V22可以根据设计进行调节，其值应比输出电压Vo低ΔVo，实现同步整流开关管体寄生二极管开通前，使得所述的第二比较器或所述的第五比较器提前翻转，进而使得所述的驱动信号端口G11或G22提前输出高电平，实现提前开启所驱动的同步整流开关管。
8.根据全面7要求所述的一种推挽变换器的同步整流控制芯片，其特征在于：所述的ΔVo一般取值区间为0V至0.7V。
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