CN111106767A - 永磁同步电机的无传感器启动控制方法 - Google Patents

永磁同步电机的无传感器启动控制方法 Download PDF

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CN111106767A CN201811253627.2A CN201811253627A CN111106767A CN 111106767 A CN111106767 A CN 111106767A CN 201811253627 A CN201811253627 A CN 201811253627A CN 111106767 A CN111106767 A CN 111106767A
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Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机的无传感器启动控制方法，包括以下步骤，启动阶段：电机处于零速时，采用脉振高频电压注入的控制方法启动电机，切换阶段：电机启动后就立即进入切换阶段，运行阶段：采用滑模观测器进行转速和转子位置角的检测，完成电机的转速电流双环调节以及空间矢量算法，控制三相逆变桥驱动电机运行。在该新型启动控制方式下，永磁同步电机能顺利完成转速电流双环启动，在电机转速极低的情况下，自动完成角度切换，切换时间极短，且切换过程中无任何电流冲击、转速波动，电机运行非常平稳。

Description

永磁同步电机的无传感器启动控制方法
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种永磁同步电机的无传感器启动控制方法。
背景技术
永磁同步电机因具有功率密度高、转矩性能优良、易于维护等优点，广泛应用于伺服系 统、工业控制等领域。现在很多永磁同步电机都采用无位置传感器的控制方式，虽然降低了 电机成本和安装难度，提高了***的可靠性，但是无传感器控制方式也存在一定的局限性。
无传感器控制方式通常采用滑模观测器的检测方法，由于滑模观测器是通过检测电机反 电势计算转子位置角，因此在电机静止状态下滑模观测器无法准确估算转子位置，因而电机 无法自行启动。为解决该问题，通常采用V/F(输出电压/频率)或IF/(电流/频率)的方式， 先将电机带到一定转速，在此转速下滑模观测器能准确估算转子位置和速度后，再切换到转 速电流的控制方式中。不过无论采用何种方式启动，都需要由单电流环向转速电流双环的控 制方式切换，由于切换前后电机的电流、转子位置角度存在较大差异，即使采用平滑的切换 方式，也无法避免切换过程中冲击电流、转矩不平衡等现象的发生，甚至存在切换失败情况。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种永磁同步电机的无传感器启动控制方 法，使永磁同步电机能顺利完成转速电流双环启动，在电机转速极低的情况下，自动完成角 度切换，切换时间极短，且切换过程中无任何电流冲击、转速波动，电机运行非常平稳。
本发明是通过以下技术方案实现的：
一种永磁同步电机的无传感器启动控制方法，包括以下步骤，
启动阶段：电机处于零速时，采用脉振高频电压注入的控制方法启动电机，采集转子位 置角和转速的并实现转速电流双环控制；在电机启动的同时采集电机参数并运行滑模观测器 算法以检测转子位置角；
切换阶段：电机启动后就立即进入切换阶段，计算脉振高频电压注入的控制方法和滑模 观测器算法两种控制方法检测的位置角差值Δθ，并将Δθ与设定的切换偏差Δθerr进行比较， 当Δθ小于Δθerr时就进行切换，切换后采用滑模观测器的角度代替脉振高频注入法检测的角 度，并逐渐减小注入的高频电压幅值直到零为止或者直接切断高频电压的注入；
运行阶段：采用滑模观测器进行转速和转子位置角的检测，完成电机的转速电流双环调 节以及空间矢量算法，控制三相逆变桥驱动电机运行。
在上述技术方案中，Δθerr为3度到20度。
在上述技术方案中，所述的脉振高频电压注入的控制方法包括以下步骤，
1)向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，在高频电压信号激励下产生高 频电流，
2)高频电流通过坐标变换并与调制信号sin(ωht)相乘得到高频电流分量
Figure BDA0001842252510000021
其中，ωh为 高频电压信号的相位，
3)高频电流分量
Figure BDA0001842252510000022
经低通滤波(LPF)和PI调节器得到电机的转速ωr，其中，控制
Figure BDA0001842252510000023
为零，使转子位置的估计值与实际值的误差Δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置 角估计值
Figure BDA0001842252510000024
在上述技术方案中，当为初次检测时，还包括进行直轴极性判断的步骤，所述的直轴极 性的判断步骤为再向估计的的直轴上分别注入方向相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流 峰值，当电压脉冲沿着实际直轴正方向注入时，电压脉冲在定子中产生的电流响应所形成的 磁场会加深磁路的饱和，电感变小，电流峰值较大；当电压脉冲沿着实际直轴正方向反方向 注入时，会使磁路饱和程度减小，电感变大或者保持不变，分别采集两次的电流峰值，并进 行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角θ不变，若为负 方向，则转子的初始位置角θ＝θ+π。
在上述技术方案中，提取出转子位置角
Figure BDA0001842252510000025
后，再向估计的直轴上分别注入
Figure BDA0001842252510000026
方向 相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实 际的直轴正方向，转子的初始位置角
Figure BDA0001842252510000027
不变，若为负方向，则转子的初始位置角
Figure BDA0001842252510000028
完成转子初始位置检测。
在上述技术方案中，所述的高频电压信号为高频正弦信号，其频率值要求远大于电机的 额定频率，又远小于逆变器IGBT的载波频率。
在上述技术方案中，所述的高频电压信号的频率大于电机额定频率的2-3倍，小于载波频 率的十分之一，高频电压信号注入的时间为2000-5000个高频电源频率周期。
在上述技术方案中，所述的转速电流双环控制步骤为，将由脉振高频电压注入的控制方 法获得的实时转速ωr与设定速度
Figure BDA0001842252510000031
的偏差值经速度PI调节器得到iq电流的参考值
Figure BDA0001842252510000032
由 clarke、park变换计算得出电机的电流iq、id，电流iq、id通过低通滤波器滤除高频电流分量 后，分别与参考值
Figure BDA0001842252510000033
0值做比较，产生的偏差值再经电流PI调节器得到电压的给定值
Figure BDA0001842252510000034
和
Figure BDA0001842252510000035
两者再经park逆变换产生电压给定值
Figure BDA0001842252510000036
和
Figure BDA0001842252510000037
Figure BDA0001842252510000038
和
Figure BDA0001842252510000039
为三相逆变器SVPWM的控制信号，通 过控制逆变器的输出实现调节电机转速的目的。
在上述技术方案中，所述的调制信号为sin(ωht)，为
Figure BDA00018422525100000310
其中
Figure BDA00018422525100000311
分 别为d、q轴的高频阻抗相角，Zdh、Zqh分别为d、q轴的高频阻抗，其中，
Zdh＝Rs+jωhLd，Zqh＝Rs+jωhLq，
Figure BDA00018422525100000312
在上述技术方案中，所述的滑模观测器算法中，滑模观测器方程如下：
Figure BDA00018422525100000313
式中
Figure BDA00018422525100000314
为定子电流估计值，
Figure BDA00018422525100000315
us为定子电压，us＝(uα,uβ)T；
A为系数矩阵，A＝(-Rs/Ls)I；
B为系数矩阵，B＝(1/Ls)I；
I为单位矩阵；
Rs为定子电阻；
Ls为定子电感。
K为K＝k.I，其中k为滑模增益，
为保证上式的收敛性，滑模增益k需满足k＞max(|eα|,|eβ|)；
式中zs定义如下：
Figure BDA00018422525100000316
|eα|、|eβ|为两相静止坐标系下电机反电势的绝对值；
其中，
Figure BDA0001842252510000041
为电机反电势估计值，
Figure BDA0001842252510000042
zs变量中含有反电动势信息，进行滤波后再反正切变换便可获得位置角的估计值：
滤波公式如下：
Figure BDA0001842252510000043
计算转子位置角公式为：
Figure BDA0001842252510000044
在上述技术方案中，低于10％转速不补偿，大于10％时对
Figure BDA0001842252510000045
进行补偿方法如下：
Figure BDA0001842252510000046
式中
Figure BDA0001842252510000047
为估算的电机α、β轴反电势；
za,zβ为α、β轴滑模等效控制函数；
Figure BDA0001842252510000048
为估算的电机转子位置角；
ω为电机实际转速；
ωc为低通滤波器的截止频率；
θ为补偿后的转子位置角；
滑模观测器的截止频率ωc为电机实时转速的3-5倍。
在上述技术方案中，滑模观测器中滑模增益k在10％额定转速以下为第一值，大于10％ 小于90％额定转速时采用第二值，大于90％转速再第三值。
本发明的优点和有益效果为：
本发明的新型无传感器启动技术，如利用DSP28335控制板进行了软件编程即可实现了 上述控制，进行了相关试验，试验结果表明，在该新型启动控制方式下，永磁同步电机能顺 利完成转速电流双环启动，在电机转速极低的情况下，自动完成角度切换，切换时间极短， 且切换过程中无任何电流冲击、转速波动，电机运行非常平稳。
本发明采用了优化的滑模观测器。在构建的滑模观测方程中增加了电机反电势这一反馈 项，同时优化了滑模观测器滤波频率、补偿参数等，并对滑模观测器用到的电压、电流参数 进行了滤波，排除了高频信号量的干扰，提高了滑模观测器的检测精度。
附图说明
图1是脉振高频电压注入法的***控制原理图。
图2为永磁同步电机切换控制算法流程图。
对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据以上附图获得 其他的相关附图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合具体实施例进一步说明本发 明的技术方案。
实施例一
本发明的一种永磁同步电机的无传感器启动控制方法，包括以下步骤，
启动阶段：电机处于零速时，采用脉振高频电压注入的控制方法启动电机，采集转子位 置角和转速的并实现转速电流双环控制；在电机启动的同时采集电机参数并运行滑模观测器 算法以检测转子位置角；
切换阶段：电机启动后就立即进入切换阶段，计算脉振高频电压注入的控制方法和滑模 观测器算法两种控制方法检测的位置角差值Δθ，并将Δθ与设定的切换偏差Δθerr进行比较， 当Δθ小于Δθerr时就进行切换，切换后采用滑模观测器的角度代替脉振高频注入法检测的角 度，并逐渐减小注入的高频电压幅值直到零为止或者直接切断高频电压的注入；其中，Δθerr为设定值，一般大小为3度到20度。
运行阶段：采用滑模观测器进行转速和转子位置角的检测，完成电机的转速电流双环调 节以及空间矢量算法，控制三相逆变桥驱动电机运行。
由于传统滑模观测器低速时对转子位置角检测效果欠佳，因此传统滑模观测器电机启动 需要：先进行转子预定位，再通过单电流环启动，然后当到达能够准确检测电机转子位置时， 再切换到转速电流双环控制。传统的脉振高频注入算法步骤则是：首先完成电机静止时转子 位置初次检测和直轴极性判断；，然后采用转速电流双环启动，当到达中高速时，便切换到滑 模观测器，并退出HFI。传统方法是在脉振高频电压注入法控制下，电机运行到一定转速(通 常为额定的10％)时再切换到滑模观测器。切换前，电机相电流中有明显的高频电流，电机 高频噪音一直存在。切换时刻，电机电流、转速都相相对较大，也不可避免产生一些电流、 转速的震荡。
本发明则是在脉振高频电压注入法启动电机后，便进行切换，切换时，电机刚启动还处 于升速过程中，切换完成时电机转速极低，从试验的情况看，切换转速大约在几十转左右， 甚至更低，试验电机额定转速是3000转，大概切换范围不会超过额定的3％，而且启动电流 较小，电机不会产生较大震荡，对电机的影响较小。由于切换在非常短的时间内完成，电机 相电流中基本不存在明显的高频电流，无任何高频噪音，效果较好，接近有位置传感器时的 启动。
本发明无传感器启动技术是将脉振高频电压注入法与滑模观测器算法相结合，利用脉振 高频电压注入法适用于电机零速启动运行的控制优势，无需转子预定位，在电机转子的任何 位置，都可采用转速电流双环的方式直接启动电机，由于采用双环控制代替了原有的单电流 环启动，因而电机的启动电流较小。同时由于两种控制方法检测的都是转子的实际位置角度， 因而转子位置检测的差异值Δθ较小，只要检测到Δθ小于设定的角度，即可采用滑模观测器 的角度代替脉振高频注入法检测的角度，完成切换。本发明无传感器启动技术切换前后电机 电流、转子位置角差异较小，无需切换控制环路，而且切换过程在转速电流双环的控制下， 电机可以在极低的转速下完成切换，切换过程非常平稳，无任何冲击电流、转速波动。本发 明无传感器启动技术与原有的启动方式对比如下表1所示：
表1
切换比较 转子预定位 电流差异 角度差异 环路切换 切换时转速
本发明启动方式 否 小 小 无需切换 极低转速
原有启动方式 是 大 大 单环到双环 一定转速
图2为永磁同步电机切换控制算法流程图，控制算法采用C语言编写在DSP控制板9中运 行，图2中(a)为主程序流程图，(b)为定时器中断子程序流程图，定时器中断子程序在主 程序中执行，主要完成新型无传感器启动算法、转速电流双环的矢量控制算法，具体实施方 式如下：
主程序具体实施方式如下：
(Ⅰ)开始
程序开始，从主程序入口，S1；
(Ⅱ)初始化
进行DSP的初始化，完成DSP外设时钟、看门狗、IO口(输入输出)以及中断向量表的初始化工作，S2；
(Ⅲ)配置寄存器
配置定时器、PWM寄存器、SCI寄存器以及中断寄存器，并使能相关中断功能，S3；
(Ⅳ)初始化软件参数
初始化定时器、PWM占空比、延时时间、RS232通讯软件等相关参数，S4；
(Ⅴ)循环等待
进入主循环，等待定时器中断发生，S5；
(Ⅵ)执行中断程序并返回
执行定时器中断子程序，完成后返回主程序，循环等待，S6。
定时器中断子程序具体实施方式如下：
(Ⅰ)中断开始
发生定时中断，进入定时器中断程序，S7；
(Ⅱ)是否已启动
判断电机是否启动，若未启动，执行脉振高频电压注入启动控制算法，否则执行基于滑 模观测器的控制算法，S8；
(Ⅲ)脉振高频电压注入控制启动
注入脉振高频电压，完成高频电流信号的提取，通过调节器控制获得电机转速和转子位 置角，进行电机参数的滤波采样和坐标变换，并完成速度电流的PI控制调节以及空间矢量算 法，完成电机的启动运行，S9；
(Ⅳ)新型切换控制
实时计算滑模观测器检测转子角度与脉振高频注入法检测角度之间的差值，当该差值等 于零或小于一定范围时，进行角度切换，切换完毕后，逐渐减小注入的脉振高频电压幅值， 直到零为止，S10；
(Ⅴ)基于滑模观测器法的控制运行
进行电机参数的采样和坐标变换，采用滑模观测器进行转速和转子位置角的检测，完成 电机转速电流的PI控制调节以及空间矢量算法，计算占空比输出PWM信号，控制三相逆变桥 驱动电机运行，S11；
(Ⅵ)中断完成返回主程序
完成电机的启动、切换以及运行控制，中断完成返回主程序，S12。
实施例二
如图所示，转子位置角采用脉振高频电压注入法进行检测，具体包括以下步骤，
1)向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，在高频电压信号激励下产生高 频电流，
2)高频电流通过坐标变换并与调制信号sin(ωht)相乘得到高频电流分量
Figure BDA0001842252510000081
ωh为高频电 压信号的的相位，
3)高频电流分量
Figure BDA0001842252510000082
经低通滤波(LPF)和PI调节器得到电机的转速ωr，其中，控制
Figure BDA0001842252510000083
为零，使转子位置的估计值与实际值的误差Δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置 角估计值
Figure BDA0001842252510000084
脉振高频注入原理
脉振高频电压注入法是向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频正弦电压信号，由此 产生一个高频脉振的磁场，该电压信号能够激励电机产生电感饱和效应，使得表贴式永磁同 步电机呈现“凸极性”，通过检测包含有转子位置信息的高频电流响应，将此信号解调后就可 得到转子位置与转速，从而实现无位置传感器控制。
d-q旋转坐标系下永磁同步电机数学模型为：
Figure BDA0001842252510000085
式中ud,uq----定子直轴、交轴电压；
id,iq----定子直轴、交轴电流；
Ld,Lq----定子直轴、交轴电感；
ψf----转子磁链；
ωe----电气角速度；
p----微分算子。
Rs电机相电阻
由于高频电压信号注入的是估计的两相旋转坐标系
Figure BDA0001842252510000091
与实际
d-q坐标系之间的关系为：
Figure BDA0001842252510000092
Figure BDA0001842252510000093
式中
Figure BDA0001842252510000094
----估计定子直轴、交轴高频电压；
Figure BDA0001842252510000095
----估计定子直轴、交轴高频电流；
其中Δθ为转子位置误差角：
Figure BDA0001842252510000096
式中θ,
Figure BDA0001842252510000097
----转子位置实际值与估计值；
假设在估计的两相旋转坐标系上注入高频电压信号为：
Figure BDA0001842252510000098
式中
Figure BDA0001842252510000099
----在估计的d轴、q轴注入的高频电压；
uh,ωh----注入的高频电压的幅值和相位。
在脉振高频信号激励下，电机转子保持静止，忽略电阻压降，根据式(1)到(4)可得到估计的两相旋转坐标系下的电流响应为：
Figure BDA00018422525100000910
Figure BDA00018422525100000911
式中Ldh,Lqh----高频信号激励下的直轴、交轴电感；
式(5)中电流估计值
Figure BDA0001842252510000101
幅值中含有转子位置估计误差Δθ，将该信号不通过带通滤波器 (BPF)滤除载波频率信号和基波频率信号，将该信号直接与调制信号sin(ωht)相乘，再经低 通滤波(LPF)后得到：
Figure BDA0001842252510000102
f(Δθ)再经过PI调节器后，控制
Figure BDA0001842252510000103
为零，使转子位置的估计值与实际值的误差Δθ逐渐 接近0，再经积分器便可得到转子的位置角估计值
Figure BDA0001842252510000104
其中，当为初次检测时，还包括进行直轴极性判断的步骤。当为初次检测时，则直接对 f(Δθ)进行积分便可得到转子初始位置角估计值
Figure BDA0001842252510000105
由于该估计值可能与实际位置一致，也 可能相差πrad，所以必须对实际直轴的正方向进行判断，具体方法如下：
在估计的两相旋转坐标系下的直轴上注入正、反方向的等宽电压脉冲ud，当电压脉冲沿 着实际直轴正方向注入时，电压脉冲在定子中产生的电流响应所形成的磁场会加深磁路的饱 和，电感变小，电流峰值较大；当电压脉冲沿着实际直轴正方向反方向注入时，会使磁路饱 和程度减小，电感变大或者保持不变，电流峰值较小。因此根据电流峰值大小可判断出实际 的直轴正方向。若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角θ不变，若为负方向，则转子的 初始位置角θ＝θ+π。
具体地，提取出转子位置角
Figure BDA0001842252510000106
后，再向估计的直轴上分别注入
Figure BDA0001842252510000107
方向相反的电压 脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正 方向，转子的初始位置角
Figure BDA0001842252510000108
不变，若为负方向，则转子的初始位置角
Figure BDA0001842252510000109
完成转子初 始位置检测。
需要说明的是，所述的高频电压信号为高频正弦信号，其频率值要求远大于电机的额定 频率，又远小于逆变器IGBT的载波频率，如所述的高频电压信号的频率大于电机额定频率的 2-3倍，小于载波频率的十分之一，高频电压信号注入的时间为2000-5000个高频电源频率周 期。其中，高频正弦电压信号由逆变器产生，采用适当的频率即可实现上述检测，如电机额 定频率为200Hz，载波频率为10kHz，高频电压频率选择为500Hz-1000Hz都可以。其中，试验 时采用500Hz频率，因此注入时间为4s-10s。
通常电机的无传感器算法都是通过估算电机反电势检测转子位置的，所以当电机处于静 止状态时，电机反电势为0，便无法检测电机转子位置，电机便无法启动，而本方法能够不依 赖电机反电势，通过外部信号注入，完成电机转子位置的实时检测。脉振高频电压注入法是 基于定子电感非线性饱和特性，在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，通过 闭环调节控制并结合直轴方向判断，得到正确的转子位置角度，该方法无需改变或添加硬件 电路，能够在任意初始位置情况下快速、准确地检测出转子的位置角度，从而完成永磁同步 电机的转速电流双环启动运行。
实施例三
其中，还包括检测出的转子角度参与计算电机的实时转速ωr以完成转速调节的步骤，所 述的转速调节步骤为，实时转速ωr与设定速度
Figure BDA0001842252510000111
的偏差值经速度PI调节器得到iq电流的参考 值
Figure BDA0001842252510000112
由clarke、park变换计算得出电机的电流iq、id，电流iq、id通过低通滤波器滤除高频 电流分量后，分别与参考值
Figure BDA0001842252510000113
0值做比较，产生的偏差值再经电流PI调节器得到电压的给定 值
Figure BDA0001842252510000114
和
Figure BDA0001842252510000115
两者再经park逆变换产生电压给定值
Figure BDA0001842252510000116
和
Figure BDA0001842252510000117
Figure BDA0001842252510000118
和
Figure BDA0001842252510000119
为三相逆变器SVPWM的 控制信号，通过控制逆变器的输出，达到调节电机转速的目的。
根据所述的基于脉振高频电压注入的控制方法，本发明利用DSP，如DSP28335控制板进 行了软件编程，实现了上述控制算法并进行了电机试验，试验结果表明，脉振高频电压注入 法不仅适用于内嵌式电机，也适用于表贴式电机，同时该方法能够有效、准确地检测出转子 的位置角，完成永磁同步电机的转速双环控制。
实施例四
所述的调制信号为sin(ωht)，为
Figure BDA00018422525100001110
其中
Figure BDA00018422525100001111
分别为d、q轴的高频阻 抗相角，Zdh、Zqh分别为d、q轴的高频阻抗，j为虚数单位，其中，
Zdh＝Rs+jωhLd，Zqh＝Rs+jωhLq，
Figure BDA00018422525100001112
为了保证转子位置估算***的稳定性，改进了调制信号，转子位置估算***的稳定性不 受电机参数和注入信号频率的制约。高频电流分量
Figure BDA0001842252510000121
的提取，通常是采用带通滤波器对坐标 变换后的iq电流进行滤波后得到。本发明应用过程中直接省去了带通滤波器，坐标变换后的iq 电流直接与调制信号
Figure BDA0001842252510000122
相乘。不使用带通滤波器，能大大简化运算量，提高 计算效率，提高***的动态响应，降低程序复杂性。另外，不使用带通滤波器能尽可能保留 含有转子位置信息的高频分量。同时引入高频阻抗角，改进了调制信号，转子位置估算*** 的稳定性不受电机参数和注入信号频率的制约保证转子位置估算***的稳定性。
实施例四
本发明的滑模观测器算法中，滑模观测器方程如下：
Figure BDA0001842252510000123
式中
Figure BDA0001842252510000124
为定子电流估计值，
Figure BDA0001842252510000125
us为定子电压，us＝(uα,uβ)T；
A为系数矩阵，A＝(-Rs/Ls)I；
B为系数矩阵，B＝(1/Ls)I；
I为单位矩阵；
Rs为定子电阻；
Ls为定子电感。
K为K＝k.I，其中k为滑模增益。
为保证上式的收敛性，滑模增益k需满足k＞max(|eα|,|eβ|)；
式中zs定义如下：
Figure BDA0001842252510000126
|eα|、|eβ|为两相静止坐标系下电机反电势的绝对值；
其中，
Figure BDA0001842252510000127
为电机反电势估计值，
Figure BDA0001842252510000128
zs变量中含有反电动势信息，进行滤波后再反正切变换便可获得位置角的估计值：
滤波公式如下：
Figure BDA0001842252510000131
计算转子位置角公式为：
Figure BDA0001842252510000132
构建滑模观测器方程时，将电机反电势作为负反馈量增加到原方程，能有效提高低速时 的反电势检测精度，从而能更加准确的检测转子位置。
其中，由于采用低通滤波器来获取反电势，引入了相位延迟，相位延迟与低通滤波器截 止频率有关，截止频率越低，相位延迟越大，因此需要对相位延迟进行一定补偿，对
Figure BDA0001842252510000133
进行 补偿方法如下：低于10％转速不补偿，大于10％时对
Figure BDA0001842252510000134
进行补偿方法如下：
Figure BDA0001842252510000135
式中
Figure BDA0001842252510000136
为估算的电机α、β轴反电势；
za,zβ为α、β轴滑模等效控制函数；
Figure BDA0001842252510000137
为估算的电机转子位置角；
ω为电机实际转速(角频率)。
ωc为低通滤波器的截止频率。
θ为补偿后的转子位置角；
滑模观测器的截止频率ωc不再为固定值，而是跟随电机转速实时变化，固定设置为电机 实时转速的3-5倍。
优选地，滑模观测器中滑模增益k也不再为固定值，也是根据转速变化，不同转速段采 取不同的值，通常在10％额定转速以下为第一值，大于10％小于90％额定转速时采用第二值， 大于90％转速再第三值。
滑模增益k取值：不同电机反电势不同，因此其值应根据电机实际情况设定，不过总体 原则必须满足反电势最大值(k＞max(|eα|,|eβ|))。通常对每个电机来说，滑模增益k为固定值， 假设电机已经确定k值，这里我们取k的1.1-1.3倍(倍数根据电机具体选择)，在10％额定 转速以下，采用1.3k，10％-90％时采用1.2k，大于90％时采用1.1k。
上述策略的综合应用，改善了滑模观测器的低速检测精度，才实现电机在极低转速时便 可以准确检测转子位置，因此能迅速由高频电压注入切换至滑模观测器控制。
为了易于说明，实施例中使用了诸如“上”、“下”、“左”、“右”等空间相对术语，用于说明 图中示出的一个元件或特征相对于另一个元件或特征的关系。应该理解的是，除了图中示出 的方位之外，空间术语意在于包括装置在使用或操作中的不同方位。例如，如果图中的装置 被倒置，被叙述为位于其他元件或特征“下”的元件将定位在其他元件或特征“上”。因此，示 例性术语“下”可以包含上和下方位两者。装置可以以其他方式定位(旋转90度或位于其他方 位)，这里所用的空间相对说明可相应地解释。
而且，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个与另一个具有相同名称的 部件区分开来，而不一定要求或者暗示这些部件之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
以上对本发明做了示例性的描述，应该说明的是，在不脱离本发明的核心的情况下，任 何简单的变形、修改或者其他本领域技术人员能够不花费创造性劳动的等同替换均落入本发 明的保护范围。

Claims (12)

1.一种永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
启动阶段：电机处于零速时，采用脉振高频电压注入的控制方法启动电机，采集转子位置角和转速的并实现转速电流双环控制；在电机启动的同时采集电机参数并运行滑模观测器算法以检测转子位置角；
切换阶段：电机启动后就立即进入切换阶段，计算脉振高频电压注入的控制方法和滑模观测器算法两种控制方法检测的位置角差值Δθ，并将Δθ与设定的切换偏差Δθerr进行比较，当Δθ小于Δθerr时就进行切换，切换后采用滑模观测器的角度代替脉振高频注入法检测的角度，并逐渐减小注入的高频电压幅值直到零为止或者直接切断高频电压的注入；
运行阶段：采用滑模观测器进行转速和转子位置角的检测，完成电机的转速电流双环调节以及空间矢量算法，控制三相逆变桥驱动电机运行。
2.如权利要求1所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于，Δθerr为3度到20度。
3.如权利要求1所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的脉振高频电压注入的控制方法包括以下步骤，
1)向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，在高频电压信号激励下产生高频电流，
2)高频电流通过坐标变换并与调制信号sin(ωht)相乘得到高频电流分量
Figure FDA0001842252500000011
其中，ωh为高频电压信号的相位，
3)高频电流分量
Figure FDA0001842252500000012
经低通滤波(LPF)和PI调节器得到电机的转速ωr，其中，控制
Figure FDA0001842252500000013
为零，使转子位置的估计值与实际值的误差Δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置角估计值
Figure FDA0001842252500000014
4.如权利要求3所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：当为初次检测时，还包括进行直轴极性判断的步骤，所述的直轴极性的判断步骤为再向估计的的直轴上分别注入方向相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，当电压脉冲沿着实际直轴正方向注入时，电压脉冲在定子中产生的电流响应所形成的磁场会加深磁路的饱和，电感变小，电流峰值较大；当电压脉冲沿着实际直轴正方向反方向注入时，会使磁路饱和程度减小，电感变大或者保持不变，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角θ不变，若为负方向，则转子的初始位置角θ＝θ+π。
5.如权利要求4所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：提取出转子位置角
Figure FDA0001842252500000021
后，再向估计的直轴上分别注入
Figure FDA0001842252500000022
方向相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角
Figure FDA0001842252500000023
不变，若为负方向，则转子的初始位置角
Figure FDA0001842252500000024
完成转子初始位置检测。
6.如权利要求5所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的高频电压信号为高频正弦信号，其频率值要求远大于电机的额定频率，又远小于逆变器IGBT的载波频率。
7.如权利要求6所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的高频电压信号的频率大于电机额定频率的2-3倍，小于载波频率的十分之一，高频电压信号注入的时间为2000-5000个高频电源频率周期。
8.如权利要求3所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的转速电流双环控制步骤为，将由脉振高频电压注入的控制方法获得的实时转速ωr与设定速度
Figure FDA0001842252500000025
的偏差值经速度PI调节器得到iq电流的参考值
Figure FDA0001842252500000026
由clarke、park变换计算得出电机的电流iq、id，电流iq、id通过低通滤波器滤除高频电流分量后，分别与参考值
Figure FDA0001842252500000027
0值做比较，产生的偏差值再经电流PI调节器得到电压的给定值
Figure FDA0001842252500000028
和
Figure FDA0001842252500000029
两者再经park逆变换产生电压给定值
Figure FDA00018422525000000210
和
Figure FDA00018422525000000211
和
Figure FDA00018422525000000212
为三相逆变器SVPWM的控制信号，通过控制逆变器的输出实现调节电机转速的目的。
9.如权利要求1所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的调制信号为sin(ωht)，为
Figure FDA00018422525000000213
其中
Figure FDA00018422525000000214
分别为d、q轴的高频阻抗相角，Zdh、Zqh分别为d、q轴的高频阻抗，其中，
Zdh＝Rs+jωhLd，Zqh＝Rs+jωhLq，
Figure FDA00018422525000000215
10.如权利要求1所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：所述的滑模观测器算法中，滑模观测器方程如下：
Figure FDA00018422525000000216
式中
Figure FDA0001842252500000031
为定子电流估计值，
Figure FDA0001842252500000032
us为定子电压，us＝(uα,uβ)T；
A为系数矩阵，A＝(-Rs/Ls)I；
B为系数矩阵，B＝(1/Ls)I；
I为单位矩阵；
Rs为定子电阻；
Ls为定子电感。
K为K＝k.I，其中k为滑模增益，
为保证上式的收敛性，滑模增益k需满足k＞max(|eα|,|eβ|)；
式中zs定义如下：
Figure FDA0001842252500000033
|eα|、|eβ|为两相静止坐标系下电机反电势的绝对值；
其中，
Figure FDA0001842252500000034
为电机反电势估计值，
Figure FDA0001842252500000035
zs变量中含有反电动势信息，进行滤波后再反正切变换便可获得位置角的估计值：
滤波公式如下：
Figure FDA0001842252500000036
计算转子位置角公式为：
Figure FDA0001842252500000037
11.如权利要求10所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：低于10％转速不补偿，大于10％时对
Figure FDA0001842252500000038
进行补偿方法如下：
Figure FDA0001842252500000041
式中
Figure FDA0001842252500000042
为估算的电机α、β轴反电势；
za,zβ为α、β轴滑模等效控制函数；
Figure FDA0001842252500000043
为估算的电机转子位置角；
ω为电机实际转速；
ωc为低通滤波器的截止频率；
θ为补偿后的转子位置角；
滑模观测器的截止频率ωc为电机实时转速的3-5倍。
12.如权利要求10所述的永磁同步电机的无传感器启动控制方法，其特征在于：滑模观测器中滑模增益k在10％额定转速以下为第一值，大于10％小于90％额定转速时采用第二值，大于90％转速再第三值。
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