CN1358370A - 干扰信号消除装置和干扰信号消除方法 - Google Patents
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Abstract
数据信道相关值运算部201对于指定码元速率的数据信道信号在对应作为每个指定码元速率侯选的码元速率分别求出每一个码元的相关值后,根据多个相关值来判定数据信道信号的码元速率,再扩频部208通过用判定出的码元速率所对应的扩频码来进行扩频处理,从而生成复本信号。
Description
技术领域
本发明涉及CDMA(Code Division Multiple Access：码分多址)方式的移动通信***中使用的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法。
背景技术
在CDMA方式的移动通信***中，由于用同一频带来传输多个用户的信号，所以接收端装置接收的信号受到各种信号造成的干扰，产生特性的恶化。
以往，作为消除干扰信号的装置，包括在1)佐和桥、三木、安藤、通口提出的“使用DS-CDMA中的导频码元的逐个信道估计型串行消除器(电子信息通信学会，无线通信***研究会技术报告，RCS95-50、1995年7月)”、2)吉田、俊川提出的“有效使用码元排序处理的逐个传输线路估计型CDMA多级干扰消除器(电子信息通信学会，无线通信***研究会技术报告，RCS96-171、1997年2月)”、3)上杉、加藤、本间提出的“上行线路中的CDMA干扰消除器的研究(电子信息通信学会，无线通信***研究会技术报告，RCS96-121、1997年1月)”等中披露的装置。以下，将上述3个装置分别称为1)串行型干扰信号消除装置、2)并行型干扰信号消除装置、3)码元排序型干扰信号消除装置。
上述3个装置都生成接收信号的复本信号，通过从接收信号中减去该复本信号来从接收信号中消除干扰信号。上述3个装置在对接收信号进行解扩后进行虚拟判定，通过将虚拟判定结果再次进行扩频，来生成复本信号。由于在复本信号的生成中需要再扩频处理，所以需要知道接收信号的码元速率或扩频率才可以生成复本信号。
这里，在通信***中使用信号的码元速率(即，传输速率)在每帧中变化的通信协议的情况下，由于随着码元速率的变化扩频率也变化，所以在上述现有的干扰信号消除装置中，如果对1帧的信号未完成解调，则不能生成该帧的复本信号。
具体地说，在数据信道信号的码元速率在每1帧中变化的情况下，如图1所示，上述现有的干扰信号消除装置在以15个时隙(1帧)接收码元速率固定的控制信道信号的TFCI(Transport Format Combination Indicator：发送帧信息)之前不能判定数据信道信号的码元速率。换句话说，上述现有的干扰信号消除装置在以15个时隙接收控制信道信号的TFCI之前不能判定数据信道信号的扩频率。即，上述现有的干扰信号消除装置在以15个时隙接收控制信道信号的TFCI之前不能生成复本信号。因此，在上述现有的干扰信号消除装置中，存在生成复本信号之前的延迟最低也为1帧，延迟时间非常长这样的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，可以减少生成复本信号前的延迟，而且提高无线接收装置的接收性能。
本发明人发现对于指定码元速率的接收信号，通过对应作为侯选的每个码元速率求每1个码元的解扩结果(相关值)，比较该解扩结果，可以判定接收信号的码元速率，从而完成了本发明。
因此，为了实现上述目的，在本发明中，通过用对1帧信号进行接收前判定的码元速率所对应的扩频码进行再扩频处理来生成复本信号，从而减少生成复本信号前的延迟。
附图说明
图1表示数据信道和控制信道之间的时隙结构的示意图。
图2表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的示意结构的主要部分方框图。
图3表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的第1级和第2级的ICU示意结构的主要部分方框图。
图4表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的第3级的ICU示意结构的主要部分方框图。
图5A表示本发明实施例1的干扰信号消除装置中输入的接收信号和对接收信号进行扩频的扩频码之间关系的模式图。
图5B表示本发明实施例1的干扰信号消除装置中输入的接收信号和对接收信号进行扩频的扩频码之间关系的模式图。
图5C表示本发明实施例1的干扰信号消除装置中输入的接收信号和对接收信号进行扩频的扩频码之间关系的模式图。
图5D表示本发明实施例1的干扰信号消除装置中输入的接收信号和对接收信号进行扩频的扩频码之间关系的模式图。
图6表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。
图7表示本发明实施例2的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。
图8表示本发明实施例3的干扰信号消除装置的第1级和第2级的ICU示意结构的主要部分方框图。
图9表示本发明实施例3的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。
具体实施方式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)
图2表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的示意结构的主要部分方框图。在以下的说明中，作为示例，说明干扰信号消除装置的级数(段数)为3、通信对方数为3、以及多路径数为3的情况。上述各个数是一例，本发明并不限定于这些数。
如图2所示，由于第1级和第2级为相同的结构，所以对相同的结构部附以相同的标号，并省略第2级的说明。
在图2中，接收信号通过天线101被输入到ICU(Interference CancelingUnit：干扰消除单元)102-1～3和延迟器103。延迟器103将接收信号延迟ICU102-1～3的处理时间后输出到加法器104。
ICU102-1～3分别与通信对方1～3对应来配置，生成与各通信对方对应的复本信号。ICU102-1～3的结构将后述。将ICU102-1～3生成的复本信号输入到加法器104，同时分别输入到加法器105-1～3。
在加法器104中，从接收信号中减去通信对方1～3的复本信号。由此，从接收信号中消除所有通信对方的复本信号。将从接收信号中消除了所有通信对方的复本信号的信号(残差信号)输入到加法器105-1～3，同时输入到第2级的延迟器103。
在加法器105-1中，将通信对方1的复本信号和残差信号相加。由此，从接收信号中消除通信对方2的复本信号和通信对方3的复本信号。即，从接收信号中消除对通信对方1成为干扰的通信对方2的信号和通信对方3的信号，获得通信对方1的期望的信号。在加法器105-2和105-3中，通过进行上述同样的处理，从接收信号中消除成为干扰的其他通信对方的信号，分别获得通信对方2的期望的信号和通信对方3的期望的信号。将获得的期望的信号分别输入到第2级的ICU102-1～3。
这里，本发明的干扰信号消除装置通过在第2级中反复进行用第1级进行的上述处理来提高复本信号的精度，提高干扰信号消除精度。即，级数越多，对于各通信对方来说，可更多地消除由其他通信对方产生的干扰信号。
将第2级的加法器105-1～3相加的信号分别输入到第3级的ICU106-1～3，进行解调。由此，可获得通信对方1～3各自的解调信号1～3。ICU106-1～3的结构将后述。
下面说明ICU102-1～3和ICU106-1～3。图3表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的第1级和第2级的ICU的示意结构的主要部分方框图。图4表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的第3级的ICU示意结构的主要部分方框图。第1级和第2级的ICU102-1～3具有完全相同的结构和工作状况。此外，第3级的ICU106-1～3具有完全相同的结构和工作状况。在以下的说明中，仅说明通信对方1对应的第1级的ICU102-1和第3级的ICU106-1，而省略通信对方2和通信对方3所对应的各ICU的说明。图3所示的ICU102-1和图4所示的ICU106-1具有将对无线接收装置的多路径假定为3的结构，在图3和图4中，将各路径的结构部分别表示为P1～P3。由于各路径的各结构部具有相同的结构和工作状况，所以仅说明第1路径P1，而省略对第2路径P2和第3路径P3的说明。
在图3中，ICU102-1大致由对接收信号进行解扩处理的前级S1、进行相似(レイク)合成和虚拟判定的中级S2、以及通过再扩频处理来生成复本信号的后级S3构成。
接收信号通过天线101被输入到数据信道相关值运算部201和控制信道解扩部202。数据信道相关值运算部201对接收信号中数据信道信号进行解扩处理，判定数据信道信号的码元速率。数据信道相关值运算部201将解扩结果输出到乘法器204，同时将判定的码元速率通知再扩频部208。数据信道相关值运算部201的结构将后述。
另一方面，控制信道解扩部202对接收信号中控制信道信号进行解扩处理，将解扩结果输出到信道估计部203。信道估计部203根据解扩结果来进行信道估计，将信道估计值的复数共轭输出到乘法器204，同时将信道估计值输出到乘法器207。在乘法器204中，将数据信道信号的解扩结果和信道估计值的复数共轭相乘。由此，补偿数据信道信号的相位旋转。
将乘以了信道估计值的复数共轭的各路径P1～P3的解扩结果由中级S2的加法器205进行RAKE合成。由判定器206对RAKE合成的结果进行虚拟判定。在后级S3中，在各路径P1～P3中由乘法器207将虚拟判定后的信号和信道估计值相乘，输入到再扩频部208。
再扩频部208通过数据信道相关值运算部201判定的码元速率所对应的扩频码对从乘法器207输出的信号进行再扩频。在各路径P1～P3中再扩频的信号由加法器209进行相加。由此，获得通信对方1的复本信号。
下面说明第3级的ICU106-1。如图4所示，第3级的ICU106-1具有与图3所示的ICU102-1的前级S1和中级S2大致相同的结构。因此，对于与图3所示的IUC102-1相同的各结构部附以相同的标号，并省略第3级的ICU106-1的说明。ICU106-1与ICU102-1的不同点在于，数据信道相关值运算部301不将码元速率通知后级。这是因为在第3级中，输出解调信号而不输出复本信号，所以不需要再扩频处理，因而也不需要再扩频处理中需要的码元速率。
下面说明第1级和第2级的数据信道相关值运算部201-1。图5A～图5D表示本发明实施例1的干扰信号消除装置中输入的接收信号和对接收信号进行扩频的扩频码之间关系的模式图。图6表示本发明实施例1的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。
如图5A～图5D所示，现在假设在干扰信号消除装置中可输入4种码元速率的接收信号，即用4倍、8倍、16倍、32倍这4种扩频率来扩频的接收信号。就是说，指定的4种码元速率成为接收信号的侯选码元速率。此外，如图5A～图5D所示，假设各扩频率的扩频码为4个扩频率中最低的扩频率(即，最高的码元速率)的扩频码成为反复的扩频码。即，如果假设4倍的扩频码为“0011”，则8倍扩频的扩频码是将4倍扩频的扩频码重复2次的“00110011”。以下同样，16倍扩频的扩频码是将4倍扩频的扩频码重复4次的扩频码，而32倍扩频的扩频码是将4倍扩频的扩频码重复8次的扩频码。
在图6中，数据信道相关值运算部501首先如图5A所示，在可使用的某个扩频率中用扩频率最低的扩频码、即4倍扩频的扩频码“0011”对4倍扩频中的相对于1码元长度的接收信号进行解扩。
如上述那样，8倍扩频的扩频码是将4倍扩频的扩频码重复2次的扩频码，所以8倍扩频的1码元的接收信号等同于将4倍扩频的接收信号合成2码元的信号。因此，通过将以4倍扩频的扩频码解扩的结果进行2码元合成，可获得用8倍扩频的扩频码扩频的信号的1码元的解扩结果。同样，通过将以4倍扩频的扩频码解扩的结果进行4码元合成，可获得用16倍扩频的扩频码扩频的信号的1码元的解扩结果，通过将以4倍扩频的扩频码解扩的结果进行8码元合成，可获得用32倍扩频的扩频码扩频的信号的1码元的解扩结果。即，如果是4倍扩频的1码元长度所对应的接收信号，那么可以分别得到用4个扩频率扩频的接收信号的1码元的解扩结果。
因此，数据信道解扩部501将用4倍扩频的扩频码“0011”来对接收信号进行解扩所得的结果分别输出到2码元合成部502、4码元合成部503、8码元合成部504。此外，数据信道解扩部501将用4倍扩频的扩频码“0011”来对接收信号进行解扩所得的结果原封不动地输出到判定部505和选择器506。
2码元合成部502通过将用4倍扩频的扩频码解扩的结果进行2码元合成来生成用8倍扩频的扩频码解扩的结果。同样，4码元合成部503通过将用4倍扩频的扩频码解扩的结果进行4码元合成来生成用16倍扩频的扩频码解扩的结果，8码元合成部504通过将用4倍扩频的扩频码解扩的结果进行8码元合成来生成用32倍扩频的扩频码解扩的结果。将合成的解扩结果分别输出到判定部505和选择器506。
作为解扩结果的合成方法，例如可使用本发明人已经申请的(日本)特愿平11-078454专利申请中披露的方法。其内容都包括于此。
判定部505比较从数据信道解扩部501和各合成部502～504输出的4个解扩结果(即，4个相关值)。在接收信号用4倍扩频的扩频码来扩频的情况下，由数据信道解扩部501求出的相关值在4个相关值中最大。同样，在接收信号用8倍扩频的扩频码来扩频的情况下，由2码元合成部502求出的相关值在4个相关值中最大，在接收信号用16倍扩频的扩频码来扩频的情况下，由4码元合成部503求出的相关值在4个相关值中最大，而在接收信号用32倍扩频的扩频码来扩频的情况下，由8码元合成部504求出的相关值在4个相关值中最大。
然后，判定部505通过在4个相关值中判定最大的相关值，从而判定接收信号的码元速率。具体地说，例如，在2码元合成部502求出的相关值在4个相关值中为最大的情况下，判定部505将接收信号的码元速率在作为侯选的码元速率中判定为第2高的码元速率。然后，判定部505将表示接收信号的码元速率的信号作为判定结果输出到再扩频部208和选择器506。
再扩频部208通过判定部505判定的码元速率所对应的扩频码来进行再扩频处理，生成复本信号。选择器506在判定出的码元速率所对应的相关值、即4个相关值中选择最大的相关值，输出到乘法器204。
这里，在上述现有的干扰信号消除装置中，由于在以15个时隙接收控制信道信号的TFCI之前不能判定数据信道信号的码元速率，所以在以15个时隙接收控制信道信号的TFCI之前都不能生成复本信号。因此，在上述现有的干扰信号消除装置中，在生成复本信号前的延迟最低也为1帧，延迟时间非常长。这成为造成使无线接收装置性能下降的原因。
但是，本发明的干扰信号消除装置不需要以15个时隙来形成控制信道信号，如果有可使用的某个码元速率中与最高的码元速率对应的1码元的数据信道信号，则可以判定接收信号的码元速率。即，如果有可使用的某个码元速率中与最高的码元速率对应的1码元的数据信道信号，那么本发明的干扰信号消除装置可以生成复本信号。因此，本发明的干扰信号消除装置与上述现有的干扰信号消除装置相比，可以大幅度缩短从输入接收信号至生成复本信号的延迟时间。
具体地说，在1帧由15时隙构成的情况下，如果是现有的干扰信号消除装置，直至接收15时隙都不能判定码元速率，但在本发明的干扰信号消除装置中，在帧的最初的1时隙内就可以判定码元速率。因此，上述延迟时间与以往相比，至少被缩短为15分之一。而且，通过大幅度缩短上述延迟时间，由于还可以大幅度缩短干扰信号消除处理所需的时间，所以接收性能与以往相比飞跃性地提高。
在本发明的干扰信号消除装置中，在码元速率判定时不需要控制信道信号的TFCI。因此，由于不需要将TFCI附加在控制信道信号上，所以可以提高控制信道信号的传输效率。
在第3级的数据信道相关值运算部301中，除了判定部505不将判定结果输出到再扩频部208以外，由于与第1级和第2级的数据信道相关值运算部201具有相同的结构和工作状况，所以省略说明。
在本实施例中，判定部505将表示码元速率的信号作为判定结果来输出。但是，由于码元速率和扩频率一一对应(码元速率越低扩频率越高)，所以判定部505判定接收信号的扩频率，也可以将表示扩频率的信号作为判定结果输出到再扩频部208。这种情况下，再扩频部208用判定出的扩频率所对应的扩频码来进行再扩频。
在本实施例中，说明了将各扩频率的扩频码以最低扩频率(即，最高的码元速率)的扩频码进行重复的情况。但是，如果已知各扩频率的扩频码，那么即使在不重复最低扩频率的扩频码的情况下，本实施例的干扰信号消除装置也可以判定接收信号的码元速率。这种情况下，本实施例的干扰信号消除装置通过与各码元速率对应的已知扩频码对接收信号进行解扩后，通过判定相关值最大的扩频码，可以判定接收信号的码元速率。
这样，根据本实施例的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，由于用在接收1帧的信号以前判定的码元速率所对应的扩频码进行再扩频处理来生成复本信号，所以可以大幅度地缩短生成复本信号之前的延迟时间。
(实施例2)
本发明实施例2的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法通过比较相关值的规定区间中的平均值来判定接收信号的码元速率。
图7表示本发明实施例2的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。对于与实施例1的数据信道相关值运算部相同的结构附以相同的标号，并省略详细的说明。
在图7中，平均部601～604分别将从数据信道解扩部501和各合成部502～504输出的相关值在规定的区间(例如，1时隙区间)中进行平均。判定部505根据规定区间中的平均值来比较各相关值，判定码元速率。
这样，根据本实施例的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，由于通过比较相关值的规定区间中的平均值来判定接收信号的码元速率，所以可以提高作为比较对象的相关值的精度。因此，可以提高码元速率的判定精度。
(实施例3)
本发明实施例3的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法根据达到从控制信道信号的相关值中求出的阈值的数据信道信号的相关值来判定数据信道信号的码元速率。
图8表示本发明实施例3的干扰信号消除装置的第1级和第2级的ICU示意结构的主要部分方框图。图9表示本发明实施例3的干扰信号消除装置的数据信道相关值运算部的示意结构的主要部分方框图。对于与实施例1的ICU和数据信道相关值运算部相同的结构附以相同的标号，并省略详细的说明。
在图8中，通过天线101将接收信号输入到数据信道相关值运算部701，同时输入控制信道解扩部202求出的解扩结果(相关值)。
如图9所示，将控制信道解扩部202求出的相关值输入到阈值计算部801。由于数据信道信号的发送功率值与控制信道信号的发送功率值的比率预先已知，所以可以根据控制信道信号的相关值来预测数据信道信号的相关值。这里，阈值计算部801根据预先设定的发送功率值的比率，根据控制信道信号的相关值来计算数据信道信号的预测相关值，将预测相关值作为阈值输出到判定部802。
判定部802通过对用数据信道解扩部501和各合成部502～504求出的4个相关值中最大、并且达到上述阈值(预测相关值)的相关值进行判定，从而判定接收信号的码元速率。因此，即使是4个相关值中最大的相关值，在比上述阈值小的情况下，也从判定对象中除去。就是说，判定部802在最大的相关值比上述阈值小的情况下，不判定接收信号的码元速率。即，在数据信道信号的可靠性低的情况下，不进行码元速率的判定。此外，如果不判定码元速率，则由于再扩频部208不进行再扩频处理，所以不形成复本信号。这样，在本实施例中，排除根据可靠性低的接收信号来生成错误的复本信号的可能性。
在本实施例中，作为阈值使用了预测相关值本身，但也可以将预测相关值和规定的值相乘所得的值用作阈值。
这样，根据本实施例的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，由于根据达到了从控制信道信号的相关值中求出的阈值的数据信道信号的相关值来判定数据信道信号的码元速率，所以可以排除生成错误的复本信号的可能性。因此，根据本实施例的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，由于不进行错误的复本信号产生的干扰信号消除处理，所以可以提高干扰信号消除处理的正确性。
也可以将上述实施例2和实施例3组合来实施。
在上述实施例1～3中，举例说明了使用除了数据信道以外的控制信道的无线通信***。但是，并不限于此，在1个信道内将控制数据***到用户数据中来进行通信的无线通信***中，也可以应用上述实施例1～3的干扰信号消除装置。
在上述实施例1～3中，举例说明了并行型干扰信号消除装置。但是，本发明完全可应用于通过再扩频处理来生成复本信号的干扰信号消除装置。即，本发明也可以应用于串行型干扰信号消除装置和码元排序型干扰信号消除装置。
在将本发明应用于码元排序型干扰信号消除装置的情况下，对每个以通信对方中码元速率最高的码元的长度作为块长度的块进行每个码元的似然度计算。由此，由于码元排序型干扰信号消除装置即使不清楚码元速率也可以计算似然度，所以在1帧接收以前可以进行排序处理。因此，在码元排序型干扰信号消除装置中，可以大幅度缩短从输入接收信号至进行排序处理的延迟时间。此外，由于码元排序型干扰信号消除装置可以在1帧接收以前生成复本信号，所以可以大幅度地缩短生成复本信号前的延迟时间。
如以上说明，根据本发明，可以减少生成复本信号前的延迟，进而可以提高无线接收装置的接收性能。
本说明书基于(日本)平成12年1月18日申请的特愿2000-009268专利申请。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性
本发明可以应用于移动通信***中使用的移动台装置和基站装置。在应用的情况下，在移动台装置和基站装置中，由于可以大幅度地缩短生成复本信号前的延迟时间，所以可以提高移动台装置和基站装置的接收性能。
Claims (10)
1、一种干扰信号消除装置，包括：相关值计算器，对于指定码元速率的接收信号，对应作为所述指定码元速率侯选的每个码元速率分别求每一个码元的相关值；判定器，根据求出的多个相关值来判定所述接收信号的码元速率；以及生成器，通过用判定的码元速率所对应的扩频码对判定后的信号进行扩频处理来生成复本信号。
2、如权利要求1所述的干扰信号消除装置，其中，判定器在帧的前头的码元中判定码元速率。
3、如权利要求1所述的干扰信号消除装置，其中，相关值计算器通过用作为侯选的码元速率的1个码元所对应的已知扩频码来对接收信号分别进行解扩，从而对应作为侯选的每个码元速率分别求每1个码元的相关值。
4、如权利要求1所述的干扰信号消除装置，其中，在每1个码元的接收信号用重复作为侯选的码元速率中最高码元速率所对应的第1扩频码的第2扩频码来进行扩频的情况下，相关值计算器在用所述第1扩频码对接收信号进行解扩后，通过将该解扩结果进行合成，对应作为侯选的每个码元速率分别求每1个码元的相关值。
5、如权利要求1所述的干扰信号消除装置，其中，判定器根据多个相关值中最大的相关值来判定接收信号的码元速率。
6、如权利要求5所述的干扰信号消除装置，其中，判定器根据多个相关值内由控制信号的相关值求出的阈值以上的相关值来判定接收信号的码元速率。
7、如权利要求1所述的干扰信号消除装置，其中，包括将多个相关值在规定的区间中分别平均的平均器，判定器根据平均的多个相关值来判定接收信号的码元速率。
8、一种搭载干扰信号消除装置的移动台装置，其中，所述干扰信号消除装置包括：相关值计算器，对于指定码元速率的接收信号，对应作为所述指定码元速率侯选的每个码元速率分别求每一个码元的相关值；判定器，根据求出的多个相关值来判定所述接收信号的码元速率；以及生成器，通过用判定的码元速率所对应的扩频码对判定后的信号进行扩频处理来生成复本信号。
9、一种搭载干扰信号消除装置的基站装置，其中，所述干扰信号消除装置包括：相关值计算器，对于指定码元速率的接收信号，对应作为所述指定码元速率侯选的每个码元速率分别求每一个码元的相关值；判定器，根据求出的多个相关值来判定所述接收信号的码元速率；以及生成器，通过用判定的码元速率所对应的扩频码对判定后的信号进行扩频处理来生成复本信号。
10、一种干扰信号消除方法，对于指定码元速率的接收信号，对应作为所述指定码元速率侯选的每个码元速率分别求每一个码元的相关值，根据求出的多个相关值来判定所述接收信号的码元速率，通过用判定的码元速率所对应的扩频码对判定后的信号进行扩频处理来生成复本信号。
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