CN114094902A - 一种直流无刷电机换相位置监测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流无刷电机换相位置监测方法，所述方法为：判断电机的最佳换相位置，针对理想方波和存在偏移角两种情况时计算得到理想换相位置，并进行仿真分析；在获取理想换相位置后，对换相位置开环控制方法进行计算分析，对高速电机换相位置误差进行开环校正；分析虚拟中性点电压积分与换相位置关系，针对换相位置进行闭环控制。本发明解决了现有电机换相位置无法准确判定导致电机运行不稳定的问题。

Description

一种直流无刷电机换相位置监测方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体涉及一种直流无刷电机换相位置监测方法。

背景技术

使用方波驱动PMSM时，电机的运行特性与换相位置具有密切关系，不理想的换向位置会引起电磁转矩降低、电流谐波增大。在无位置传感器控制中，端电压检测滤波、软硬件延时等均会导致实际换向位置偏离给定的换相位置。由于高速电机换相周期极短，所以会对这种换相位置误差更为敏感。因此，控制电机在最佳的位置准确换相对电机的稳定运行十分重要。

发明内容

为此，本发明提供一种直流无刷电机换相位置监测方法，以解决现有电机换相位置无法准确判定导致电机运行不稳定的问题。

为了实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

本发明公开了一种直流无刷电机换相位置监测方法，所述方法为：

判断电机的最佳换相位置，针对理想方波和存在偏移角两种情况时计算得到理想换相位置，并进行仿真分析；

在获取理想换相位置后，对换相位置开环控制方法进行计算分析，对高速电机换相位置误差进行开环校正；

分析虚拟中性点电压积分与换相位置关系，针对换相位置进行闭环控制。

进一步地，所述电机的最佳换相位置包括在理想方波情况下以及存在换相偏移角δ两种情况下的进行对家换相位置的计算，在理想方波情况下，电机在反电动势过零点后30度处换相将使电流不变时输出最大的电池转矩。

进一步地，所述换相偏移角δ小于0时电机超前换相，δ大于0时电机滞后换相，电机滞后换相时，线反电动势造成的影响相对的超前；电机超前换相时，线反电动势造成的影响相对的滞后，根据下式计算δ的数值解，

根据δ的数值解能够离线获得电机的理想换相位置。

进一步地，所述电机的最佳换相位置确定后进行仿真分析，分析验证超前换相、滞后换相产生的影响，对最佳换相位置进行判断是否符合最佳换相位置要求。

进一步地，所述换相位置开环控制方法中首先确定换相位置误差来源，通过延时

度的开环补偿方式进行补偿，保证换相切换过程的稳定性，建立换相位置开环控制仿真模型进行仿真分析。

进一步地，所述换相位置误差来源确定过程中，高速电机无位置传感器控制通过检测非导通相端电压的过零点来控制换相，由于端电压的波形会受到换相、电流纹波的干扰，必须进行滤波，滞后角度将随着电机转速的升高而增大，均会导致出现误差，对电机运行产生影响。

进一步地，所述延时

度的开环补偿方式为：将在0度处的反电动势过零点延时90度，对应的产生第n+1拍的换相信号，而原来的第n拍由上一次过零事件延时90度触发，此时为将滞后的换向位置提前至90度处，在滤波后的过零点θ_n处延时

度，实现了当

大于30度时的误差补偿。

进一步地，基于虚拟中性点电压积分与换相位置关系进行闭环控制，换相位置开环控制通过滤波电路参数和实验计算出不同转速对应的滤波相移和软硬件延时，在这种离线的计算方式中，相移的计算只考虑了反电动势的基波，与实际过零点的相移存在误差；当滤波电路发生变化时将计算出错误的相移角；软硬件延时的测量以及数值计算也会引起偏差。而开环控制无法抑制这些偏差的影响，在外接虚拟中性点的无传感器方法中，中性点电压的波形与电机实际的换向位置存在固定的关系，可以根据此种关系，通过在线的闭环控制方法来抑制偏差。

进一步地，所述虚拟中性点电压积分与换相位置关系中，根据换相偏移角度δ为0，即延时30度换相时以及换相偏移角度不为0，即电机超前或滞后换相时，分析不同电路状态时的U_sm。

进一步地，所述换相位置进行闭环控制方法确定后，进行分析和仿真，确定最佳的换相位置和换相方法。

本发明具有如下优点：

本发明公开了一种直流无刷电机换相位置监测方法，针对电机的最佳换相位置进行了分析，得出了以控制d轴电流平均值为0的最佳换相位置离线寻找方法；其次为了使电机准确地在最佳的位置处换相，研究了补偿高速电机换相位置误差的

开环校正方法；最后分析了中性点电压与换相位置的关系，对换向位置闭环控制方法进行了分析和仿真。在换向位置闭环控制***中，确定了电机能够在想要的位置准确换相，保证电机运行的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是示例性的，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图引申获得其它的实施附图。

本说明书所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。

图1为本发明实施例提供的超前换相时的相电流示意图；

图2为本发明实施例提供的滞后换相时的相电流示意图；

图3为本发明实施例提供的不同偏移角δ时的BUCK电感电流、d轴电流波形图；

图4为本发明实施例提供的超前、滞后和在最佳位置换相时的相电流、电磁转矩波形图；

图5为本发明实施例提供的端电压滤波电路图；

图6为本发明实施例提供的

补偿方法电动势示意图；

图7为本发明实施例提供的

补偿方法电动势示意图；

图8为本发明实施例提供的

补偿方式控制框图；

图9为本发明实施例提供的换向位置开环控制仿真模型图；

图10为本发明实施例提供的相电流、延时角、换相信号波形图；

图11为本发明实施例提供的

方式的切换过程示意图；

图12为本发明实施例提供的基于虚拟中性点电压的换向位置闭环控制拓扑图；

图13为本发明实施例提供的非换相区电路状态示意图；

图14为本发明实施例提供的换相区电路状态示意图；

图15为本发明实施例提供的δ＝0的U_sm波形图；

图16为本发明实施例提供的反向续流时的电路图；

图17为本发明实施例提供的超前换相时的U_sm示意图；

图18为本发明实施例提供的滞后换相时的U_sm示意图；

图19为本发明实施例提供的换向位置闭环控制***框图；

图20为本发明实施例提供的中性点电压积分差值闭环控制模型示意图；

图21为本发明实施例提供的不同换相位置的虚拟中性点电压波形图；

图22为本发明实施例提供的换向位置开环、闭环控制对位置误差扰动的响应。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

本实施例公开了一种直流无刷电机换相位置监测方法，确定电机最佳换相位置；电流为理想方波时的最佳换相位置，

控制***使用方波电流驱动直流无刷电机，设δ为实际换相位置与延时30度换向位置的角度差，将δ大于0时称为滞后换相，小于零时称之为超前换相。以开关管a+b-导通时为例，导通区域为ωt∈(7π/6+δ,3π/2)，根据电机的电磁转矩公式，可以得到电机在转速稳定时一换相周期内的平均电磁转矩

令

θ＝ωt (2)

根据电机基本原理公式，可得

当驱动电流为理想方波时，有

i_a(θ)＝-i_b(θ)＝I,i_c(θ)＝0 (4)

代入可得

根据该式可知，当δ的值取0时，式5将取得最大值

所以对于理想方波电流的情况来说，电机在反电动势过零点后30度处换相将使电流不变时输出最大的电磁转矩。

由于电机相电感引起的换相续流以及线反电动势扰动，使得实际的相电流不可能为理想方波，此时电流实际波形将如图2-7所示。此时使得电机输出最大转矩的换向位置将不再是30度，需要重新寻找使得电机输出转矩电流比最大的最佳换相位置。

在控制方式稳态电流模型的基础上，考虑换相偏移角δ时，在ωt∈(7π/6+δ,3π/2+δ)的区域内，如果考虑忽略瞬态分量时的导通区稳态电流表达式：

此时可分别画出δ小于0和δ大于0即电机超前、滞后换相时的电流波形。如图1、2所示。

从图中可以看出，电机滞后换相时，线反电动势造成的影响相对的超前了；电机超前换相时，线反电动势造成的影响相对的滞后了。电机的换向位置决定了电流的波形的畸变程度，影响了电流谐波的含量大小，同时如果偏移δ过大，将会引起电流尖峰，在滞后换相时更为明显，此尖峰会加剧电磁转矩的脉动。

观察式7可知，不同转速对应着不同的母线电压和电机阻抗角，所以实际相电流波形将与转速有关，意味着电机运行在不同转速时将存在不同的理想换向位置。

已知PARK坐标变换式

与式8对比可知，式3中的被积函数与定子电流q轴分量的形式相同，即瞬时输出转矩正比于q轴电流。由于

由式9可知，电流矢量幅值不变时，d轴电流越小q轴电流越大。所以在相同的电流幅值下，为使平均输出转矩最大，应以d轴电流时刻为0为控制目标。对于正弦波矢量控制来说，其在一个计算周期分别对三相电流矢量进行调制，使得一载波周期内的d轴电流平均值为0；而对于方式的方波控制，在平均电流不变的情况下，d轴电流仅与换相位置有关，而换相位置仅能在本次换相结束下次换相到来时调整，所以此时应以d轴电流在一换相周期内的平均值为0为控制目标。

此时有

求解δ的数值解，就可以离线获得电机的理想换相位置。需要说明的是，本发明所提出的最佳换向位置离线寻找方法是建立在电机参数准确的前提下，在电机实际运行时可能因电机实际参数变化导致一定的偏差。

进行仿真分析，在无位置传感器模块中加入偏移角度δ的输入，同时取定子电流d轴分量在一换相周期内的积分。在给定转速100000r/min、0.01Nm负载的情况下，使给定的δ角的范围在0.035s-0.055s的时间段内由-20度逐渐变化到20度，观察BUCK电感电流波形，如图3所示。

在这个过程中，保持负载转矩0.01Nm不变，转速恒定，此时输出平均电磁转矩恒定。电感电流为输出相电流的平均值，电感电流越小说明产生相同的电磁转矩需要的电流更小，此时的换相位置越理想。

从图3中可以看出，随着偏移角由-20度逐渐变化到20度，电感电流先变小后增大，最小值为5.48A，出现在0.047s处，此时δ为-4度，说明在控制方式下，δ为0度时输出平均电流并非最小，说明延时30度换相不再是最佳的换相位置；而i_d平均值为零的时间为0.04665s，对应的δ为-3.3度，与电感电流i_L取最小值的时间接近，说明可以以换相周期内i_d平均值为0为控制目标近似的确定最佳换相位置。此时转矩系数K_T(Nm/A)取最大值，由负载转矩和输出平均电流计算得到

电机超前10度、滞后10度和在最佳位置换相时的相电流、电磁转矩波形如图4所示。

从图4中可以看出，超前、滞后换相时d轴电流平均值将分别小于0和大于0；图4(a)(c)中的相电流畸变程度和谐波含量都高于最佳换相位置的图4(b)，说明超前、滞后角度较大时会导致电流波形畸变更严重，引起更大的谐波，且相比于超前换相，滞后换相产生的影响更大；图4(a)(c)中的转矩波动峰峰值分别为0.006Nm和0.008Nm，均高于最佳换相时的0.004Nm，说明不理想的换相位置不仅会影响输出转矩的大小，还会加重转矩脉动。所以，控制电机在最佳的换向位置准确换相十分重要。

实施例2

本实施例公开了换相位置开环控制方法，先确定换相位置误差来源，高速电机无位置传感器控制通过检测非导通相端电压(反电动势)的过零点来控制换相，由于端电压的波形会受到换相、电流纹波等的干扰，所以必须进行滤波，典型的端电压滤波电路如图5所示。

由于低通滤波电路产生的相移，会导致实际检测到的端电压滞后于实际值，该滞后角度为

从式12中可以看出，滞后角度将随着电机转速的升高而增大。除此之外，在实际运行时，由于处理器存在软件计算周期和延时T_s，硬件电路对信号的传递也存在延时T_h，这些因素都会导致检测到的反电动势过零点不准确，其总滞后角度为

对于该滞后角如果不加以补偿，将会导致换相不准而对电机运行产生影响。且该换相误差对短换相周期高速电机来说这种误差更为明显。

由于端电压滤波电路参数R_x、R_y和软件硬件延时T_s、T_h均可通过离线的方法测得，所以在电机运行时每一个转速对应的延迟角度

都能计算获得。

当换相偏移角度δ为0时，为了补偿过零点的滞后角度

需使实际的换向位置提前

相当于将延时30度改为延时

如图6所示。

图6中滤波前a相反电动势在0度处过零，应在理想换向位置(30度)处产生其对应的第n拍换相信号。而滤波后的反电动势信号在θ_n处过零，如果不加补偿，其换相信号将在θ_n+30度处出现，导致换相滞后。将延时角度改为

时，电机将在理想位置处换相。

由于高速电机转速变化范围极大，随着转速升高，计算获得的

往往大于30度甚至大于90度，此时图6所示的

的补偿方法将不再适用。为了解决这个问题，在大于30度的范围内补偿

可以将30度延时方法改为90度延时方法，在90度延时的基础上补偿

如图7所示。

图7中，将在0度处的反电动势过零点延时90度，对应的产生第n+1拍的换相信号，而原来的第n拍由上一次过零事件延时90度触发。此时为将滞后的换向位置提前至90度处，在滤波后的过零点θ_n处延时

度。这样就实现了当

大于30度时的误差补偿，同理可以得出

大于90度时的

补偿方法。

换向位置开环控制***框图如图8所示。当电机运行在低速时使用

方式，升高到一定转速后切换至

方式。在滞后角度接近30度的转速范围内，为两种方式频繁切换，在方式判断时加入角度滞环θ_t。当给定的偏移角δ不为0时，可将其一同加入延时角计算部分，实现换向位置开环控制。

需要注意的是两种方式的切换过程需要满足正确的顺序。以从

切换到

为例，当计算出的

逐渐升高至大于30+θ_t后，首先应等待下一次反电动势过零事件，然后当下一次过零发生时，将延时角度切换至

最后延时结束时，由产生第n拍的换相信号改为产生第n+1拍的换相信号。如果不等待新的过零事件产生便切换延时角和拍号，会导致切换过程中缺失一拍，引起切换过程的不稳定。

进行仿真分析，建立换相位置开环控制仿真模型如图9(a)(b)(c)所示。在给定10万转转速、0.01Nm负载的情况下，给定δ为0度时，

延时方式的开环控制波形如图10、11所示，其中切换角度滞环宽度设置为9度。

从图10、11中可以看出，延时角度在转速为0时为30度，随着转速升高，延时角

不断减小直至小于0，此时无法对超出30度的

进行补偿，电机换相位置会逐渐滞后，电流波形出现畸变。

当

增大到39度满足滞环切换条件，延时角度切换为

此时电机换相准确，电流波形畸变变小。

实施例3

本实施例公开了基于虚拟中性点电压积分的换相位置闭环控制方法

换相位置开环控制通过滤波电路参数和实验计算出不同转速对应的滤波相移和软硬件延时。在这种离线的计算方式中，相移的计算只考虑了反电动势的基波，与实际过零点的相移存在误差；当滤波电路发生变化时将计算出错误的相移角；软硬件延时的测量以及数值计算也会引起偏差。而开环控制无法抑制这些偏差的影响。

在外接虚拟中性点的无传感器方法中，中性点电压的波形与电机实际的换向位置存在固定的关系，可以根据这种关系，通过在线的闭环控制方法来抑制以上偏差。

虚拟中性点电压与换相位置的关系，引出BUCK电路输出电压的中点，测量该点与虚拟中性点之间的电压，拓扑如图12所示。

在前述实施例中的分析中可知

则

为了说明中性点电压u_sm与电机换相位置间的关系，以下对不同电路状态时的u_sm进行分析。

(1)换相偏移角度δ为0，即延时30度换相时以a+b-的开关状态为例，在非换相区ωt∈(7π/6+ωΔt,3π/2)的电路状态如图13所示。

此时c相截止，可以得到此时三相端电压

u_ag＝U_d,u_bg＝0,u_cg＝e_c+u_ng (16)

此时的电压方程为

根据式17可以求得

已知

e_a+e_b+e_c＝0 (19)

将式16、18、19代入式15可得

从a+b-向a+c-换相时ωt∈(3π/2,3π/2+ωΔt)，电路状态如图14所示。

此时有

u_ag＝u_bg,u_cg＝0 (21)

代入式15得

同理可以推导出其它开关状态时的U_sm表达式，画出偏移角度δ为0时的U_sm波形，如图15所示。

从图中可以看出，U_sm是一个频率为电机频率三倍的周期信号，依次从正和负两个方向穿越x轴；当δ为0时，在非换相区U_sm波形与相反电动势重合；在换相区，当切换桥臂为下桥臂时，U_sm为母线电压的1/6，当切换桥臂为上桥臂时，U_sm为母线电压的-1/6。

(2)换相偏移角度不为0，即电机超前或滞后换相时此时在换相区和非换相区U_sm的表达式与δ为0时相同，但存在新的非导通相续流区。

以超前换相时a+b-到a+c-的换相过程为例，此时为下桥臂换相，当换相结束时，ωt∈(3π/2+ωΔt,3π/2+δ++ωΔt+ωΔt₁)，其中Δt₁为该区间持续时间，此时有

由于电机超前换相，此时e_b比δ＝0换相时的取值更小，当

成立时，U_bg小于零，导致电流从母线负端经二极管反向续流至b相，等效电路如图16所示。

此时三相端电压为

u_bg＝u_cg＝U_d,u_ag＝0 (26)

代入式15可得

当上桥臂换相时，U_sm将改变符号。

同理可推得滞后换相时U_sm的表达式。超前、滞后换相时的U_sm波形如图17、18所示。

换相位置闭环控制方法，观察图15、图17、图18可以发现，图中正穿越周期的阴影和负穿越周期的阴影面积均与换向位置有关。

将横轴变量改为t，此式面积关系不变，可以通过对时间t求积分的方法计算面积。以a+b-导通和a+c-导通两个换相周期为例，在ωt∈(7π/6+δ,3π/2+δ)的正穿越周期，不考虑换相结束后新的续流区Δt₁的微小影响，蓝色阴影面积为

在ωt∈(3π/2+δ,11π/6+δ)的正穿越周期，黄色阴影面积为

从式28、29和图17、18中可以看出，S₊随着偏移角δ的增大而减小，而S_-随着偏移角δ的增大而增大。超前换相时S_-会逐渐大于S₊，滞后换相时S_-会小于S₊，二者的差值可以表示为

化简得

Δt计算公式由式2-35给出

其中电流初始值可取电感电流平均值。

式31等号右侧第一项相当于前后两个周期U_sm在非换相区的积分差值，第二项相当于U_sm在换相区域内的积分差值，Δs为U_sm在整个换相区内的积分。

从式31可以看出，正穿越和负穿越周期的中性点电压积分的差值和换相偏移角间有着确定的关系。如果在电机运行时，能够通过检测中性点电压获得Δs，便能知道此时的换相位置；同理，如果想要使电机在δ处换相，则可以通过控制与该δ相对应的正负穿越周期中性点电压积分的差值来实现。

为了计算出给定δ所对应的Δs，将式31分为两部分，

S₁可以通过离线计算的方式获得，而S₂则需实时检测电机电流、母线电压和转速计算。且当忽略S₂且给定δ为0时，Δs也为0，说明在延时30度换相时，前后两个周期内中性点电压积分近似相等。

由此，可以构造出换向位置闭环控制***框图，如图19所示。

***对任意给定的换相偏移角δ根据式31计算出相应的S₁，通过母线电压、电感电流和当前转速计算出中性点电压在换相区的积分S₂，二者之和作为积分差值给定

检测电机在前后两个换相周期内中性点电压积分的差值Δs，并以此作为被控量，使用PI控制器进行闭环控制，使电机在给定的偏移角δ处准确换相。

进行仿真分析，在给定10万转转速、0.01Nm负载的情况下，在原有模型的基础上，建立中性点电压积分差值闭环控制模块，如图20所示。

图20中，分别根据给定的换相偏移角δ和电机的电感电流、母线电压等计算出S₁、S₂，相加后与检测出的实际的正负穿越周期中性点电压差值进行比较，将PI控制器输出延时角

一同加入到

的延时模块中，实现闭环控制；中性点电压检测部分在每次换相的初始时刻，根据当前周期的穿越方向，保存本周期和上一换相周期的积分差值；PI控制器参数K_p为40、K_i为700，输出限幅15度，待转速稳定后开始输出。

电机在不同换相位置的虚拟中性点电压波形如图21所示。由图21可知，U_sm的波形与换相位置有关，如图(b)所示，当0度换相时，正穿越x轴的周期和负穿越x轴的周期内U_sm的波形是对称的，其在一个周期内的积分值近似相等；而图(a)(c)中的超前、滞后换相的情况将分别导致U_sm在正穿越周期的积分小于、大于负穿越周期，验证了式31给出的结论。

为了说明换相位置闭环控制对误差的在线校正作用，给定δ为-3.3度时，在0.03s处加入超前10度的人为给定换相误差，此时对开环控制和闭环控制的换相位置进行比较，如图22所示。

从图22(b)中可以看出，开环控制在收到位置误差扰动时其输出的延时角度没有发生变化，实际的换向位置会超前于给定的换相位置，说明其只能补偿掉预先计算好的相移，而无法在线的校正其它的位置误差；而图22(a)中，闭环控制***收到扰动后会根据中性点电压积分差值判定此时的输出补偿的延时角度，补偿掉超前的10度，使电机在0.001s内恢复准确换相，实现了在线校正的目标。

本发明公开的一种直流无刷电机换相位置监测方法，针对电机的最佳换相位置进行了分析，得出了以控制d轴电流平均值为0的最佳换相位置离线寻找方法；其次为了使电机准确地在最佳的位置处换相，研究了补偿高速电机换相位置误差的

开环校正方法；最后分析了中性点电压与换相位置的关系，对换向位置闭环控制方法进行了分析和仿真。在换向位置闭环控制***中，确定了电机能够在想要的位置准确换相，保证电机运行的稳定性。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (10)

1.一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述方法为：

判断电机的最佳换相位置，针对理想方波和存在偏移角两种情况时计算得到理想换相位置，并进行仿真分析；

在获取理想换相位置后，对换相位置开环控制方法进行计算分析，对高速电机换相位置误差进行开环校正；

分析虚拟中性点电压积分与换相位置关系，针对换相位置进行闭环控制。

2.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述电机的最佳换相位置包括在理想方波情况下以及存在换相偏移角δ两种情况下的进行对家换相位置的计算，在理想方波情况下，电机在反电动势过零点后30度处换相将使电流不变时输出最大的电池转矩。

3.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述换相偏移角δ小于0时电机超前换相，δ大于0时电机滞后换相，电机滞后换相时，线反电动势造成的影响相对的超前；电机超前换相时，线反电动势造成的影响相对的滞后，根据下式计算δ的数值解，

根据δ的数值解能够离线获得电机的理想换相位置。

4.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述电机的最佳换相位置确定后进行仿真分析，分析验证超前换相、滞后换相产生的影响，对最佳换相位置进行判断是否符合最佳换相位置要求。

5.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述换相位置开环控制方法中首先确定换相位置误差来源，通过延时

度的开环补偿方式进行补偿，保证换相切换过程的稳定性，建立换相位置开环控制仿真模型进行仿真分析。

6.如权利要求5所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述换相位置误差来源确定过程中，高速电机无位置传感器控制通过检测非导通相端电压的过零点来控制换相，由于端电压的波形会受到换相、电流纹波的干扰，必须进行滤波，滞后角度将随着电机转速的升高而增大，均会导致出现误差，对电机运行产生影响。

7.如权利要求5所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述延时

度的开环补偿方式为：将在0度处的反电动势过零点延时90度，对应的产生第n+1拍的换相信号，而原来的第n拍由上一次过零事件延时90度触发，此时为将滞后的换向位置提前至90度处，在滤波后的过零点θ_n处延时

度，实现了当

大于30度时的误差补偿。

8.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，基于虚拟中性点电压积分与换相位置关系进行闭环控制，换相位置开环控制通过滤波电路参数和实验计算出不同转速对应的滤波相移和软硬件延时，在这种离线的计算方式中，相移的计算只考虑了反电动势的基波，与实际过零点的相移存在误差；当滤波电路发生变化时将计算出错误的相移角；软硬件延时的测量以及数值计算也会引起偏差，而开环控制无法抑制这些偏差的影响，在外接虚拟中性点的无传感器方法中，中性点电压的波形与电机实际的换向位置存在固定的关系，可以根据此种关系，通过在线的闭环控制方法来抑制偏差。

9.如权利要求8所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述虚拟中性点电压积分与换相位置关系中，根据换相偏移角度δ为0，即延时30度换相时以及换相偏移角度不为0，即电机超前或滞后换相时，分析不同电路状态时的U_sm。

10.如权利要求1所述的一种直流无刷电机换相位置监测方法，其特征在于，所述换相位置进行闭环控制方法确定后，进行分析和仿真，确定最佳的换相位置和换相方法。

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