CN110417308A - 一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法。该方法为：将采集到的永磁同步电机相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d‑q坐标系电流值；零低速阶段向估计旋转坐标系直轴注入高频信号，将转换后相电流分别经过LPF和BPF进行处理；经过LPF得到电流信号的基波分量，经过BPF得到电流信号的高频分量；将高频响应与正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转速环与电流环的估计反馈值，然后经过PI调节、Park逆变换以及SVPWM模块产生PWM信号，从而实现对永磁同步电机实时控制。本发明不需要增加额外的位置传感器，控制精准、响应速度快，增强了***的鲁棒性，提高了***的控制性能。

Description

一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法

技术领域

本发明涉及电力传动与电机控制领域，特别是一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法。

背景技术

随着工业化水平的日益提高，电力传动技术持续的发展，电机驱动控制迎来了新的发展机遇和挑战，除了要求高功率密度和高效率外，同时还需具备高输出性能和高可靠性，这已成为电机驱动控制的关键所在。永磁同步电机(Permanent Magnet SynchronousMotor,PMSM)兼具结构与性能的优势，不仅体积小、结构简单，而且具有高功率密度、高效率的特点，具有广泛的应用前景。PMSM驱动***依赖准确的转子位置反馈信息，通常的方法是在电机***位置传感器中加装机械装置，主要是光电编码器或旋转变压器。然而加装的传感器不仅增加了***的成本和复杂度，而且更容易出现电气故障，导致设备的运行故障，在一定程度上成为了工业现场应用的障碍。永磁同步电机无位置传感器控制***不存在这方面的弊端，是一种性价比高、可靠性高、应用场合广的驱动***，能够替代有位置传感器控制***投入应用。国外一些大型自动化企业已经推出了针对PMSM的高效变频器，我国对PMSM无位置传感器控制的研究起步较晚，许多科研机构、高校和企业对PMSM无位置传感器技术进行了深入的研究，获得了相当丰富的研究成果，但在高性能场合，传统的永磁同步电机无位置控制***还是很难发挥作用。为了适应现代电机驱动***的应用需求，对永磁同步电机无位置传感器控制***的研究十分必要。

虽然永磁同步电机的无位置传感器控制技术已经经过了大量研究，但是依然没有一种能在全速度范围内取得理想效果的技术出现。一般来说，无位置传感器控制方法按照适用的速度范围分为两大类：第一类是仅在零低速时适用的无位置传感器控制方法；第二类是仅在中高速时适用的无位置传感器控制方法。

在零低速时，利用电机的固有凸极性或者定子电感饱和特性来追踪电机凸极是无位置传感器控制的基本思路。该方法是向电机中注入不同的激励信号，由于凸极性的存在，得到的响应信号中存在转子转速和角度信息，然后通过合适的数学运算提取出所需信息。这种方法在零低速时能够准确地估计转子转速和角度，而在中高速时，由于反电势不能忽略，脉振高频信号注入与旋转高频信号注入法等基于磁路饱和效应的控制策略得不到准确的估计信息，有限的***开关频率，限制了高频信号注入的信号频率，原因在于随着电机转速的升高，基波频段与高频信号频段不断接近，提取信息难度不断增加。另外，虽然注入幅值越高，越容易提取位置信息，但同时会对电机造成更大的扰动，因此高频信号注入法在中高速阶段是不适用的。

在中高速时，无位置传感器控制方法利用直接或间接的方法从反电势中提取转子的转速和角度。基于电机基频模型的开环算法的原理是直接计算和转子角度相关的电机变量，然后用反正切函数或者查表法直接获得转子角度，这种方法响应速度很快，但是温度、湿度、压力、电流等因素会造成电机参数的变化，进而导致转子角度计算不准确，在精度要求较高的场合很难应用。开环算法存在的测量噪声和模型误差的问题在实际应用中需要克服，因此各种闭环观测器方法得到了更多的应用。将开环算法所计算的变量用各种闭环观测器进行观测，可以抵消不确定性带来的影响。常见的基于基频模型的方法有如下几种：扩展卡尔曼滤波器算法，有效减小***和测量对状态估计产生的影响，但算法较为复杂，具有相当大的计算量；模型参考自适应***具有动态响应快、鲁棒性高的特点，但受电机参数变化影响较大，且计算要求高；滑模观测器法算法简单，易于工程实现，能够很好的解决复杂的工业控制问题，但是由于其本质上是不连续的开关控制，不可避免地产生抖振问题，这种问题在低速运行时尤为明显，实际运用时需要采用一些抑制抖振的措施。

发明内容

本发明的目的在于提供一种鲁棒性强、动态响应速度快的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，从而有效地保证永磁同步电机在全速范围内安全可靠地运行。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，包括以下步骤：

步骤1：将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q；

步骤2：零低速阶段向估计旋转坐标系直轴注入高频信号，将转换后相电流i_d与i_q分别经过低通滤波器LPF和带通滤波器BPF进行处理；经过LPF得到电流信号的基波分量i_df与i_qf，经过BPF得到电流信号的高频分量i_dh与i_qh；

步骤3：将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e；

步骤4：中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值；

步骤5：通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值与经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行。

进一步地，步骤1所述的将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q，具体如下：

设定电机绕组α-β坐标系下实际电流值为i_α、i_β，d-q坐标系下实际电流值为i_d、i_q，通过Clark\Park矢量处理器进行处理采样电流值，得到相应的处理后的电流值，其中i_α、i_β和i_d、i_q分别为：

其中，T_3s/2s和T_2s/2r分别为Clark与Park变换矩阵，具体表示为：

其中，θ_e为转子实际位置角度。

进一步地，步骤2中所述的带通滤波器BPF，注入的高频信号为：

其中，u_h为注入高频信号的幅值；ω_h为注入信号的角频率；为注入高频信号幅值的直轴分量；为注入高频信号幅值的交轴分量；t为时间；

高频电流响应表示为：

其中，为电流信号高频分量的直轴分量值；表示电流信号高频分量的交轴分量值；L为平均电感，L＝(L_d+L_q)/2，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感；ΔL为半差电感，ΔL＝(L_d-L_q)/2；为位置角度估计误差；若ΔL≠0，则坐标中直轴交轴均含高频电流分量；若趋于0，则电流也趋于0，提取进行幅值调制。

进一步地，步骤3中所述的将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e，具体如下：

步骤3.1、高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号具体处理如下：

当整个***调节稳定后，即趋于0时，上式转化为：

其中此时为一个只与注入信号频率、幅值、半差电感值、位置误差值有关的常数；

步骤3.2、位置信号处理器采用LPF与第二PI调节器构成的PLL***，第二PI调节器的传递函数G(s)采用如下形式：

式中，γ_p、γ_i分别为第二PI调节器的比例和积分增益；s为拉普拉斯变换公式变量；

基于PLL的转子位置估计***闭环传递函数为：

为了降低第二PI调节器参数的复杂度，上式3个极点都为δ＝-3α，PI参数整定为：

步骤3.3、在脉振高频电压注入法估算出的位置上进一步判断电机初始位置的磁极极性，依据磁路饱和效应，向估计旋转坐标系的直轴中注入幅值相等、方向相反的电压脉冲，通过判断直轴电流响应大小判断磁极方向：

式中，θ_c为磁极方向判断角度补偿，i⁺为注入脉冲信号的正向直轴电流响应，i^-为注入脉冲信号的负向直轴电流响应。

进一步地，步骤4中所述的中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值，具体如下：

步骤4.1、将α-β坐标系下u_α、u_β、i_α、i_β作为滑模观测器的输入，其中u_α、u_β通过SMO算法得到电流观测值，然后使用观测值与实测值的差值构建反电势，通过LPF得到连续的扩展反电动势，表示为：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，k与τ₀为公式比例系数，为注入电流差值的α轴分量，为注入电流差值的β轴分量；

步骤4.2、低通滤波器对等效控制量进行滤波，会引起扩展反电动势的幅值和相位延迟，因此进行误差补偿得到转子位置角度信息：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，为转子转速估计值，表示为：ω_c为转子转速实际值。

进一步地，步骤5中所述的通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值与经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行，具体如下：

复合控制策略由滑模观测器和脉振高频信号注入法共同决定，当在中高速阶段采用滑模控制，零低速阶段采用高频信号注入得到转子信息，切换控制区采用加权系数复合控制，具体策略切换为：

式中，为转子位置估计值，为转子速度估计值，为高频信号注入控制转子位置估计值，为滑模控制转子位置估计值，为高频信号注入转子速度估计值，为滑模控制转子速度估计值，λ为权重系数，λ表示为：

式中，为转子速度估计值，ω_L为转子转速设定下限值，ω_H为转子转速设定上限值。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)仅需使用霍尔电压传感器和电流传感器，简单易行，可靠性高；(2)使用脉振高频信号注入法和基于反电势的滑模观测器法联合进行电机驱动控制，避免了常规单一诊断方法由于不同速度段信号提取困难、电机参数变化等原因导致的扰动问题，具有更好的控制鲁棒性；(3)使用脉振高频信号注入法和基于反电势的滑模观测器法联合进行电机驱动控制，减小了信号处理的计算量，加快了动态响应速度。

附图说明

图1为本发明永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法的原理框图。

图2为本发明中基于脉振高频信号注入法的永磁同步电机无位置传感器控制***的流程示意图。

图3为本发明中基于锁相环的转子初始位置估计框图。

图4为本发明中基于脉冲电压注入的转子磁极判断框图。

图5为本发明中滑模观测器算法转子位置估计原理图。

图6为本发明永磁同步电机全速度范围复合控制策略控制方法的流程框图。

图7为本发明中永磁同步电机无位置传感器全速度范围复合控制***硬件平台框图。

具体实施方式

本发明永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，包括以下步骤：

步骤1：将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q；

步骤2：零低速阶段向估计旋转坐标系直轴注入高频信号，将转换后相电流i_d与i_q分别经过低通滤波器LPF和带通滤波器BPF进行处理；经过LPF得到电流信号的基波分量i_df与i_qf，经过BPF得到电流信号的高频分量i_dh与i_qh；

步骤3：将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e；

步骤4：中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值；

步骤5：通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值与经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行。

作为一种具体实施例，步骤1所述的将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q，具体如下：

设定电机绕组α-β坐标系下实际电流值为i_α、i_β，d-q坐标系下实际电流值为i_d、i_q，通过Clark\Park矢量处理器进行处理采样电流值，得到相应的处理后的电流值，其中i_α、i_β和i_d、i_q分别为：

其中，T_3s/2s和T_2s/2r分别为Clark与Park变换矩阵，具体表示为：

其中，θ_e为转子实际位置角度。

作为一种具体实施例，步骤2中所述的带通滤波器BPF，注入的高频信号为：

其中，u_h为注入高频信号的幅值；ω_h为注入信号的角频率；为注入高频信号幅值的直轴分量；为注入高频信号幅值的交轴分量；t为时间；

高频电流响应表示为：

其中，为电流信号高频分量的直轴分量值；表示电流信号高频分量的交轴分量值；L为平均电感，L＝(L_d+L_q)/2，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感；ΔL为半差电感，ΔL＝(L_d-L_q)/2；为位置角度估计误差；若ΔL≠0，则坐标中直轴交轴均含高频电流分量；若趋于0，则电流也趋于0，提取进行幅值调制。

作为一种具体实施例，步骤3中所述的将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e，具体如下：

步骤3.1、高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号具体处理如下：

当整个***调节稳定后，即趋于0时，上式转化为：

其中此时为一个只与注入信号频率、幅值、半差电感值、位置误差值有关的常数；

步骤3.2、位置信号处理器采用LPF与第二PI调节器构成的PLL***，第二PI调节器的传递函数G(s)采用如下形式：

式中，γ_p、γ_i分别为第二PI调节器的比例和积分增益；s为拉普拉斯变换公式变量；

基于PLL的转子位置估计***闭环传递函数为：

为了降低第二PI调节器参数的复杂度，上式3个极点都为δ＝-3α，PI参数整定为：

步骤3.3、在脉振高频电压注入法估算出的位置上进一步判断电机初始位置的磁极极性，依据磁路饱和效应，向估计旋转坐标系的直轴中注入幅值相等、方向相反的电压脉冲，通过判断直轴电流响应大小判断磁极方向：

式中，θ_c为磁极方向判断角度补偿，i⁺为注入脉冲信号的正向直轴电流响应，i^-为注入脉冲信号的负向直轴电流响应。

作为一种具体实施例，步骤4中所述的中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值，具体如下：

步骤4.1、将α-β坐标系下u_α、u_β、i_α、i_β作为滑模观测器的输入，其中u_α、u_β通过SMO算法得到电流观测值，然后使用观测值与实测值的差值构建反电势，通过LPF得到连续的扩展反电动势，表示为：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，k与τ₀为公式比例系数，为注入电流差值的α轴分量，为注入电流差值的β轴分量；

步骤4.2、低通滤波器对等效控制量进行滤波，会引起扩展反电动势的幅值和相位延迟，因此进行误差补偿得到转子位置角度信息：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，为转子转速估计值，表示为：ω_c为转子转速实际值。

作为一种具体实施例，步骤5中所述的通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值u_d～与u_q ^～，经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行，具体如下：

复合控制策略由滑模观测器和脉振高频信号注入法共同决定，当在中高速阶段采用滑模控制，零低速阶段采用高频信号注入得到转子信息，切换控制区采用加权系数复合控制，具体策略切换为：

式中，为转子位置估计值，为转子速度估计值，为高频信号注入控制转子位置估计值，为滑模控制转子位置估计值，为高频信号注入转子速度估计值，为滑模控制转子速度估计值，λ为权重系数，λ表示为：

式中，为转子速度估计值，ω_L为转子转速设定下限值，ω_H为转子转速设定上限值。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

实施例

如图1所示，是本发明的控制方法的整体原理框图，该方法提供一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，包括零低速段脉振高频信号注入法、中高速段滑模观测器法以及过渡区转换策略；其中，脉振高频信号注入法基于电机固有凸极性或磁路饱和特性获取转子位置信息，滑模观测器基于电机反电势获取转子位信息，过渡转换区采用加权平均值法；

本发明一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，包括以下步骤：

步骤1：将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q，具体如下：

设定电机绕组α-β坐标系下实际电流值为i_α、i_β，d-q坐标系下实际电流值为i_d、i_q，对实时状态下电机三相电流i_a、i_b、i_c进行采样，其后通过Clark\Park矢量处理器进行处理，得到相应的电流值，其中i_α、i_β和i_d、i_q分别为：

其中，T_3s/2s和T_2s/2r分别为Clark与Park变换矩阵，具体表示为：

步骤2：零低速阶段向估计旋转坐标系直轴注入高频信号，将转换后相电流i_d与i_q分别经过低通滤波器LPF和带通滤波器BPF进行处理；经过LPF得到电流信号的基波分量i_df与i_qf，经过BPF得到电流信号的高频分量i_dh与i_qh，具体如下：

如图2所示为零低速段复合控制策略脉振高频信号注入法部分，注入的高频信号为：

其中，u_h为注入高频信号的幅值，ω_h为注入信号的角频率；

高频电流响应表示为：

其中，L为平均电感，L＝(L_d+L_q)/2；ΔL为半差电感，ΔL＝(L_d-L_q)/2；为位置角度估计误差；若ΔL≠0，则坐标中直轴交轴均含高频电流分量；若趋于0，则电流也趋于0,提取进行幅值调制。

步骤3：将高频响应i_qh与新型调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值w^～与θ_e ^～，然后将w^～与设定值做差作为第一PI调节器的输入，其输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到u_q ^～，将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值u_d ^～，角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e，具体如下：

步骤3.1、高频响应i_qh与新型调制信号具体处理如下：

当整个***调节稳定后，即趋于0时，上式转化为：

其中此时为一个只与注入信号频率、幅值、半差电感值、位置误差值有关的常数；

步骤3.2、位置信号处理器采用LPF与第二PI调节器构成的PLL***，如图3所示，第二PI调节器的传递函数采用如下形式：

式中，γ_p、γ_i分别为第二PI调节器的比例和积分增益；

基于PLL的转子位置估计***闭环传递函数为：

为了降低第二PI调节器参数的复杂度，上式3个极点都为δ＝-3α，PI参数可整定为：

步骤3.3、在脉振高频电压注入法估算出的位置上进一步判断电机初始位置的磁极极性，如图4所示，依据磁路饱和效应，向估计旋转坐标系的直轴中注入幅值相等，方向相反的电压脉冲，通过判断直轴电流响应大小判断磁极方向：

式中，θ_c为磁极方向判断角度补偿，i⁺与i^-分别为注入脉冲信号的直轴电流响应。

步骤4：中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值，具体如下：

步骤4.1、结合图5所示，中高速阶段采取基于反电势的滑模观测器法的具体过程如下，将采样电流通过Clark\Park变换得到α-β坐标系i_α、i_β以及u_α、u_β作为滑模观测器的输入，其中u_α、u_β通过SMO算法得到电流观测值，然后使用观测值与实测值的差值构建反电势，通过LPF得到连续的扩展反电动势，表示为：

步骤4.2、低通滤波器对等效控制量进行滤波，会引起扩展反电动势的幅值和相位延迟，因此进行误差补偿得到转子位置角度信息：

其中为转子转速估计值，表示为：

步骤5：通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值u_d～与u_q～，经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行，具体如下：

复合控制策略由滑模观测器和脉振高频信号注入法共同决定，当在中高速阶段采用滑模控制，零低速阶段采用高频信号注入得到转子信息，切换控制区采用加权系数复合控制，图6为永磁同步电机全速度范围复合控制策略控制方法的流程框图，具体实现控制策略切换为：

式中，为转子位置估计值，为转子速度估计值，为高频信号注入控制转子位置估计值，为滑模控制转子位置估计值，为高频信号注入转子速度估计值，为滑模控制转子速度估计值，λ为权重系数，λ表示为：

图7所示为依据提出的永磁同步电机复合策略控制方法搭建实验平台进行验证，结果证明了所提出的永磁同步电机全速度范围复合控制策略的可行性，能够使得电机在全速度范围内可靠稳定运行，避免了常规单一诊断方法由于不同速度段信号提取困难、电机参数变化等原因而导致的扰动问题，具有更好的控制鲁棒性，减小了信号处理的计算量，加快了动态响应速度。

Claims (6)

1.一种永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q；

步骤2：零低速阶段向估计旋转坐标系直轴注入高频信号，将转换后相电流i_d与i_q分别经过低通滤波器LPF和带通滤波器BPF进行处理；经过LPF得到电流信号的基波分量i_df与i_qf，经过BPF得到电流信号的高频分量i_dh与i_qh；

步骤3：将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e；

步骤4：中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值；

步骤5：通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值与经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，步骤1所述的将采集到的永磁同步电机的两相绕组中各自的相电流，分别经过Clark变换、Park变换得到同步旋转d-q坐标系电流值i_d与i_q，具体如下：

设定电机绕组α-β坐标系下实际电流值为i_α、i_β，d-q坐标系下实际电流值为i_d、i_q，通过Clark\Park矢量处理器进行处理采样电流值，得到相应的处理后的电流值，其中i_α、i_β和i_d、i_q分别为：

其中，T_3s/2s和T_2s/2r分别为Clark与Park变换矩阵，具体表示为：

其中，θ_e为转子实际位置角度。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，步骤2中所述的带通滤波器BPF，注入的高频信号为：

其中，u_h为注入高频信号的幅值；ω_h为注入信号的角频率；为注入高频信号幅值的直轴分量；为注入高频信号幅值的交轴分量；t为时间；

高频电流响应表示为：

其中，为电流信号高频分量的直轴分量值；表示电流信号高频分量的交轴分量值；L为平均电感，L＝(L_d+L_q)/2，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感；ΔL为半差电感，ΔL＝(L_d-L_q)/2；为位置角度估计误差；若ΔL≠0，则坐标中直轴交轴均含高频电流分量；若趋于0，则电流也趋于0，提取进行幅值调制。

4.根据权利要求1所述的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，步骤3中所述的将高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号相乘后送入位置信号处理器，得到转子信息估计值与然后将与设定值做差作为第一PI调节器的输入，第一PI调节器的输出与基波分量i_qf的差值输入第二PI调节器得到将基波分量i_df与预先给定参考值做差送入第二PI调节器得到估计旋转坐标系d轴电压值角度初始估计值结合磁极正向判断补偿得到转子位置角度实际值θ_e，具体如下：

步骤3.1、高频响应i_qh与补偿相位为的正弦调制信号具体处理如下：

当整个***调节稳定后，即趋于0时，上式转化为：

其中此时为一个只与注入信号频率、幅值、半差电感值、位置误差值有关的常数；

步骤3.2、位置信号处理器采用LPF与第二PI调节器构成的PLL***，第二PI调节器的传递函数G(s)采用如下形式：

式中，γ_p、γ_i分别为第二PI调节器的比例和积分增益；s为拉普拉斯变换公式变量；

基于PLL的转子位置估计***闭环传递函数为：

为了降低第二PI调节器参数的复杂度，上式3个极点都为δ＝-3α，PI参数整定为：

步骤3.3、在脉振高频电压注入法估算出的位置上进一步判断电机初始位置的磁极极性，依据磁路饱和效应，向估计旋转坐标系的直轴中注入幅值相等、方向相反的电压脉冲，通过判断直轴电流响应大小判断磁极方向：

式中，θ_c为磁极方向判断角度补偿，i⁺为注入脉冲信号的正向直轴电流响应，i^-为注入脉冲信号的负向直轴电流响应。

5.根据权利要求1所述的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，步骤4中所述的中高速阶段基于反电动势估计转子信息，将α-β坐标系下电压值与电流值通过滑模观测器算法构建反电动势，由构建的反电动势得到转子位置信息估计值，具体如下：

步骤4.1、将α-β坐标系下u_α、u_β、i_α、i_β作为滑模观测器的输入，其中u_α、u_β通过SMO算法得到电流观测值，然后使用观测值与实测值的差值构建反电势，通过LPF得到连续的扩展反电动势，表示为：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，k与τ₀为公式比例系数，为注入电流差值的α轴分量，为注入电流差值的β轴分量；

步骤4.2、低通滤波器对等效控制量进行滤波，会引起扩展反电动势的幅值和相位延迟，因此进行误差补偿得到转子位置角度信息：

式中，为α轴扩展反电动势，为β轴扩展反电动势，为转子转速估计值，表示为：ω_c为转子转速实际值。

6.根据权利要求1所述的永磁同步电机全速度范围复合策略控制方法，其特征在于，步骤5中所述的通过复合控制策略得到的估计旋转坐标系下的电压值与经Park逆变换处理器以及SVPWM环节得到PWM控制信号，驱动电机运行，具体如下：

复合控制策略由滑模观测器和脉振高频信号注入法共同决定，当在中高速阶段采用滑模控制，零低速阶段采用高频信号注入得到转子信息，切换控制区采用加权系数复合控制，具体策略切换为：

式中，为转子位置估计值，为转子速度估计值，为高频信号注入控制转子位置估计值，为滑模控制转子位置估计值，为高频信号注入转子速度估计值，为滑模控制转子速度估计值，λ为权重系数，λ表示为：

式中，为转子速度估计值，ω_L为转子转速设定下限值，ω_H为转子转速设定上限值。