KR20070054724A - 통신 신호 간섭을 억제하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

백색화 필터의 주파수 도메인 표현은 필수적으로 하나의 공지되지 않은, 즉, 총 기지국 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)의 추정된 비에 기초하는 스케일링 팩터에 따라 행해진다. 차례로, 이런 스케일링 팩터는 수신된 통신 신호에 대한 손상 상관의 파라메트릭 모델에서 사용되는 모델링 항에 기초하여 계산될 수 있다. 바람직하게는, 모델이 제1 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 간섭 손상 항 및 제2 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 잡음 손상 항을 포함한다. 더욱이, 스케일링 팩터는 총 기지국 송신 파워 및 잡음이 포함된 셀간 간섭의 PSD를 직접 추정함으로써 계산될 수 있다. 어떤 경우에는, 백색화 필터가 예를 들어, 채널 이퀄라이제이션 프로세싱 또는 RAKE 수신기 프로세싱에 관한 수신된 통신 신호에 사용될 수 있다.
백색화 필터, 스케일링 팩터, 파일럿 채널 추정치, 주파수 응답

Description

통신 신호 간섭을 억제하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SUPPRESSING COMMUNICATION SIGNAL INTERFERENCE}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 특히 무선 통신 수신기에서 간섭을 억제하는 것에 관한 것이다.
직접적인-시퀀스 확산- 스펙트럼 모듈은 (W-CDMA,IS-95 및 IS-2000과 같은) CDMA 시스템에서 공통으로 사용된다. 확산 스펙트럼 캐리어를 통해 송신될 데이터는 정보 심벌(symbol)로 맵핑(map)되고, 각각의 정보 심벌은 칩의 시퀀스로써 송신되는데, 이는 대역폭 확산을 일으킨다. 송신 심벌을 확산시키는데 사용되는 칩의 시퀀스는 확산 코드라 칭해진다.
수신기에서, 수신된 신호는 역확산 코드를 사용하여 역확산 되고, 이는 전형적으로 확산 코드의 결합이다. RAKE 수신기는 CDMA 신호를 복조하기 위한 전형적인 접근법을 나타낸다. RAKE 수신기는 송신기 및 수신기 사이에 전형적으로 존재하는 다수의 전파를 이용한다. 송신된 신호의 다수의 전파는 시간 분산의 결과를 가져올 수 있고, 이는 신호의 다수의 분해할 수 있는 에코(또는 레이(ray))가 수신기에서 수신되도록 한다. RAKE 수신기는 그의 "핑거"(상관기)들 중 다른 것을 신호 에코들 중 다른 것과 제휴시키고, 각각의 핑거는 심벌 레이트로 역확산 값을 출력한다. 이 런 역확산 값은 그 후에 각각의 채널 계수의 결합에 의해 웨이팅되므로 송신된 심벌의 소프트 추정을 생성하도록 합산된다. 이런 웨이팅 및 합산 프로세스는 RAKE 결합이라 공통으로 칭해진다.
상기 방법으로 다수의 에코를 결합하는 것은 잡음이 수신기에서 중요한 수신된 신호 손상 기간일 때 개선된 신호 대 간섭비(SIR)를 산출한다. 그러나 RAKE 결합은 색상 잡음이 중요한 손상 기간일 때 최상인 것보다 덜하다. 색상 잡음은 자기-간섭(내부-심벌 간섭 또는 ISI) 및 다수의 사용자 액세스 간섭(MAI)으로부터 생성한다. 무선 네트워크는 동일한 스펙트럼 상의 더 많은 사용자가 몰리고 신호 데이터 레이트가 증가할 때, 색상 잡음이 더 문제 있게 된다.
그러므로 색상 잡음을 억제할 수 있는 수신기 구조는 이익이 증가하는 에어리어를 나타낸다. 불행하게도, 색상 잡음 환경에서 간섭을 억제하는 통상적인 접근법은 잠재적으로 상당한 수신기 복잡성을 가져온다. 예컨대 셀룰러 무선전화기, 개인 휴대용 정보 단말기 또는 무선 페이저와 같은 전형적인 휴대용 통신 장치에 대해서, 복잡성은 비용을 추가시키고, 비용, 디자인 시간 및 배터리 수명에 희망하지 않는 영향을 미친다.
본 발명은 무선 통신 수신기에서와 같이, 통신 신호 프로세싱 애플리케이션에서 백색화 필터를 계산하는 방법 및 장치를 포함한다. 간단한 구조로써, 백색화 필터의 주파수 도메인 표현은 필수적으로 공지되지 않은, 즉 스케일링 팩터에 따라 행해지는데, 이는 총 기지국 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)의 추정된 비에 기초한다. 예시적인 방법은 수신된 통신 신호에 대한 손상 상관의 파라메트릭 모델에 사용되는 모델링 기간에 기초하여 이를 계산함으로써 스케일링 팩터를 계산하는 계산 복잡성을 감소시킨다. 바람직하게는, 모델이 제1 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 간섭 손상 기간 및 제2 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 잡음 손상 기간을 포함한다. 대안적으로, 스케일링 팩터는 예컨대, 방향 추정에 의해 계산될 수 있다.
그러므로 예시적인 실시예에서 본 발명은 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하는 방법을 포함하는데, 이 방법은 총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 PSD의 비를 추정하고, 총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 PSD의 추정된 비에 기초하여 스케일링 팩터를 계산하며, 통신 신호를 백색화하는 백색화 필터를 결정한다. 상기 백색화 필터 결정은 스케일링 팩터, 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답, 및 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답에 대한 함수일 수 있다.
필터 결정을 위한 상기 기초와 함께, 백색화 필터 결정은 송신 펄스 형성 필터의 주파수 응답, 전파 채널에 대해 계산되는 매체 채널 계수 및 스케일링 팩터에 대한 저장되거나 계산된 값을 사용하도록 할 수 있다. 필터 응답이 연역적인 지식에 기초하는 수신기에 저장될 수 있고, 매체 채널 계수 계산이 파일럿 채널 측정치로부터 직접 행해질 수 있기 때문에, 백색화 필터 결정은 스케일링 팩터 결정에 대한 의무를 감소시킨다. 파라메트릭 손상의 모델 피팅 파라미터 상에서 스케일링 팩터 결정을 기초로 하여, 상관 모델은 스케일링 팩터의 결정을 간단하게 하는 한 방법을 제공한다. 셀간 간섭에 기여하는 각각의 기지국으로부터의 개별화된 신호-즉, 기지국에 특정한 신호-를 사용하는 것은, 이런 신호가 적용될 수 있는 경우에, 스케일링 팩터를 계산하기 위해서 다른 간단한 접근법을 나타낸다.
회로 실시예에서, 수신기 회로는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된다. 예시적인 수신기 회로는 총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 PSD의 추정된 비에 기초하여 스케일링 팩터를 계산하도록 구성된 계산 회로, 및 스케일링 팩터, 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답 및 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답에 대한 함수로써 통신 신호를 백색화 하는 백색화 필터를 결정하도록 구성된 필터를 포함한다.
한 실시예에서, 백색화 필터는 RAKE 수신기로의 입력을 위한 필터링된 신호를 생성하는 수신기 회로로써 구현된다. 이런 방법으로, 통신 신호의 색상 간섭은 RAKE 프로세싱 전에 억제되고, 이는 그 후에 다수의 채널 보상 및 RAKE 결합을 제공한다. 다른 실시예에서, 백색화 필터는 채널 보상 필터링을 포함하는 칩 이퀄라이제이션 필터(chip equalization filter)의 일부로써 구현된다. 일반적으로, 백색화 필터 결정은 채널 보상 필터링으로부터 분리될 수 있거나 일부일 수 있다. 이와 같이, 백색화 필터 회로 구현은 채널 보상 필터 회로로부터 분리될 수 있거나 일부일 수 있다.
그러므로 본 발명의 유리한 백색화 필터 결정은 두 단계의 신호 처리 방법의 일부로써 수행될 수 있는데, 여기서 백색화는 수신된 통신 신호에 적용되고, 그 후에 채널 보상에 적용되거나 백색화 및 채널 보상은 함께 수행되는 단계가 결합된 방법에 적용된다. 당업자는 이런 필터링 프로세스가 선형이기 때문에 채널 보상을 위한 필터링 순서 및 백색화가 필요로 되거나 희망하는 바와 같이 반전될 수 있다고 인식할 것이다.
물론, 본 발명은 상기 특징 및 이점에 국한되지 않는다. 당업자는 아래의 상세한 설명을 판독하고 동일하거나 유사한 번호는 동일한 참조 번호를 갖는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 부가적인 특징 및 이점을 인식할 것이다.
도1은 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따라 구성된 예시적인 무선 통신 장치의 블록도.
도2는 도1에 도시된 원격 송신기 및 장치 수신기 사이의 예시적인 통신 신호 흐름에 대한 블록도.
도3은 본 발명에 관련된 백색화 필터 결정을 위한 수신기 회로에 대한 블록도.
도4는 도3의 회로 기능을 사용하는 예시적인 프로세싱 논리에 대한 블록도.
도5는 본 발명에 관한 예시적인 RAKE 기반 수신기에 대한 블록도.
도6은 본 발명에 관한 예시적인 칩 이퀄라이저(chip equalizer) 기반 수신기에 대한 블록도.
도7은 본 발명에 관한 단일-입력-다수-출력(SIMO) 수신기 실시예에 대한 블 록도.
도8은 도7의 수신기에 대한 예시적인 수신기의 세부사항에 대한 블록도.
본 발명은 색상 잡음의 억제에 관한 것이고, 간략화된 백색화 필터를 생성한다. 그래서 비제한적인 예시의 방법으로, 본 발명은 도1의 무선 통신 장치(10)에서 상당히 유리하게 구현될 수 있다. 장치(10)는 수신기(12), 송신기(14), 하나 이상의 안테나(16), 스위치/듀플렉서(18), 시스템 제어기(20) 및 사용자 인터페이스(22)를 포함한다. 당업자는 장치(10)의 실제 구조가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 바뀔 수 있다고 인식할 것이고, 상기 도시된 구조는 예시적인 수신기 동작을 설명하는데 비 제한적인 기초를 제공한다.
도2는 장치(10)의 원격 송신기(24)로부터 수신기(12)로의 데이터 무선 송신에 대한 기본적인 신호 흐름을 도시한다. 송신기(24)는 예컨대, 무선 통신 네트워크의 기지국 송신기일 수 있다. 수신된 신호(r(t))는 송신된 신호(s(t))를 포함하지만, 단지 송신 매체 채널(G(w))을 통한 전파에 의해 야기되는 채널 왜곡을 갖는 그리고 부가적인 백색 잡음을 갖는다. 일반적으로 수신기(12)에서 매체 채널은 G*(w)로 나타내지는 결합 매체 채널을 수신된 통신 신호에 적용하는 일부 형태의 보상 필터를 통해서 보상되어야만 하는 위상 및 감쇠 왜곡을 더한다. 그러나 채널 보상 필터의 애플리케이션은 어드레스되지 않은 색상 잡음 문제를 남긴다. 수신된 신호에서 색상 잡음은 ISI 및 MAI의 형태로 발생하는 것이 일반적이다.
그러므로 도2는 부합 단계(실제 채널 및 백색화 필터의 혼합에 부합함)에 의 해 따르는 신호 백색화 단계를 제공함으로써 "색상 잡음 내의 부합된 필터"를 어드레싱하는 수신기(12)에서 필터링의 최적화 개념 구현을 도시한다. 백색화 필터(W(w))는 색상 잡음에 대한 수신된 통신 신호를 보상하고, 본 발명은 계산적으로 효율적인 방법으로 백색화 필터를 결정하는 유리한 방법 및 장치를 제공한다.
도3은 본 발명에 따르는 백색화 필터를 결정하도록 구성된 예시적인 수신기 회로(30)를 개략적으로 도시하고, 이는 또한 채널 보상 필터를 결정하도록 구성될 수 있다. 게다가, 두 개의 필터는 혼합식 필터로써 일부 실시예에서 함께 결정될 수 있다. 수신기 회로(30)는 장치(10)의 수신기(12)를 포함하는 수신기 프로세싱 회로 소자의 일부로써 구현될 수 있고, 이는 하드웨어, 소프트웨어 또는 그의 일부 결합물에서 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신기 회로(30)는 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 또는 몇몇 다른 디지털 프로세서 등에 의해 실행되는 프로그램 명령어가 저장된 컴퓨터 프로그램으로써 구현될 수 있다. 대안적으로, 수신기 회로(30)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array), CPLD(Complex Programmable Logic Device) 등의 전체 또는 일부를 포함할 수 있다.
여하튼, 수신기 회로(30)는 장치(10)의 수신기(12)에 의해 수신되는 통신 신호(들)에 대한 신호 프로세싱 체인의 일부로써 구현될 수 있다. 특히, 수신기(30)는 수신된 통신 신호로부터 필터링된 신호를 생성하도록 구성될 수 있는데, 필터링된 신호는 예컨대, 송신된 데이터 비트를 회복시키기 위해서 필터링된 신호를 복조/복호화하는 수반하는 변조 프로세서로의 입력의 역할을 한다.
도4는 예시적인 백색화 필터 결정을 개략적으로 도시한다. 백색화가 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 행해질 수 있는 반면, 희망하는 백색화 필터의 주파수 도메인 표시는 필수적으로 하나의 공지되지 않은 결정으로 그의 계산을 감소시키는 유리한 근거이다. 예시적인 단일-입력-단일-출력(SISO) 관점에서, 이런 프로세스는 다음과 같은 예시적인 혼합식 필터를 형성함으로써 최상으로 인식되는데, 이는
Figure 112007029077950-PCT00001
이고, 여기서 P(w)는 수신된 통신 신호의 송신에 관련된 송신 펄스 형성 필터의 주파수 응답과 동일하고, P*(w)는 주파수 응답의 결합과 동일한데, 즉, 이는 수신기 펄스 형성 필터의 주파수 응답과 동일하고, G(w)는 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답과 동일하고, G*(w)는 그 주파수 응답의 결합과 동일하고, IOR는 통신 신호를 송신하는 송신기(예컨대, 소정의 셀 또는 다른 커버리지 에어리어에서 네트워크 기지국 송신기)의 총 송신 파워와 동일하고, Φ(w)는 수신기(12)에서 잡음이 더해진 셀간 간섭의 PSD와 동일하며, k는 임의의 실수 상수이다.
도2에 도시된 개념적인 최상의 수신기 필터링 구조에 의해서 수학식 1을 계산하기 위해서, 백색화 및 채널 보상 필터의 곱으로써 혼합식 필터(H(w))를 고쳐쓸 수 있다:
Figure 112007029077950-PCT00002
.
수학식 2에서 보여지는 형태는 본 발명의 하나 이상의 SISO 실시예를 제공하기 위해서 처리될 수 있고, P(w)는 수신기(12)에 의해서 연역적으로 공지되는 가정에 기초하여 간략화될 수 있다. 이런 가정은 실제로 송신 펄스 형성 필터의 결합 응답을 알리기 위해서 수신기 필터링을 구성하는 것과 일치한다. 이런 필터 응답 정보는 수신기(12)에서 고정된 필터 구조에 사용될 수 있거나, 디지털 필터링 알고리즘에서 사용하기 위한 수신기(12)에서 저장된 필터 응답 정보에 기초할 수 있다.
수학식 2에 관한 부가적인 가정은 파일럿 채널(예컨대, W-CDMA에서 공통 파일럿 또는 CPICH)의 존재 및 수신기(12)에서 채널 지연 및 망 채널 계수를 추정하는 수단의 존재이다. 다시 말해서, 수학식 2로부터, 송신 및 수신기 펄스 형성 필터(P(w) 및 P*(w))가 수신기에서 연역적으로 공지되고, 망 전파 채널에 대한 주파수 응답 및 그의 결합(G(w) 및 G*(w))은 파일럿 채널 추정치로부터 직접 계산될 수 있다. 이는 미지의 송신 파워(IOR) 및 잡음이 더해진 셀간 간섭의 PSD(Φ(w))로써 남겨진다.
Figure 112007029077950-PCT00003
로 치환하면, 백색화 필터식은
Figure 112007029077950-PCT00004
여기서
Figure 112007029077950-PCT00005
는 백색화 필터 표현을 위한 주파수 도메인 스케일링 팩터로써 보여질 수 있다. 그러므로 백색화 필터 결정은 IOR 대 Φ(w)의 비로써
Figure 112007029077950-PCT00006
의 결정으로 감소한다.
도4는 스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00007
)에 기초하여, 백색화 필터(W(w)) 또는 백색화 필터의 시간 도메인 실시예(w(t))를 결정하는 예시적인 프로세싱 논리를 도시한다. 예시적인 프로세싱은 IOR 및 Φ(w)를 추정하는 것으로 시작한다(단계100). 이로부터, 프로세싱은 IOR 및 Φ(w)에 대한 추정치의 비에 기초하여
Figure 112007029077950-PCT00008
의 계산이 계속된다(단계102). 그래서 결정된 스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00009
)와 함께, 그리고 공지된(또는 계산된) 송신 필터의 주파수 응답과 함께, 그리고 매체 채널의 주파수 응답의 추정과 함께, 백색화 필터가 수학식 2에 따라 결정될 수 있다(단계104).
상기 예시적인 프로세싱은 특정한 수신기 구조의 관점에서 적용될 수 있다. 예를 들어, 도5는 수신기(12)의 예시적인 칩-이퀄라이제이션 실시예를 도시한다. 이런 실시예에서, 수신기(12)는 수신기 전단(40), 탐색기(42), 지연 추정기(44), 채널 추정기(46), 파일럿 채널 상관기(48), 매체 채널 추정기(50), IOR/Φ(w)의 비를 추정하기 위한 비율 추정기(52), 칩 이퀄라이저(54) 및 트래픽 상관기(56)를 포함한다.
칩 이퀄라이저(54)에 의해 구현되는 이퀄라이제이션 필터는 수학식 2을 다시 써서 얻을 수 있는데 다음과 같다:
Figure 112007029077950-PCT00010
.
P*(w)는 수신기(12)의 수신된 신호 프로세싱 경로에서 수신 펄스 형성 필터를 나타내고, 이런 실시예에 대한 일차적인 임무는 H'(w)의 결정이다. NO의 단방향 스펙트럼 밀도를 갖는 백색 가우시안 잡음 프로세스로써 잡음이 더해진 다른 셀 간섭을 모델링함으로써, H'(w)는 다음과 같이 다시 쓸 수 있다:
Figure 112007029077950-PCT00011
Figure 112007029077950-PCT00012
는 실수 스케일링 팩터이고, IOR/NO와 동일하다. 스케일링 팩터의 크기(k)는 최종적인 칩 이퀄라이저의 최적화에 영향을 끼치지 않으므로, 임의의 값(예컨대, 1)을 할당받는다. 그러므로 칩 이퀄라이저 실시예에 대한 주요 추정 임무는 G(w) 및
Figure 112007029077950-PCT00013
를 계산하는 것이다.
우선, G(w)의 계산을 고려하면, 상기 파일럿 채널 가정당, 수신기(12)는 채널 지연 및 망 채널 계수를 추정하고, 이는 매체(전파) 채널 효과뿐만 아니라 송신/수신 신호 프로세싱 효과를 포함한다. 다중 경로 전파 채널에서 L 채널 지연이 주어지면, 매체 채널 계수는 수학식 6을 통해 채널 계수로부터 획득될 수 있고,
Figure 112007029077950-PCT00014
τi는 지연 탐색기에 의해 나타내지는 i번째 채널 지연이고, ECPICH는 공통 파일럿 채널(CPICH)의 에너지 측정치와 동일하고, gj는 j번째 매체 계수와 동일하고, c(τk)는 지연(τk)에서 망 채널 계수이며, Rp(τ)는
Figure 112007029077950-PCT00015
로 주어진 펄스 형성 상관 함수를 나타낸다. 수학식 6은 수학식 7과 같이 ECPICH의 상수 팩터를 매체 채널 계수로 흡수함으로써 벡터-행렬 기수로 다시 쓰여질 수 있다
Figure 112007029077950-PCT00016
.
수학식 7은 직접적인 역행렬 또는 Gauss-Seidel과 같은 반복적인 기술의 애플리케이션에 의해 해결될 수 있다. 해결책은 경로 지연에서 매체 채널 계수를 산출한다. 고속 퓨리에 변환(FFT)은 시간 도메인 매체 계수에 적용되어 매체 채널의 주파수 응답(G(w))을 획득할 수 있다. 그러므로 하나 이상의 FFT 회로는 수신기(12)의 일부로 나타낼 수 있다.
스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00017
)의 계산을 고려하면, 수신기(12)는 수신된 통신 신호의 손상 상관의 파라메트릭 모델에 기초하는 파일럿 채널에 기초한 추정 기술을 사용하도록 구성될 수 있다. 예시적인 파라메트릭 모델은 공동 계류중인 특허 명세서에 개시되는데, 이는 2004년 3월 12일자로 출원된 일련 번호 제 10/800,167호에 양도되었다. 이런 특허는 본원에 참조의 방법으로 완전히 통합된다.
상기 식별된 특허가 부가적인 배경 및 상세한 설명을 포함하는 반면, 통신 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델이 하나 이상의 손상 항을 포함하고, 각각은 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된다. 모델 피팅 파라미터는 상기 피팅 프로세스의 일부로써 기초를 반복하여 업데이트될 수 있다. 더 상세하게, 예시적인 파라메트릭 모델은 다음과 같이 나타내지는데,
Figure 112007029077950-PCT00018
RI는 제1 모델 피팅 파라미터(α)에 의해 스케일링된 간섭 상관 항(행렬)을 나타내고, RN은 제2 모델 피팅 파라미터(β)에 의해 스케일링된 잡음 상관 항(행렬)을 나타낸다. 모델 피팅 파라미터는 피팅 프로세싱 동안에, 예컨대, 최소 제곱(LS) 피팅 프로세스 동안에 적응되고, 모델 피팅 파라미터는 모델 오류를 최소화하도록 적응된다.
α=1/(Ec/Ior)CPICH로 나타내질 수 있는데, (Ec/Ior)CPICH는 공통 파일럿 채널에 제공된 기지국 에너지의 일부를 나타낸다. 그러므로 파일럿 채널 파워 및 값(α, β)의 추정치가 주어진다면, 파라미터(
Figure 112007029077950-PCT00019
)는
Figure 112007029077950-PCT00020
로부터 결정될 수 있는데, E{*}는 통계적인 기대값을 나타내고,
Figure 112007029077950-PCT00021
는 스케일링된 매체 계수 추정치를 나타낸다. 통계적인 근사치는
Figure 112007029077950-PCT00022
에 대한 추정 문제를 해결하는데 사용될 수 있다. 예시적인 방법은 다음과 같이 제공된다
Figure 112007029077950-PCT00023
.
상기 수학식에서, ICPICH(n)은 시간 인덱스(n)(몇몇 다수의 파일럿 심벌 레이트)에서 파일럿 채널 파워이고, λ는 0 내지 1 사이의 값이다.
상술된 것을 고려하여, 도5에 도시된 수신기 실시예는 다수의 예시적인 프로세싱 단계에 기초하여 본 발명에 따라 백색화 필터 생성을 실행하도록 동작하기 위해서 구성될 수 있다. 이런 단계는 다음의 아이템을 포함한다:
·탐색기(42) 및 지연 추정기(44)를 사용함으로써 채널 지연을 추정;
·채널 추정기(46)를 통해 망 채널 계수를 추정;
·매체 채널 추정기(50)에서 구현되는 바와 같이 수학식 6 및 수학식 7을 사용하여 스케일링된 버전의 매체 계수를 추정;
·수신기 회로(30)에서 수신된 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델링을 사용 하여 α 및 β를 추정, 이들의 실시예는 칩 이퀄라이저(54)의 일부로써 구현될 수 있다;
·칩 이퀄라이저(54)에서
Figure 112007029077950-PCT00024
로 매체 계수를 계산;
·칩 이퀄리아지(54)에서 행해질 수 있는, G(w)를 획득하기 위한 g의 FFT를 계산;
·칩 이퀄라이저(54)에서 행해질 수 있는, 수학식 9 및 수학식 10으로부터
Figure 112007029077950-PCT00025
를 계산; 및
·칩 이퀄라이저(54)에서 행해질 수 있는, 수학식 5로부터 칩 이퀄라이저 필터를 계산.
칩 이퀄라이저는 상기 백색화/혼합식 필터 계산을 실행하도록 구성된 하나 이상의 프로세싱 회로를 포함할 수 있다는 것을 주의하자. 게다가, 마지막 단계에서 획득된 최종 필터가 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 구현될 수 있고, 상술된 바와 같은 수신된 통신 신호 필터링은 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 수행될 수 있다.
어떤 경우에는, 단일 트래픽 상관기(56)가 칩 이퀄라이저에 의해서 필터링된(백색화되고 채널 이퀄라이징된) 신호 출력 상에서 동작한다. 특히, 트래픽 상관기(56)는 수신된 통신 신호(r')에 포함된 송신된 심벌의 추정치를 계산하고, 이는 수신기 전단(40)으로부터 칩 이퀄라이저(54)로 입력된다. 이와 같이, 수신기 전단(40)은 저잡음 증폭기, 필터, 아날로그-대-디지털 변환기, 및 수신된 통신 신호 를 나타내는 디지털 샘플을 생성하는데 필요로 되거나 원하는 다른 회로를 포함할 수 있다.
본 발명은 또한 "RAKE가 더해진 과백색화" 실시예에서 구현될 수 있고, 과백색화 필터는 필터링된 버전의 수신된 통신 신호를 RAKE 수신기에 의해 연속적인 프로세싱에 제공한다. 과백색화 필터는 RAKE 프로세싱 전에 수신된 통신 신호로부터 색상 잡음을 억제하므로, RAKE 결합의 수행을 개선한다. 본 발명의 이런 RAKE 기반 실시예를 지지하여, 수학식 2는
Figure 112007029077950-PCT00026
으로 다시 쓰여질 수 있다.
다시, P*(w)는 수신 펄스 형성 필터를 나타내고, G*(w)는 RAKE 수신기 회로에서 구현되는 바와 같이 채널 보상을 나타낸다. 그러므로 도5의 칩 이퀄라이제이션 실시예와 함께, 이런 실시예에 대한 일차적인 노력은
Figure 112007029077950-PCT00027
의 결정에 있다. 전과 같이, NO의 단방향 스펙트럼 밀도를 갖는 백색화 가우시안 잡음 프로세스로써 잡음항이 더해진 셀간 간섭을 모델링함으로써, 백색화 필터(
Figure 112007029077950-PCT00028
)는
Figure 112007029077950-PCT00029
으로 다시 쓰여질 수 있다.
분자에서 스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00030
)는 최종 결과의 최적화에 영향을 미치지 않아서, "1"과 같은 사용하기 좋은 값을 할당받을 수 있다. 상술된 G(w) 및
Figure 112007029077950-PCT00031
를 계산하는 동일한 방법이 여기에서 사용될 수 있고, 도6에서 도시되는 바와 같이, 수신기(12)의 예시적인 RAKE 기반 실시예에서 구현될 수 있다.
도6에 도시된 바와 같이, 수신기(12)는 수신기 전단 회로(60), 탐색기(62), 지연 추정기(64), 채널 추정기(66), 파일럿 채널 상관기(68), 매체 채널 추정기(70), IOR/NO를 추정하는 비율 추정기(72), 과백색화 필터(74), 다수의 트래픽 상관기("핑거")(78)를 포함하는 RAKE 수신기 회로(76) 및 RAKE 결합 회로(80)를 포함한다. 과백색화 필터(74)는 이미 설명된 수신기 회로(30)의 일부 또는 전체 기능을 포함하도록 구성될 수 있으므로, 백색화 필터 결정을 실행하는데 적응된다.
이런 결정은 칩 이퀄라이제이션 실시예에 대해 설명된 바와 유사한 전체 프로세싱 방법에 따라 실행될 수 있다. 특히, RAKE 기반 실시예에서 예시적인 수신기 프로세싱 방법은 다음 단계를 포함한다:
·탐색기(62) 및 지연 추정기(64)를 사용함으로써 채널 지연을 추정하는 단계;
·채널 추정기(66)를 통해 망 채널 계수를 추정하는 단계;
·매체 채널 추정기(70)에서 구현되는 바와 같이 수학식 6 및 수학식 7을 사용하여 스케일링된 버전의 매체 계수를 추정하는 단계;
··수신기 회로(30)에서 수신된 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델링을 사용하여 α 및 β를 추정하는, 이들의 실시예가 과백색화 필터(74)의 일부로써 구현될 수 있는, 추정 단계;
·과백색화 필터(74)에서
Figure 112007029077950-PCT00032
로 매체 계수를 계산하는 단계;
·과백색화 필터(74)에서 행해질 수 있는, G(w)를 획득하기 위해서 g의 FFT를 계산하는 단계;
·과백색화 필터(74)에서 행해질 수 있는, 수학식 9 및 수학식 10으로부터
Figure 112007029077950-PCT00033
를 계산하는 단계;
·최종 필터가 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 구현된다는 것을 주의하여 수학식 1로부터 과백색화 필터를 계산하는 단계;
·수신된 통신 신호 내에서 송신된 심벌의 추정치를 계산하기 위해서 과백색화된 통신 신호를 RAKE 결합하는 단계로서, 즉, 다중 경로 지연에 따라 하나 이상의 핑거(78) 각각에서 과백색화된 신호를 확산되고, 연속적인 복조 프로세싱을 위한 RAKE 결합된 신호를 형성하기 위해서 핑거 출력을 결합하는, 결합 단계.
상기 RAKE 기반 실시예 및 상술된 칩 이퀄라이제이션 실시예가 본 발명의 예시적인 SISO 실시예를 나타내는 반면, 본 발명은 단일-입력-다수-출력(SIMO) 실시예로 쉽게 확장될 수 있다. 도7은 예시적인 SIMO 실시예를 도시하고, 장치(10)의 수신기(12)는 M 개의 수신 안테나(16-1부터 16-M)를 포함하고, k번째 안테나는 sk(t)를 수신한다. 안테나(16)는 하나 이상의 수신기 프로세싱 회로(82)에 커플링되 고, 이는 백색화 필터 결정을 위해 상술된 수신기 회로(30)의 실시예를 구현하도록 구성될 수 있다.
동작시, 각각의 안테나(16-k)는 신호sk(t)를 수신하고, 이는 전파 채널(k)을 통해서 데이터 신호(s(t))를 통과함으로써 획득된다. 기지국(BTS) 송신기로부터 수신기에서 t번째 수신 안테나로의 전파 채널의 임펄스 응답은 퓨리에 변환(Gk(w))을 갖는 gk(t)로 나타내진다. 그러므로 k번째 안테나에서 잡음이 없는 신호는
Figure 112007029077950-PCT00034
로 주어지고, 여기서 *는 컨벌루션(convolution)을 나타낸다. 수학식 13을 고려하면, k번째 안테나에서 총 수신된 신호가
Figure 112007029077950-PCT00035
으로 나타내질 수 있다.
여기서, vk(t)는 k번째 안테나에서 셀간 간섭 및 열적 잡음을 모델링하는 잡음이다.
데이터 심벌을 검출하는 결정 통계는
Figure 112007029077950-PCT00036
의 형태를 갖고, 여기서, yk(t)는 수신된 신호(rk(t))를 확산시킨 후에 k번째 안테나에서 신호이고, h(t,k)는 주파수 응답을 갖는 선형 필터의 임펄스 응답이다
Figure 112007029077950-PCT00037
.
수학식 15는 필수적으로 M 개의 직렬 서브 채널을 갖는 수신기를 설명한다는 것을 주의하면, 이는 수학식 16을
Figure 112007029077950-PCT00038
로 다시 쓰는 것이 유리하고, 여기서
Figure 112007029077950-PCT00039
이다.
상기 SIMO 실시예에서 과백색화 필터가 공통 교차 안테나(16)이고, 도8에 도시된 수신기 구조가 그런 공통성을 갖는 예시적인 대문자를 나타낸다는 것이 인식될 수 있다. 도8에서, 수신기(12)는 각각의 안테나(16-k)에 대한 RAKE 수신기 회로(84-k)를 포함하는 빔 형성기로써 구현되는데, 각각의 회로(84-k)는 펄스 형성 필터(P*(w)) 및 채널 보상 필터(Gk*(w)), 안테나 스트림(RAKE 출력)을 부가적으로 결합하는 RAKE 결합 회로(86), 및 과백색화 필터(
Figure 112007029077950-PCT00040
)를 적용함으로써 결합기 회로(86)로부터 RAKE 결합된 신호 출력을 과백색화하는 과백색화 필터 회로(88)를 포함한다.
RAKE 수신기 회로(84)는 수신된 통신 신호를 프로세싱을 위한 주파수 도메인으로 변환시키는 하나 이상의 FFT 회로를 포함할 수 있거나, 이에 관련될 수 있고, 또는 상기 필터가 시간 도메인으로 수신된 통신으로의 애플리케이션을 위해서 시간 도메인으로 변환될 수 있다. 마찬가지로, 회로(88)에 의해 구현되는 과백색화 필터는 여기서 설명되는 예시적인 주파수 도메인 프로세싱에 기초하여 결정될 수 있지만, 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 수신된 통신 신호에 적용된다.
게다가, 상술된 프로세싱의 선형 특성으로 인해, 과백색화는 각각의 RAKE 수신기 회로(84-1) 이전에 수행될 수 있는데, 즉, 필터링 명령이 교환될 수 있다. 순서를 바꾸는 것은 각각의 RAKE 프로세싱 경로에서 과백색화 필터의 복제를 필요로 할 수 있는 반면, 이런 배열은 몇몇 디자인 구현에 유리할 수 있다. 예를 들어, 도6의 RAKE가 더해진 과백색화는 예컨대, ASIC/FPGA 구현을 위한 변조 직접 회로에서 구현되고, 기본 변조는 소정의 SIMO 수신기 구현에 필요로 되는 어떤 시간만큼 복제될 수 있다.
도시된 SIMO 실시예에 대해서, 잡음이 더해진 다른 셀간 간섭(PSD) 항은 다시 NO의 단방향 스펙트럼 밀도를 갖는 백색 가우시안 잡음 프로세스로써 모델링될 수 있다. 이런 모델을 사용하면, 수학식 18은
Figure 112007029077950-PCT00041
의 형태로 다시 쓸 수 있다.
SISO 실시예와 함께, 분자에서 스케일링 팩터는 최종 결과에 최적화에 영향을 미치지 않으므로, 예컨대 1과 같은 값을 할당받을 수 있다. 그래서, 다시 백색화 필터 결정을 위한 일차적인 계산 임무는 스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00042
)를 계산(및 이런
Figure 112007029077950-PCT00043
에 좌우되는 Gk(w)를 계산)하는 것이다.
SIMO 실시예에서 백색화 필터 결정을 위한 예시적인 프로세싱 방법은 상술된 SISO 방법(들)과 유사하다. 이런 프로세싱은 다음 단계를 포함한다:
·각각의 안테나(16-k)에 대해서,
­채널 지연을 추정하는 단계;
­망 채널 계수를 추정하는 단계;
­수학식 6 및 수학식 7을 사용하여 스케일링된 버전의 매체 계수를 추정하는 단계;
­파라메트릭 모델링(또는 직접적인 추정치)을 사용하여 αk 및 βk를 추정하는 단계;
­
Figure 112007029077950-PCT00044
와 같이 매체 계수를 계산하는 단계;
­Gk(w)를 획득하기 위해서 gk의 FFT를 계산하는 단계;
­트래픽 데이터를 RAKE 결합하는 단계;
­수학식 9 및 수학식 10으로부터
Figure 112007029077950-PCT00045
를 계산하는 단계;
·
Figure 112007029077950-PCT00046
의 계산 수단으로써
Figure 112007029077950-PCT00047
의 최종 추정치를 계산하거나,
Figure 112007029077950-PCT00048
들 중 하나를 선택하여 추정치를 계산하는 단계;
·최종 필터가 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 구현될 수 있다는 것을 주의하여 수학식 19로부터 과백색화 필터를 계산하는 단계; 및
수신된 통신 신호에 포함된 송신된 심벌의 추정치를 계산하기 위해서 백색화 필터와 함께 결합된 신호를 필터링하는 단계.
그러므로 예시적인 SIMO 실시예에 대한 수신기 프로세싱 단계는 일부 프로세싱이 SIMO에 대한 퍼-안테나 기초 상에서 행해지는 것을 제외하고, 예시적인 실시예(RAKE, 칩 이퀄라이저)에 대한 프로세싱 단계와 유사하다. 그럼에도, 당업자는 본 발명이 필수적으로 하나의 공지되지 않은, 즉, 총 송신 파워(IOR) 대 잡음이 더해진 다른 셀간 간섭(Φ(w))의 비 추정치에 따르는 스케일링 팩터로 감소하는 백색화 필터의 주파수 도메인 표현에 기초하여 백색화 필터 계산을 위한 유리한 기초를 제공한다는 것을 인식해야만 한다.
비가 상술된 바와 같이 수신된 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델로부터 모델 피팅 파라미터를 사용하여 추정될 수 있는 반면, 이는 또한 총 송신 파워의 직접적인 추정치 및 잡음이 더해진 셀간 간섭의 직접적인 추정치로부터 직접 추정될 수 있다. 총 송신 파워의 직접적인 추정은 기지국으로부터 수신된 값에 기초할 수 있거나, 파일럿 파워로부터 추정되거나, 일부 구성된 값에 기초할 수 있다. 잡음이 더해진 셀간 간섭의 직접적인 추정은 장치(10)가 하나 이상의 이웃 기지국 송신기의 각각으로부터 이런 신호를 수신하는 것에 기초하여 셀간 간섭 측정치를 생성할 수 있는 트레이닝 시퀀스 버스트(training sequence burst)와 같은 개별화된 신호 또는 다른 식별 데이터 패턴을 송신하도록 각각의 기지국이 구성된 곳에서와 같이, 신호 측정치에 기초할 수 있다.
그러나 스케일링 팩터(
Figure 112007029077950-PCT00049
)의 계산에 사용되는 비는 파라메트릭 모델링에 기초하여 간접적으로 추정되는지 여부에 관계없이, 본 발명은 백색화 필터 결정 방법에 관한 여러 이점을 제공한다. 예를 들어, 도5의 칩 이퀄라이저 실시예 및 도6의 RAKE 수신기 실시예는 일반적으로 변조 칩 세트 유형의 직접 회로 구조에서 명확하게 인식될 수 있는 "필터가 더해진 RAKE"로써 고려될 수 있거나, 칩 디자인 소프트웨어에서 사용하기 위한 합성할 수 있는 라이브러리 변조로써 사용될 수 있다. 예를 들어, 기초적인 칩세트는 RAKE 수신기 회로를 포함할 것이고, 더 높은 수행 실시예는 백색화 필터 함수를 부가할 것이다. 과백색화 필터 함수가 하드웨어 또는 소프트웨어, 또는 그의 결합물에서 구현될 수 있기 때문에, 본 발명은 상당한 디자인 유연성을 갖는 시스템 디자이너를 제공한다.
본 발명이 수신된 통신 신호 프로세싱의 관점에서 백색화 필터 결정 방법 및 장치를 개략적으로 제공한다는 것이 인식되어야만 한다. 본 발명은 RAKE 수신기 구조 및 칩 이퀄라이저 수신기 구조에 관하여 구현될 수 있는 반면, 이는 수신기 유 형 및 시스템 장치의 범위에 걸쳐 광범위한 적용 가능성을 갖기 때문에 이런 실시예에 국한되는 것이 아니고, SISO 또는 SIMO 시스템에 국한되는 것도 아니다. 그러므로 본 발명은 앞서 논의 및 첨부된 도면에 의해 국한되는 것이 아니라, 오히려 다음의 청구항 및 그들의 논리적인 합법적인 등가물에 의해서만 제한된다.

Claims (27)

  1. 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하는 방법에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 비를 추정하는 단계;
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 추정된 비에 기초하여 스케일링 팩터를 계산하는 단계;
    상기 시그널링 팩터, 상기 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답 및 상기 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답에 대한 함수로써 통신 신호를 백색화하는 백색화 필터를 결정하는 단계를 포함하는, 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 상기 파워 스펙트럼 밀도의 추정된 상기 비를 추정하는 단계가 측정된 손상 상관으로 모델을 피팅하는 것에 기초하여 통신 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델을 유지하는 단계, 및 상기 파라메트릭 모델의 모델 피팅 파라미터로부터 상기 시그널링 팩터를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 모델이 제1 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 간섭 손상 상관 항를 포함하고, 상기 스케일링 팩터를 계산하는 단계는 파일럿 채널 파워에 상기 제1 및 제2 모델 피팅 파라미터를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    공지된 값과 같은 상기 송신 펄스 형성 필터에 관련된 상기 주파수 응답을 다시 저장하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    파일럿 채널 추정치에 기초하여 상기 전파 채널의 상기 주파수 응답을 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정치에 기초하여 상기 전파 채널의 상기 주파수 응답을 계산하는 단계가 상기 전파 채널에 대한 매체 채널 계수를 결정하기 위해서 파일럿 채널 추정치를 사용하는 단계, 및 상기 매체 채널 계수에 기초하여 상기 전파 채널의 상기 주파수 응답을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 상기 파워 스펙트럼 밀도의 비를 추정하는 단계가 상기 총 기지국 송신 파워를 즉시 추정하는 단계, 잡음이 더해진 셀간 간섭의 상기 파워 스펙트럼 밀도를 즉시 추정하는 단계 및 상기 두 개의 직접적인 추정치의 비를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 백색화 필터가 과백색화 필터를 포함하고, RAKE 수신기 회로 내의 통신 신호를 프로세싱하는 것에 기초하여 RAKE 결합된 신호를 생성하는 단계, 그 후에 복호화하는 필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 RAKE 결합된 신호에 상기 과백색화 필터를 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    두 개 이상의 수신기 안테나 상에 두 개 이상의 통신 신호로써 상기 통신 신 호를 수신하는 단계, 각각의 수신기 안테나에 대한 RAKE 결합된 신호를 생성하는 단계, 및 각각의 수신기 안테나 상에서 수신된 상기 통신 신호 또는 각각의 수신기 안테나로부터 획득된 상기 RAKE 결합된 신호의 결합을 과백색화 필터에 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 백색화 필터가 과백색화 필터를 포함하고, 필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 통신 신호를 상기 과백색화 필터에 적용하는 단계, 그 후에 복호화하는 RAKE 결합된 신호를 획득하기 위해서 RAKE 수신기 회로에 상기 필터링된 신호를 입력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 통신신호를 백색화하는 상기 백색화 필터를 결정하는 단계가 상기 통신신호를 백색화하고 이퀄라이징하는 칩 이퀄라이제이션 필터를 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 통신 신호에 상기 칩 이퀄라이제이션 필터를 적용하는 단계, 그 후에 복호화하는 데이터 신호를 획득하기 위해서 상기 상관 회로에 상기 필터링된 신호를 입력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터 생성 방법.
  13. 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 추정된 비에 기초하여 스케일링 팩터를 계산하도록 구성된 계산 회로; 및
    상기 스케일링 팩터, 상기 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답, 및 상기 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답에 대한 함수로써 상기 통신 신호를 백색화하는 백색화 필터를 결정하도록 구성된 필터 회로를 포함하는, 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  14. 제 13항에 있어서,
    측정된 손상 상관에 상기 모델을 피팅하는 것에 기초하여 통신 신호 손상 상관의 파라메트릭 모델을 유지함으로써 총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 비를 추정하도록 구성된 추정 회로를 더 포함하는데, 상기 계산 회로는 상기 파라메트릭 모델의 모델 피팅 파라미터로부터 상기 스케일링 팩터를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 모델은 제1 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 간섭 손상 상관 항 및 제2 모델 피팅 파라미터에 의해 스케일링된 잡음 손상 상관 항을 포함하고, 상기 계산 회로는 파일럿 채널 파워의 추정치를 상기 제1 및 제2 모델 피팅 파라미터에 적용함으로써 상기 스케일링 팩터를 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  16. 제 13항에 있어서,
    상기 수신기 회로가 상기 송신 펄스 형성 필터의 공지된 주파수 응답을 한정하는 하나 이상의 저장된 값에 액세스하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  17. 제 13항에 있어서,
    상기 수신기 회로가 파일럿 채널 추정치에 기초하여 상기 전파 채널의 상기 주파수 응답을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 수신기 회로가 상기 전파 채널에 대한 매체 채널 계수를 결정하기 위해서 파일럿 채널 추정치를 사용하도록 구성되고, 상기 매체 채널 계수에 기초하여 상기 전파 채널의 상기 주파수 응답을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  19. 제 13항에 있어서,
    상기 수신기 회로가 단계가 상기 총 기지국 송신 파워를 즉시 추정하고, 잡음이 더해진 셀간 간섭의 상기 파워 스펙트럼 밀도를 즉시 추정하며, 상기 두 개의 직접적인 추정치의 비를 계산함으로써 총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 상기 파워 스펙트럼 밀도의 비를 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  20. 제 13항에 있어서,
    상기 백색화 필터는 과백색화 필터를 포함하고 상기 통신 신호를 프로세싱하는 RAKE에 기초하여 RAKE 결합된 신호를 생성하도록 구성된 RAKE 수신기를 더 포함하며, 상기 수신기 회로는 복호화되는 필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 RAKE 결합된 신호에 상기 과백색화 필터를 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  21. 제 8항에 있어서,
    상기 수신기 회로에 수신된 신호를 제공하도록 구성된 두 개 이상의 수신기 안테나를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  22. 제 13항에 있어서,
    상기 백색화 필터가 과백색화 필터를 포함하고, 상기 수신기 회로가 필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 통신 신호에 상기 과백색화 필터를 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  23. 제 22항에 있어서,
    복호화하는 상기 필터링된 신호로부터 RAKE 결합된 신호를 획득하도록 구성 된 RAKE 수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  24. 제 13항에 있어서,
    상기 필터 회로가 칩 이퀄라이제이션 필터의 일부를 포함하고, 상기 수신기는 복호화하는 필터링된 신호를 획득하기 위해서 상기 통신 신호에 상기 칩 이퀄라이제이션 필터를 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  25. 제 13항에 있어서,
    상기 통신 신호의 다중 경로 컴포넌트를 식별하기 위한 식별자, 상응하는 다중 경로 전파 지연을 추정하기 위한 지연 추정기, 망 전파 채널 응답을 추정하기 위한 채널 추정기 및 매체 전파 채널 응답을 추정하기 위해서 매체 채널 추정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 생성하도록 구성된 수신기 회로.
  26. W-CDMA 네트워크 내의 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 발생하도록 구성된 수신기 회로를 포함하는 광대역 코드 분할 다중 액세스(W-CDMA) 수신기에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 추정된 비에 기초하여 스케일링 팩터를 계산하도록 구성된 계산 회로; 및
    상기 스케일링 팩터, 상기 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답, 및 상기 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답에 대한 함수로써 상기 통신 신호를 백색화하는 백색화 필터를 결정하도록 구성된 필터 회로를 포함하는, W-CDMA 네트워크 내의 기지국으로부터 송신된 통신 신호에 대한 백색화 필터를 발생하도록 구성된 수신기 회로를 포함하는 광대역 코드 분할 다중 액세스(W-CDMA) 수신기.
  27. 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호를 백색화 하기 위해 백색화 필터를 발생시키는 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독 가능한 매체에 있어서,
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 비를 추정하기 위한 프로그램 명령어;
    총 기지국 송신 파워 대 잡음이 더해진 셀간 간섭의 파워 스펙트럼 밀도의 추정된 비에 기초하여 시그널링 팩터를 계산하기 위한 프로그램 명령어; 및
    상기 스케일링 팩터, 상기 기지국에서 사용되는 송신 펄스 형성 필터에 관련된 주파수 응답, 및 상기 통신 신호가 수신되는 전파 채널의 주파수 응답의 함수로써 상기 통신 신호를 백색화하는 백색화 필터를 결정하기 위한 프로그램 명령어를 포함하는, 무선 통신 네트워크 기지국으로부터 송신된 통신 신호를 백색화 하기 위 해 백색화 필터를 발생시키는 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독 가능한 매체.
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