CN1411634A - Cdma信号多用户检测接收器 - Google Patents

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Abstract

一平行干扰消除接收器，其减少脉冲响应干扰，系利用该接收信号的模式，其系类似于组线性均衡器所用者。组线性均衡器包含去关联接收器，强迫归零接收器，最小平均平方差接收器及其相似物。本发明包含一干扰计算处理器反馈回路，以校正一直接干扰消除器的输出。该m重复程序移除干扰自一匹配滤波器的该输出符号。该PIC接收器使用不同组线性均衡器的接收信号模式，其不假设每一子通道包含数个不同途径。该接收器评估每一子通道的脉冲响应特性为一体。

Description

CDMA信号多用户检测接收器
发明的领域
本发明系关于多重存取数字通讯***。更特别地，本发明系关于一平行干扰消除接收***与方法，用以同步接收自多重用户的数据。
相关领域的说明
一多重存取***使得多个用户，以存取相同的通讯媒体以传送或接数据。该媒体可包含，例如一网络光纤缆线于一局域网络中，一铜线于电话***中，或无线通讯的一空气干扰。
一已有技术的多重存取通讯***，系如第一图中所示。该通讯媒体系指一通讯信道。通讯技术例如频分多址或称FDMA，时分多址或称TDMA，媒体读出多路存取或称CSMA，码分多址或称CDMA，以及其它允许至相同的通讯媒体至多于一位用户。这些技术可被一起混合产生多重存取结构的混合变化。例如，所提的第三代W-CDMA标准的时间双工或称TDD模式系TDMA与CDMA的结合。
第二图说明一例的CDMA已有技术通讯***。CDMA系一通讯技术，其中数据的传送系以宽频(广射频)，藉由调整该数据以由一伪噪声号而被传送。该传送的数据信号可具有的频宽为仅数千赫兹分布一频率带上，其可为数百万赫兹。该通讯信道被同步使用，系藉由K独立子信道。对于每一子信道，所有其它子信道被视为干扰。
如示，一所给频宽的单一子信道系与一独特扩展码混合，其重复一预先决定图案，其产生系藉由一广频宽，伪噪声(pn)序列产生器。这些用户扩展码系典型彼此伪垂直，系使得该扩展码的间的交叉关联系接近于零。一数据信号的调整系以该数字扩展射频信号，且传送取决于该传送媒体。一接收器调整该传送取出该数字扩展射频信号。该传输数据的产生系于与该匹配pn序列相关联的后。当该扩展码系彼此垂直时，该接收信号可被关联于一特定用户信号关于该特定扩展码，系使得仅关于该特定扩展码的所欲用户信号被增强，然而所有其它用户的其它信号未被增强。
该扩展码的每一值已知为一码片，且具有一码片速率，其同于或快于该数据速率。该码片速率与该子信道数据速率间的比值系扩展因子。
为延伸该数据信号值的可能范围，一符号被使用以代表多于两个二进制值。三进位与四进位符号系各自为三个与四个值。一符号的概念允许一更大程度的数据，由于每一符号的位内容支配一独特的脉冲形。取决于所使用的符号数目，存在一相等量的独特脉冲或波形。来源处的数据被转换为符号，其被调整与传送系透过子信道或于目的地的调整。
选择一CDMA***中该扩展码，以最小化一所欲的子信道与所有其它子信道间的干扰。系使得，该标准方法用以调整该所欲的子信道，以将其它所有子信道处理为干扰，相同于将自身列为该通讯媒体中的干扰。为此程序而设计的接收器，系为单一用户，匹配过滤器与RAKE接收器。
由于不同子信道确实彼此干扰，系使得另一方法被用以调整所有子信道于一接收器。该接收器可收取所有用户，藉由平行地分别执行一解码运算的一次传送。此思想体系已知为多重用户检测。多重用户检测可提供一重要性能的改善优于单一用户检测。
请参阅第三图，一已有技术CDMA接收器的一***方块图，使用一多重用户检测器如图所示。熟知此领域的人士可理解，该接收器可包含的功能如无线电频率或无线电频率下转换，与相关联的过滤于无线电频率信道，模拟-至-数字转换或光学信号调整于一特定通讯媒体。该接收器的输出系一处理信号，为模拟或数字，包含所有有效子信道的该结合扩展信号。该多重用户检测器进行多重用户检测，且输出多个信号对应于每一有效子信道。所有或少数的子信道可被处理。
最理想的多重用户检测器系密集计算装置，进行许多复杂数学运算，且因而难以经济地完成。为了将支出最小化，次理想的多重用户检测器，如以建立的线性检测器与平行干扰消除或PIC接收器，需要较低计算复杂度相较于最理想的检测器。线性检测器包含解关联器，最小平均平方差或称MMSE检测器，强迫归零阻断线性均衡器或称ZF-BLEs与其相似物。PIC接收器通常被设计为多阶段反复接收器，且为软决定(SD)或硬决定(HD)为基础。
同步或异步CDMA通讯中，一已有技术的线性多重用户检测器的一***方块图，系如第四图所示。输出自该通讯媒体特定接收器(如第三图中所示)的数据，被结合至一子信道评估器，其评估每一符号的脉冲响应，其传送于各自的子信道中。该线性检测器该脉冲响应，由一子信道的扩展码而评估，以解调每一子信道的数据。该数据被输出至子信道数据处理组于单独的用户。
为影响一物理***中K子信道用户的平行检测，线性多重用户检测器方法，被执行为固定门阵列，微处理器，数字信号处理器或称DSPs及其相似物。固定逻辑***允许较大的***速度，而微处理器驱动***提供计画的适应弹性。其中任一执行，其可使得该多重用户检测进行一系列的数学运算。为描述此功能，下列变量典型定义一线性多重用户检测器的结构与运算：
K＝用户总数/***中有效的发送器
Nc＝一数据组中的码片数。码片数目的需要系由于随变化的扩展因子，此数目系所有用户的一共同测量。对于同步CDMA的例子，自该用户的一符号具有最大的扩展因子，可组成一组数据。系使得，Nc可被减少以等于该最大扩展因子。
W＝码片中该通讯信道脉冲响应长度。此通常系为该***的一预先定义参数。
Q(k)＝用户k的该扩展因子。该扩展因子系等于码片的数目，其被用以扩展一用户数据的符号。一***预先知道该扩展因子，且不需对其评估自所接收的数据。
Ns (k)＝用户k所传送的符号数目。Ns (k)＝Nc/Q(k)。
d(k)＝该数据(数据)藉由用户k而传送。该数据的存在系以一向量的形式，其中一向量系一数据数组，其系以单一指针变量为指针。对于向量与矩阵运算的目的，其系随着所有向量被定义为行向量。d(k)的第nth元素，系藉由第kth用户所传送的第nth符号。
h(k)＝藉由用户k经历的子信道的脉冲响应为一向量。此量需被评估于该接收器。该接收器的评估子信道脉冲响应系被指为h(k)。该向量h(k)的元素典型系为复数，其模拟振幅与相变化，其可藉由该子信道而引用。
v(k)＝用户k的扩展码，表示为一向量。对于线性多重用户检测的目的，有益的是考虑包含该扩展码区段的向量，其扩展一特定符号。系使得，该向量v(k，n)被定义为该扩展码，其被用以扩展由该第kth用户传送的第nth符号。数学上地，其被定义为：vi (k，n)＝vi (k)，其中(n-1)Q(k)+1≤i≤nQ(k)且所有其它i为0，其中i为向量元素的指针。
r(k)＝一向量其代表用户k的数据，其扩展系藉由该扩展序列v(k)，且其传送系经由用户的子信道h(k)。该向量r(k)信道观察完成于时间周期的过程中，当数据组到达的时。该载体v(k)的第nth元素可被定义为： r i ( k ) = Σ n = 1 N s ( k ) d n ( k ) Σ j = 1 W h j ( k ) v i - j + 1 ( k , n )
                                     方程式1
于该接收器接收的信号包含所有用户信号r(k)加上噪声。系使得，我们可定义该接收数据向量r如下： r = Σ k = 1 K r ( k ) + n .
                                     方程式2
方程式2中的向量n代表该通讯信道中的噪声。
第五图说明已有技术线性多重用户检测器的一***与方法。该评估的子信道脉冲响应向量h(k)与该扩展码v(k)被用已产生一***传送响应矩阵于每一用户k。一矩阵系一数目组系由两指针变量所代表。该矩阵被排列于一矩形数组，其第一指针变量系一列指针，且第二指针变量系一行指针。
一***传送响应矩阵于用户k的典型代表系为A(k)。第ith列，nth行元素系指为Ai，n (k)，且被定义为： A i , n ( k ) = Σ j = 1 W h j ( k ) v i - j + 1 ( k , n )
                                     方程式3
矩阵A(k)的每一行相当于一匹配的过滤器响应，在特定的时间其内于用户k所传送的一特定符号。请参阅第五图，所接收的数据r系匹配结合所有用户的扩展码与子信道脉冲响应。系使得，A(k)包含Ns (k)匹配过滤器响应。A(k)的行系为
Figure A0081732300161
                                          方程式4
其中每一向量系为
Q(k)+W-1                                 方程式5
且系自An (k)的顶部抵销，系藉由
Q(k)(n-1)                                方程式6
由于该扩展码非周期于符号数次；bi (k)≠bj (k)其中i≠j。一向量的元素，其可为非零值系指该向量的支撑。系使得，bn (k)系为An (k)的支撑。
一旦每一用户的一***传送矩阵产生，则一总***传送响应矩阵，系指为A其系藉由连接该***传送矩阵于所有用户而形成，如下所示：
A＝[A(1)，...，A(k)，...，A(k)]           方程式7
根据已有技术的调整技术，h(k)的元素可为复数。其随后为A的非零元素可为复数。
一举例的总***传送响应矩阵A于已有技术的多重用户检测器，其组合系组合系根据方程式4，5，6与7，系为
Figure A0081732300171
                                      方程式8
对于两个用户(k＝2，具有16个码片于一数据组中(Nc＝16)，一信道脉冲响应长度为4(W＝4)，且一扩展因子于两个(Q(1)＝2)的第一用户，以及一扩展因子于四个的第二用户(Q(2)＝4)。在所得的总***传送响应矩阵A中，bn，i (k)代表该结合***的第ith元素，以及第kth用户的第nth符号的信道响应。
该接收的数据r的处理，系藉由该总***传送响应矩阵A，其代表一组的匹配过滤器，以产生一匹配过滤器输出的向量，其系以y表示。该匹配过滤的运算系定义为：
y＝AHr                                方程式9
该矩阵AH代表矩阵A的Hermitian(或复合)转置。该Hermitian转置系定义为Aij H＝ji，其中上横杠代表一复数的共轭数。该匹配过滤器输出而后乘以一目标矩阵O的倒数。该目标矩阵O代表该处理，其区分线性接收器的每一形式。其系得自于该***传送矩阵A。
该强迫归零组线性均衡器(ZF-BLE)接收器，系一线性接收器具有一目标矩阵，系指O＝AHA。该最小平均平方差组线性均衡器(MMSE-BLE)接收器系一线性接收器，具有一目标矩阵O，定为O＝AHA+σ2I，其中σ2系噪声的变量，存在于该接收的数据向量的符号，且矩阵I系已知为系同一矩阵。一同一矩阵系一正方形，对称于其主要对角线且其它位置为零。该同一矩阵大小的选择，使得形成一加法运算，其系根据线性代数的原则。
对于一解关联器(解关联接收器)，矩阵A的简化系藉由忽略该信道响应h(k)，仅考虑该扩展码与交叉关联(干扰)特性。一交叉关联矩阵，通常系指R，其通常系建构于解关联器形式接收器。此矩阵的构成可藉由假设W＝1且hi (k)＝1于上述A的定义中(亦即每一子信道的该信道响应系一脉冲)。而后该交叉关联矩阵R系该目标矩阵O，定义于该ZF-BLE接收器。一解关联器通常作为一更复杂多重用户检测接收器的次处理。一但该目标矩阵被产生，则该多重用户检测器将倒转该矩阵，其系以O-1代表。
而后该目标矩阵的倒数乘以该匹配过滤器输出向量y，以产生该数据向量d的评估，其中d(评估)＝O-1y。该目标矩阵的倒数系一复数，需大量计算的程序。完成此程序所需的运算数目，系增加为该矩阵O大小的三次方。对于大多异步CDMA接收器而言，O系非常大，其使得倒转程序无法实现。使用线性代数的技术，减少倒转该目标矩阵的复杂度。然而，这些技术于某些应用中系无发实现。
不同于线性接收器，PIC接收器不倒转该目标矩阵O。系使得，PIC接收器提供另一选择，其系较直线多重用户检测器不复杂。第六图说明一典型已有技术的PIC接收器。该接收的数据r被输入至多个信道评估器，其独立评估每一用户的子信道脉冲响应。该子信道脉冲响应被输出至一数据评估与干扰消除处理器，其平行评估该接收数据于所有用户。该评估接收数据被输出至子信道数据处理组于后续的处理。
如第七图中所示，系为已有技术的数据评估与干扰消除程序用于PIC接收器中。该PIC接收器假设每一子信道包含L不同信号途径，自一已知的用户发送器至一接收器，起因于该传输媒体。对于每一途径L，相对延迟，振幅与相位被评估于接收器，系藉由该子信道评估处理器，如第六图中所示。对于存在于该***中每一用户K的每一L不同途径，该PIC接收器比例一解扩展器，匹配于一单独用户的特定码与每一途径的特定时间延迟。系使得，总KL解扩展器被比例于该解扩展器组中。每一解扩展器产生该接收数据的评估自其单独的用户。该L数据评估于相同用户的子信道的不同途径，系被结合以产生该传送用户数据的完整数据评估。如第七图中所示，一般已有技术结合的方法，系最大比率结合或称MRC。其它结合数学方法存在于已有技术中与且可被使用。该结合数据评估被输出至一符号产生处理器，其产生被评估的符号数据，其系被输出至该干扰消除处理器。
每一用户K的扩展码与该KL途径间的相对延迟，系藉由该干扰消除处理器而得知。该数据被用以产生该干扰的评估，每一用户的接收途径(例如1，2，3...L)贡献至另一用户的L信号途径，且至该信号接收于该相同用户的L-1信号途径。该干扰评估系被减自该解扩展器输出，其再次被通过至该结合处理器以产生接收数据评估。该接收数据评估被再次用以产生修正干扰评估，其被用以产生另一组修正数据评估。理论上，该程序可被无限重复。然而，该程序于二或三次重复后终止。
SD-PIC与HD-PIC间的不同点在于该符号产生程序。对于SD-PIC，该符号产生程序产生可信赖的数据，其系关于该接收符号所作的决定，对于HD-PIC，该符号产生电路不产生该接收符号的可信赖数据。该差别仅关于该接收器的数据评估单位的内部处理。两种形式的PIC接收器可产生软与硬决定符号评估于后续处理，系藉由如第六图中所用的子信道数据处理器。此如第七图中所示，藉由放置一最终输出数据符号产生器，以产生该最终接收器输出，且可不同于该内部数据符号产生电路。
已有技术PIC接收器的固有问题存在于所使用的该接收信号模式中。已有技术PIC假设每一子信道包含L不同途径，该传送信号进行于该传送媒体中。该解扩展与信道匹配(该结合处理器所进行)运算的分离，系此假设的结果。然而，以此假设所建构的一接收器可仅校正于干扰，来自于非矩形的扩展序列，更为一般所知的多重存取干扰或称MAI。其无法校正一用户的不同符号间的干扰，源于该通讯信道传送过程中，这些符号的时间扩展。信号恶化的形成系更为一般所知的符号间干扰，或称ISI。ISI贡献至一现象，系指「胖手指效应」。
胖手指效应发生于当自相同用户的两途径，具有此一小相对时间延迟，该延迟可藉由该接收器解决为两不同途径。该接收器无法评估自两途径的一的数据，因而造成所有用户于较差的接收器表现。
由于所有习用PIC接收器利用L信道的简单假设，以分离该解扩展与信道结合运算，希望达到一PIC接收器利用该正确接收信号模式的一线性多重用户检测器。
发明内容
一平行干扰消除接收器***与方法，其减少脉冲响应干扰，系利用接收信号的模式同于用于组线性均衡器者。组线性均衡器包含解关联接收器，强迫归零接收器，最小平均平方差接收器及其相似物。本发明包含一干扰计算处理器回馈回路，以校正一直接干扰消除器的输出。m重复程序移除干扰系自一匹配过滤器支出符号。该PIC接收器使用该不同线性均衡器的接收信号模式，其未假设每一子信道包含数个不同途径。该接收器评估每一子信道的脉冲响应特性为一体。
系使得，本发明的一目的系提供一***与方法，以接收与解码多个信号于一CDMA接口上。
本发明的另一目的，系提供一PIC接收器***与方法，其具有更佳的正确性且需要较少的计算。
该***与方法的其它目的，系为熟知此领域的人士阅读较佳实施例的详细说明后，所易于了解。
附图说明
图1系一简单方块图，用以说明已有技术的多重存取通讯***。
图2系一简单方块图，用以说明已有技术的CDMA通讯***。
图3系一简单方块图，用以说明已有技术的CDMA接收器与多重用户检测。
图4系一简单方块图，用以说明已有技术的多重用户检测器。
图5系一方块图，用以说明已有技术的线性多重用户检测器。
图6系一***方块图，用以说明已有技术的PIC接收器。
图7系一***方块图，用以说明已有技术的PIC数据评估与干扰消除处理器。
图8系一***方块图，用以说明本发明的PIC接收器。
图9系一***方块图，用以说明本发明的一线性软决定PIC接收器。
图10系一***方块图，用以说明本发明的一硬决定PIC接收器。
图11系一***方块图，用以说明本发明的一非线性软决定PIC接收器。
本发明的详细说明
实施例的说明可参照图标，其中相同的符号代表相同的组件。
如第八图中所示，本发明的一平行干扰消除接收器17，用以检测，在接收后，多个用户传送于一般CDMA信道。该接收器17包含一输入19，以输入数据自所有用户k传送于一组时间，于一输入向量r的形成，包含该结合数据自每一用户的子信道，一信道评估处理器21以获得单独的脉冲响应评估h(k)于每一用户，且组合一总***响应矩阵A，一数据评估与干扰消除器23以产生无干扰用户数据d(k)，以及一输出25以输出用户数据d(k)于每一用户k自该接收信道数据r于一输出向量的形式中。该平行干扰消除器17包含多个处理器，其具有附属内存，其执行不同向量与矩阵运算。另一实施例可执行发明17利用固定门阵列与DSP执行不同处理器的函数。用户K总数与该扩展因子Q(k)于每一用户(k＝1，2，3...K)为已知αPriori藉由一指导传送或藉由预先下载至该PIC接收器17。
解调的后，该接收信号r系输入19至该信道评估器处理器21，其中单独k子信道脉冲响应评估被模拟27为向量h(k)，以校正符号内干扰或称ISI，其系由一子信道的本身符号所造成，且MAI系藉由自其它用户子信道的符号所造成于所有接收的数据信号。该单独k子信道脉冲评估h(k)被输入至一第一内存29，其中其系与相同用户的扩展码(方程式3)结合，产生一***传送响应评估矩阵An (k)于该用户。每一***传送响应评估矩阵An (k)被输出至一第二内存31，其中一总***传送响应评估矩阵A被组合。该总***传送响应评估矩阵A系包含所有***传送响应评估矩阵An (k)(方程式7)。该总***传送响应评估矩阵A包含接合数据，系关于所有子信道于使用，藉由该有效的发送器且包含数据，其关于任何可能的交叉信道与符号内干扰存在于该接收数据信号r中。
该***传送响应评估矩阵A被输出至该数据检测与干扰消除器23，其执行传送数据的评估，系基于该接收数据向量r。该数据检测处理器23评估子信道数据符号，且输出一接收数据向量d(k)至每一子信道处理单元331，332，333，...33k，例如***器，Viterbi解码器及其相似物。
该数据评估与干扰消除器23如第九图中所示。该数据检测处理器23系包含一匹配过滤器35，其匹配过滤该输入19数据向量r，产生一匹配果过滤器输出y的向量，一加法器37以移除回馈干扰c自该匹配过滤器35输出y，一直接干扰消除器38以获得该用户数据d(k)的评估，一重复计算器/转换41，一回馈干扰处理器43，以及一符号产生器45以组合符号自该评估使用用户数据d(k)。
为获得用户数据d(k)于一特定用户，自该结合的用户数据r，该用户数据r必须利用一匹配过滤器35或其相似物被过滤。此领域中的一知识，一匹配过滤器35需要一响应特性，其元素系为该扩展脉冲形的结合的复合共轭，且该用户的子信道脉冲响应以产生一输出，具有传送前该信号的代表程度。信号r输入19至该过滤器35，其不匹配一已知的响应特性产生一较低输出。
该匹配过滤器35系同于该匹配过滤操作，其系藉由线性多重用户接收器而执行。该匹配过滤器35运作系由方程式9而描述，不像***行干扰消除接收器的解扩展运算。该输入用户数据r系匹配该扩展码v(k)与该子信道脉冲响应h(k)于每一特定子信道k。该匹配过滤器35输出向量y的每一元素，系在该传送数据向量d中对应符号的一第一粗略评估。
该总***传送响应评估矩阵A提供该响应特性至该匹配过滤器35。该***传送响应评估矩阵A的每一行系一向量，其代表一特定符号的该响应特性。该接收数据向量r被输入至该匹配过滤器35，其中其系匹配每一响应特性自该总***传送响应评估矩阵A，以产生该匹配过滤器输出向量y。该输出向量y的每一元素相当于传送于一已知用户的一特定符号的一预先评估。
该匹配过滤器35输出向量y被输入至该直接干扰消除器39。该直接干扰消除器39执行一部份干扰消除运算于该匹配过滤器35输出向量y。该运算可为一比例运算或一更复杂的运算。该部分干扰消除向量y被输出为数据符号评估d，且被输入至该回馈干扰处理器43透过一重复/计算器转换41a。
该回馈干扰处理器43利用该直接干扰消除器39输出评估d，以达到干扰评估输出为一向量c，其未预先藉由该直接干扰消除器39所消除。该干扰评估c系被减自该匹配过滤器35输出向量y。结果z系该匹配过滤器35输出向量y减去该减掉的干扰评估c。该重复干扰减法程序可被重复m次，取决于所欲的信号校正的程度。在m次重复的后，该干扰被移除自匹配过滤器35输出y，且该重复/计算器转换41被排出41b输出d于最终输出符号产生45。
该直接干扰消除器39/回馈干扰处理器43复回馈控制回路的运算，如第九图中所示为一m重复接收器。例如，若m＝2，该PIC接收器17重复该消除程序两次。以c(m)为该干扰向量输出系藉由该回馈干扰处理器43，且d(m)为符号评估向量输出系藉由该直接干扰消除器39，对于第mth重复， d → ( m ) = S ( y → - c → ( m ) ) 以及                    方程式10 c → ( m ) = T d → ( m - 1 ) 方程式11
其中该直接干扰消除器39执行该匹配过滤器输出向量y乘以矩阵S，且该回馈干扰处理器43执行该符号评估d乘以一矩阵T。d(m)的初始条件为0。熟知此领域的人士可知，可选择其它初始条件，而不会明显影响该***的运算。
该直接干扰消除器38的输出系该向量d(m)在最后重复m的后。如已有技术平行干扰消除接收器，此输出的处理系藉由该最终输出符号产生器45，其产生硬或软决定数据于输出符号评估，系取决于该***需求。
取决于本发明17所执行重复m的数目，该数据评估的输出与干扰消除器d(m)可被写为 d → ( m ) = ( ST + I ) - 1 S y → + ( - 1 ) m ( ST ) m + 1 ( ST + I ) - I S y →   方程式12
其中该稳定态响应系为 d → ss = ( ST + I ) - 1 S y →   方程式13
且该暂时响应系为 d → t ( m ) = ( - 1 ) m ( ST ) m + 1 ( ST + I ) - 1 S y →   方程式14
该PIC接收器17收敛至该稳定态响应，若该暂时响应达到零如重复数目增加。当此发生时，该接收器17收敛至方程式13中所给的稳定态响应，如在A.Reznik所写的名为“A new class of PIC multiuser receivers and theirrelationship to ZF-BLE and MMSEBLE multiuser receivers”，内部叉指通信公司1999.10.19出版的技术文献所示，通过参照引入公开。
已有技术线性接收器的稳定态响应，例如ZF-BLE，MMSE-BLE以及其它，该解关联器的定义系为 d → = O - 1 y →   方程式15
其中O系目标矩阵。
请参照方程式13与15，若矩阵S与T被选择，系使得(ST+I)-1S＝O-1，且若由方程式10与11所定义的该接收器17收敛，其将收敛至该目标矩阵O所定义的该线性接收器。线性代数需要为(ST+I)-1S＝O-1，矩阵S，T与O必须满足下列特性：
O＝T+S-1                            方程式16
而非倒转该目标矩阵O，方程式16分割目标矩阵O为两不同矩阵T与S-1。矩阵T定义该回馈干扰处理器43。矩阵S(矩阵S-1的倒转)定义该直接干扰消除器39。本发明17重置矩阵O的倒转，系以另一矩阵(S-1)的倒转以及该回馈回路中一系列的矩阵乘法。
本发明17的一优点为矩阵S-1需要低复杂度的倒转相较于原始目标矩阵O。例如，矩阵S-1系一对角线矩阵(一矩阵仅于主要对角线为非零值)。一对角线矩阵的倒转仅涉及该主要对角线中每一单独元素的倒数。
而且，为了改善PIC17的性能，矩阵T的主对角线应该含有所有的零。这在上述由A.Reznik所写的参考文献中示出并描述。
以方程式16结合矩阵T与S的两公式，产生一特定形式于一般PIC接收器。以的一线性接收器具有一目标矩阵O，矩阵S被定义为
S-1＝diag(O)                            方程式17
其中diag(x)定义一矩阵，其中该主要对角线系等于X的主要对角线输入，且该矩阵的所有其它元素系等于零。利用方程式16且解矩阵T产生：
T＝O-S-1                                方程式18
由于该直接干扰消除器39执行z(m)乘以矩阵S(其系为diag(O)的倒数)，该消除器39执行该向量z(m)每一单独元素的比例。d(m)乘以矩阵T的乘法系执行于该回馈干扰处理器43，计算该干扰组件。包含此结构的接收器系指一平行干扰消除接收器，具有完全干扰消除于一回馈或一PIC-fI接收器中。
对于一***其需要一强迫归零机制，该接收器必须收敛至该ZF-BLE线性接收器。本发明17的ZF-PIC-fI利用该ZF-BLE目标矩阵O＝AHA。系使得，矩阵S与T系定义为
S-1＝diag(AHA)以及                      方程式19
T＝AHA-diag(AHA)                        方程式20
对于一***而言，其需要一最小平均平方差接收机制，该接收器必须收敛至该MMSE-BLE线性接收器。本发明17的该MMSE-PIC-fI接收器利用该MMSE-BLE目标矩阵O＝AHA+σ2I。所以，矩阵S与T的定义为
S-1＝diag(AHA)+σ2I以及                方程式21
T＝AHA-diag(AHA)                        方程式22
对于一***而言，其需要一解关联接收器，总***响应矩阵A系被组合于该信道评估器处理器21中，系被组合为一交叉关联矩阵忽略该信道效应。该接收器结构系同于上述的该ZF-PIC-fI结构，但是使用该A矩阵的修饰形式。
熟知此领域的人士可知，其它PIC接收器具有完全干扰消除完成于该回馈回路(PIC-fI接收器)，可被建构系利用本发明17的***与方法耦合于所有现存的线性接收器模式。该两个线性接收模式，ZF-BLE与MMSE，以说明于实施例中。利用本发明17的方法，一线性接收器首次被选择以决定收敛。
本发明17的另一实施例，其利用相同***架构23代表符号间干扰或称ISI的消除，至该直接干扰消除器39。该回馈干扰处理器43系用以消除多重存取干扰或称MAI。此实施例系指一平行干扰消除器，具有直接ISI消除或称PIC-dISI。如同参考文献中A.Reznik所述，此方法系较该PIC-fI更为复杂，但是具有较佳的功效。
对于一***而言，其需要一强迫归零机制，该接收器必须收敛至一ZF-BLE线性接收器。使用本发明17的该***与方法，该接收器系指一ZF-PIC-dISI接收器，其具有的S与T矩阵定义系为  以及    方程式23
T＝AHA-S-1                                方程式24
对于一***而言，其需要一最小平均平方差接收机制，该接收器必须收敛至一MMSE-BLE线性接收器。使用本发明17的该***与方法，该接收器系指一MMSE-PIC-dISI接收器具有的S与T矩阵定义系为  以及  方程式25
T＝AHA-S-1+σ2I                          方程式26
对于一***而言，其需要一解关联接收器，总***响应矩阵A系被组合于该信道评估器处理器21中，系被组合为一交叉关联矩阵忽略该信道效应。该接收器结构系同于上述的该ZF-PIC-fI结构，但是使用该A矩阵的修饰形式。
其它PIC接收器具有直接ISI消除，可被建构系利用本发明17的***与方法耦合于所有现存的线性接收器模式。该两个线性接收模式，ZF-BLE与MMSE-BLE，已被说明于PIC-dISI接收器结构的实施例中。如于该PIC-fI接收器中，一线性接收器首次被选择以决定收敛。
当干扰的程度为低时，上述的接收器可成功地收敛。多重存取***，例如频率分割双工或称FDD模式的UMTS第三代宽频CDMA标准，具有正确功率控制显示出低干扰程度。如上所述，本发明17非限于所描述的接收器。任何选择的矩阵S与T可提供一可变接收器结构。已知的一目标矩阵O，方程式16定义任何接收器结构，其收敛至该目标矩阵O所定义的一线性接收器。不同选择的S与T包含不同的选择于一所欲的接收器的复杂度与表现。较佳接收器17的表现，系获得于当利用该直接干扰消除器39的表现于该PIC-dISI接收器的例子中时。然而，更努力地将该直接干扰消除器39上，需要计算一更复杂矩阵的倒数，因而增加该接收器的复杂度。由此可知将该矩阵T设定为O。其结果为该已有技术的直线接收器模式，其需倒转该目标矩阵O。
以上为描述线性软决定平行干扰消除接除器。硬决定平行干扰消除接收器47的获得，系藉由增加一符号产生器至该回馈途径产生硬决定49于该符号评估d(m)如第十图中所示。非线性软决定平行干扰消除接收器51的获得，可藉由重置该硬符号产生器49与一非线性软决定符号产生器53，如第十一图中所示。
虽然本发明已经由较佳实施例所描述，但是本发明申请专利范围内的变化仍为熟知此领域者可得知。

Claims (63)

1.一种干扰消除器(17)用于一接收器中，其自一CDMA接口上多个发送器，分离接收的通讯信号(r)至多个所欲信号(d(k))，该干扰消除器(17)的特征系为：
一信道评估处理器(21)，用以接收该通讯信号(r)产生个别脉冲响应评估(A)于该多个所欲信号(d(k))，该脉冲响应评估耦合至一数据评估与干扰消除器(23)；以及
该数据评估与干扰消除器(23)接收该通讯信号(r)与该脉冲响应评估(A)，且输出该多个所欲信号(d(k))。
2.如权利要求1所述的干扰消除器(17)，其中该信道评估处理器(21)的特征系为：
一信道评估器(27)耦合至该通讯信号(r)，以输出信道脉冲响应评估(h(k))于该多个所欲信号(d(k))，该信道评估器(27)耦合至一***响应矩阵组合器(29)；
该***响应矩阵组合器(29)输出***响应矩阵(A(n) (k))于该多个所欲信号(d(k))；以及
该***响应矩阵(A(n) (k))系被组合至一总***响应矩阵(A)输出。
3.如权利要求2所述的干扰消除器(17)，其中该数据评估与干扰消除器(23)的特征更包含：
一符合过滤器(35)耦合至该通讯信号(r)，且该信道评估处理器(21)输出(A)，以输出具选择性信号(y)的该所欲信号的评估，至一加总器(37)的一第一(+)输入；
该加总器(37)具有一输出(z(m))耦合至一直接干扰消除器(39)；
该直接干扰消除器(39)输出该所欲信号的比例评估，系利用该多个所欲信号(d(k))的选择信号(d(m))至一重复计算器(41)的一输入；
该重复计算器(41)具有一第一输出(41a)耦合至一回馈干扰处理器(43)；
该回馈干扰处理器(43)输出该选择性信号的干扰评估(c(m))至该加总器(37)的一第二输入(-)；以及
该干扰评估(c(m))系被减自该符合过滤器(35)输出(y)于m重复，系藉由该重复计算器(41)，因而该重复计算器(41)输出该所欲信号(d(m))的该评估，为该多个所欲信号(d(k))，系经由一第二输出(41b)而无该选择性信号。
4.如权利要求3所述的干扰消除器(17)，其特征在于，更包含该直接干扰消除器(39)运算的定义，系藉由一S矩阵且该回馈干扰处理器(43)运算的定义，系藉由一T矩阵，其关联系为
O＝T+S-1
其中矩阵O系一目标矩阵，其定义一接收器结构。
5.如权利要求4所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
          S＝(diag(O))-1以及
该矩阵T的定义系为
          T＝O-diag(O)。
6.如权利要求5所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
7.如权利要求5所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一最小平均平方差组线性均衡器。
8.如权利要求5所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
9.如权利要求4所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义，因此该直接干扰消除器(39)执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且该矩阵T的定义，因此该回馈干扰处理器(43)计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))贡献至每一选择性信号。
10.如权利要求9所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300031
以及
该矩阵T的定义系为
               T＝O-S-1
11.如权利要求10所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
12.如权利要求10所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
13.如权利要求9所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
该矩阵T的定义系为
           T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该目标矩阵O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
14.如权利要求4所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含一硬决定符号产生器(49)，耦合于该重复计算器(41)的该第一输出(41a)与该回馈干扰处理器(43)输入的间，该输入产生硬决定于该所欲信号评估(d(m))。
15.如权利要求14所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
            S＝(diag(O))-1以及
该矩阵T的定义系为
            T＝O-diag(O)。
16.如权利要求15所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
17.如权利要求15所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一最小平均平方差组线性均衡器。
18.如权利要求15所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
19.如权利要求14所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义，因此该直接干扰消除器(39)执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且该矩阵T的定义，因此该回馈干扰处理器(43)计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))贡献至每一选择性信号。
20.如权利要求19所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为以及
该矩阵T的定义系为
              T＝AHA-S-1
21.如权利要求20所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
22.如权利要求20所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
23.如权利要求19所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
该矩阵T的定义系为
           T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该目标矩阵O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
24.如权利要求4所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含一非线性软决定符号产生器(49)，耦合于该重复计算器(41)的该第一输出(41a)与该回馈干扰处理器(43)输入的间，该输入产生非线性软决定于该所欲信号评估(d(m))。
25.如权利要求24所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
              S＝(diag(O))-1以及
该矩阵T的定义系为
            T＝O-diag(O)。
26.如权利要求25所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
27.如权利要求25所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一最小平均平方差组线性均衡器。
28.如权利要求25所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
29.如权利要求24所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义，因此该直接干扰消除器(39)执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且该矩阵T的定义，因此该回馈干扰处理器(43)计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))贡献至每一选择性信号。
30.如权利要求29所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300061
以及
该矩阵T的定义系为
              T＝AHA-S-1
31.如权利要求30所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该目标矩阵O代表一强迫归零组线性均衡器。
32.如权利要求30所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该总***响应矩阵(A)系为一解关联器，且该目标矩阵O系为一强迫归零组线性均衡器。
33.如权利要求29所述的干扰消除器(17)，其特征在于，还包含该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300062
该矩阵T的定义系为
                T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该目标矩阵O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
34.一种用于一CDMA接口上自多个发送器分离接收信号(r)至多个所欲信号(d(k))的方法(17)，该方法包含的步骤为：
a)产生一总***响应矩阵(A)自脉冲响应评估(h(k))自该接收信号(r)；
b)过滤该接收信号(r)以该总***响应矩阵(A)，产生以选择性信号(y)所欲信号的评估；
c)选择一接收器结构(O)以收敛；
d)获得一S矩阵自该接收器结构；
e)获得一矩阵T自该接收器结构；
f)比例该过滤器输出(y)为所欲信号评估(d(m))，藉由乘以该矩阵S；
g)计算干扰评估(c(m))，藉由该比例的输出(d(m))乘以该矩阵T；
h)自该过滤器输出(y)减掉z(m))该干扰评估(c(m))；
i)比例该过滤器输出减该干扰评估(z(m))为所欲信号评估(d(m))，藉由乘以该矩阵S；
j)重复步骤g)至i)于m次；以及
k)在无该选择信号下，输出该所欲信号评估(d(m))为该多个所欲信号(d(k))。
35.如权利要求34所述的方法(17)，其特征在于，步骤d)为：
该矩阵S的定义系为
          S＝(diag(O))-1以及
步骤e)的特征更包含该矩阵T的定义为
          T＝O-diag(O)。
36.如权利要求35所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
37.如权利要求35所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一最小平均平方差组线性均衡器。
38.如权利要求35所述的方法(17)，其特征在于，步骤a)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
39.如权利要求34所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)与g)更包含定义该矩阵S，因此该比例执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且定义该矩阵T，因此该计算干扰评估计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))个别贡献至每一选择性信号。
40.如权利要求39所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)的特征为：
该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300081
以及
而步骤g)中，该矩阵T的定义系为
                T＝O-S-1
41.如权利要求40所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
42.如权利要求40所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
43.如权利要求39所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)为：
该矩阵S的定义系为
在步骤g)中，该矩阵T的定义系为
          T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该接收器结构O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
44.如权利要求34所述的方法(17)，其特征在于，步骤g)为：
产生硬决定于该所欲信号评估(d(m))。
45.如权利要求44所述的方法(17)，其特征在于，步骤d)为：
该矩阵S的定义系为
           S＝(diag(O))-1以及
步骤e)的特征更包含该矩阵T的定义为
           T＝O-diag(O)。
46.如权利要求45所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
47.如权利要求45所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
该接收器结构(O)代表一最小平均平方差组线性均衡器。
48.如权利要求45所述的方法(17)，其特征在于，步骤a)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
49.如权利要求44所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)与g)更包含定义该矩阵S，因此该比例执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且定义该矩阵T，因此该计算干扰评估计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))个别贡献至每一选择性信号。
50.如权利要求49所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)为：
该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300091
以及
在步骤g)中，该矩阵T的定义系为
             T＝O-S-1
51.如权利要求50所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
52.如权利要求50所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
53.如权利要求49所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)为：
该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300101
在步骤g)中，该矩阵T的定义系为
            T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该接收器结构O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
54.如权利要求34所述的方法(17)，其特征在于，步骤g)为：
产生非线性软决定于该所欲信号评估(d(m))。
55.如权利要求54所述的方法(17)，其特征在于，步骤d)为：
该矩阵S的定义系为
             S＝(diag(O))-1以及
步骤e)的特征更包含该矩阵T的定义为
             T＝O-diag(O)。
56.如权利要求55所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
57.如权利要求55所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
该接收器结构(O)代表一最小平均平方差组线性均衡器。
58.如权利要求55所述的方法(17)，其特征在于，步骤a)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
59.如权利要求54所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)与g)更包含定义该矩阵S，因此该比例执行每一选择性信号的符号内干扰(ISI)的消除，且定义该矩阵T，因此该计算干扰评估计算多重存取干扰(MAI)，藉由该所欲信号(d(k))个别贡献至每一选择性信号。
60.如权利要求59所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)为：
该矩阵S的定义系为
Figure A0081732300111
以及
在步骤g)中，该矩阵T的定义系为
             T＝O-S-1
61.如权利要求60所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
62.如权利要求60所述的方法(17)，其特征在于，步骤c)为：
产生该总***响应矩阵(A)为一解关联器，且步骤c)为：
选择该接收器结构(O)代表一强迫归零组线性均衡器。
63.如权利要求59所述的方法(17)，其特征在于，步骤f)为：
该矩阵S的定义系为
在步骤g)中，该矩阵T的定义系为
           T＝AHA-S-1+σ2I；以及
该接收器结构O的定义系为一最小平均平方差组线性均衡器。
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