CN108365760B - 一种混合调制隔离型双路输出dc-dc变换器 - Google Patents

一种混合调制隔离型双路输出dc-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种混合调制隔离型双路输出DC‑DC变换器，包括：输入电源；并联半桥LLC谐振电路，采用频率调制方式将直流输入电压变换为较高的直流输出电压，副边为全波整流电路结构；移相全桥电路，连接于所述并联半桥LLC谐振电路的两个桥臂之间，采用调节两个桥臂间的相位方式将直流输入电压变换为较低直流输出电压，副边为全波整流电路结构。该变换器提高了两路输出之间的独立性与稳定性，减少了两路输出之间的相互影响。该变换器通过控制输出电压，实现稳定的直流电压输出；同时，该变换器具有高频变压器，可以实现电气隔离。

Description

一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器
技术领域
本发明属于电力电子领域，具体涉及一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器。
背景技术
随着电动汽车、通讯技术和电力***等的发展，对电动汽车充电器、通讯用开关电源和电力操作电的性能、重量、体积、效率和可靠性等方面提出了更高的要求，这些领域的电源通常采用直流电源，例如电动汽车充电器输出直流电源对电池进行充电。在某些场合，不少用电设备需要两路甚至多路直流电源，例如电动汽车中，在对动力电池进行充电的同时，需要对汽车的其他设备进行供电。传统上对这类用电设备采用两套独立的供电***进行供电，这增大了***运行的成本与体积，不利于***的集成化。而现存的一些双路输出变换器中，高压输出与低压输出并不相互独立，且两路电源中存在交叉调整率的问题，这给两路输出电压的控制带来了困难。
X.Gao,H.F.Wu和Y.Xing等人在标题为A Multi-Output LLC Resonant Converterwith Semi-Active Rectifiers(IEEE Journal of Emerging and Selected Topics inPower Electronics,2017.5(4),pp.1819-1827.)提出了一种基于半桥LLC谐振电路的双路输出变换器，该变换器在实现两路输出独立控制的同时，可以实现两路输出的相互隔离，且原边开关管可以实现零电压软开关。但是，该变换器将副边不控制整流中的两个二极管改为开关管从而成为半主动整流，会增加变换器的成本，增加变换器的控制难度。
公开号为CN106787724A的专利申请公开了一种开关零电压关断双路输入高增益DC/DC变换器，包含两个直流输入电源，两个电感，两个功率开关，以及两个零电压关断软开关辅助电路和倍增模块。第一电感的输入端接第一直流输入电源的正极，第二电感的输入端接第二直流输入电源的正极，输出端分别接第一功率开关和第二功率开关的漏极，第一功率开关和第二功率开关的源极接输入电源的负极；两个功率开关的栅极分别接各自的控制器；两个零电压关断软开关辅助电路都是由一个电容和两个二极管组成，第一电感和第二电感的输出端分别接零电压关断软开关辅助电路网络中相应的结点；两个倍增模块是由两个二极管和两个电容构成的具有四个端口的单元。该技术内容运用双路直流电源输入方式提高能源的综合利用率，但是，没有降低变换器成本。
发明内容
本发明的目的是提供了一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器。该变换器通过两种不同的电路拓扑实现两路相互独立的电压输出，且两路输出相互隔离，独立调压；该变换器通过控制输出电压，实现稳定的直流电压输出；同时，该变换器具有高频变压器，可以实现电气隔离的功能。
为实现上述发明目的，本发明提供以下技术方案：
一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器，包括：
输入电源；
并联半桥LLC谐振电路，采用频率调制方式将直流输入电压变换为较高的直流输出电压，副边为全波整流结构；
移相全桥电路，连接于所述并联半桥LLC谐振电路的两个桥臂之间，采用调节两个桥臂间的相位方式将直流输入电压变换为较低直流输出电压，副边为全波整流结构。
优选地，所述并联半桥LLC谐振电路的原边包括：
第一桥臂，由串联的第一功率开关管和第二功率开关管组成，第一功率开关管的漏极与所述输入电源的正极相连，第二功率开关管的源极与所述输入电源的负极相连；
第二桥臂，与所述第一桥臂并联，由串联的第三功率开关管和第四功率开关管组成，第三功率开关管的漏极与第一功率开关管的漏极相连，第四功率开关管的源极与第二功率开关管的源极相连；
第一谐振电容，第二谐振电容；
第一谐振电感；第二谐振电感；
第一变压器原边绕组；第二变压器原边绕组；
第一变压器原边绕组的同名端依次通过第一谐振电感、第一谐振电容与第一功率开关管的源极共连，第一变压器原边绕组的异名端与第二功率开关管的源极共连；
第二变压器原边绕组的同名端依次通过第二谐振电感、第二谐振电容与第三功率开关管的源极共连，第二变压器原边绕组的异名端与第四功率开关管的源极共连；
所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管均带有反并二极管。
优选地，所述并联半桥LLC谐振电路的副边包括：
第一变压器的第一副边绕组、第一变压器的第二副边绕组，所述第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连；
第一功率二极管，阳极与所述第一副边绕组的同名端相连，
第二功率二极管，阳极与所述第二副边绕组的异名端相连，阴极与所述第一功率二极管的阴极相连；
第二变压器的第三副边绕组、第二变压器的第四副边绕组，所述第三副边绕组的异名端与第四副边绕组的同名端相连；
第三功率二极管，阳极与所述第三副边绕组的同名端相连，
第四功率二极管，阳极与所述第四副边绕组的异名端相连，阴极与所述第三功率二极管的阴极相连；
第一滤波电容，负极与所述第一副边绕组的异名端相连，正极与所述第一功率二极管的阴极相连；
第二滤波电容，负极与所述第三副边绕组的异名端相连，正极同时与所述第三功率二极管的负极和所述第一滤波电容的负极相连；
所述第一滤波电容的正极与所述第二滤波电容的负极作为DC-DC变换器的较高直流电压输出端。
优选地，所述移相全桥电路的原边包括：
隔直电容，正极与所述第一功率开关管的源极相连，负极与第三变压器的正极相连；
第三变压器的原边绕组，其同名端与所述隔直电容的负极相连，异名端与所述第三功率开关管的源极相连。
优选地，所述移相全桥电路的副边包括：
第三变压器的第五副边绕组、第三变压器的第六副边绕组，所述第五副边绕组的异名端与第六副边绕组的同名端相连；
第五功率二极管，阳极与所述第五副边绕组的同名端相连，
第六功率二极管，阳极与所述第六副边绕组的异名端相连，阴极与所述第五功率二极管的阴极相连；
滤波电感，正极与所述第五功率二极管的阴极相连，负极与第三滤波电容的正极相连；
第三滤波电容，正极与所述滤波电感的负极相连，负极与所述第五副边绕组的异名端相连；
所述第三滤波电容的正极与负极作为DC-DC变换器的较低直流电压输出端。
优选地，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管均为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管，可实现零电压开通(Zero VoltageSwitching，ZVS)。
其中，所述并联半桥LLC谐振电路的副边也可以是全桥整流电路结构。
与现有技术相比，本发明具有的有益效果为：
(1)两路并联的LLC谐振电路相比于传统LLC谐振电路减小了每一个谐振腔的电流，降低了每一路上器件的电流应力，进而减小了磁元件的体积与损耗；
(2)高压输出与低压输出采用不同的控制变量，实现了两路输出的独立控制，减小了两路输出之间的相互影响；
(3)采用输入并联-输出串联的谐振腔并联方法，较好的实现了两个谐振腔之间的均流，增强了电路稳定性；
(4)高压输出原边为半桥LLC谐振电路，低压输出原边为移相全桥电路，移相全桥电路的原边电感可以做到尽量小，可以忽略占空比丢失问题；原边开关管可以实现零电压软开关，降低***的损耗。
附图说明
图1为本发明提供的混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器的结构示意图；
图2为本发明提供的混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器的工作波形图；
图3为图1所示的DC-DC变换器处于工作模态1时的等效电路图；
图4为图1所示的DC-DC变换器处于工作模态2时的等效电路图；
图5为图1所示的DC-DC变换器处于工作模态3时的等效电路图；
图6为图1所示的DC-DC变换器处于工作模态4时的等效电路图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。
一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器，包括一个并联半桥LLC谐振电路和移相全桥电路；并联LLC谐振电路的原边为半桥电路结构，副边为全波整流电路结构；移相全桥电路的原边为全桥电路结构，副边为全波整流结构；采用的二极管均为功率二极管。
如图1所示，原边电路包括：
1)与输入电源相连的第一原边支路，由第一功率开关管S1、第二功率开关管S2组成；与输入电源相连的第二原边支路，由第三功率开关管S3、第四功率开关管S4组成。第一功率开关管S1的漏极与输入电源正极相连，第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连，第二功率开关管S2的源极与输入电源负极相连；第三功率开关管S3的漏极与输入电源正极相连，第四功率开关管S4的漏极与第三功率开关管S3的源极相连，第四功率开关管S4的源极与输入电源负极相连。所述开关管S1、S2、S3和S4为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
2)谐振电容Cr1、谐振电感Lr1和变压器T1(变压器T1等效成由励磁电感Lm1和理想变压器组成)与第一原边支路相连，谐振电容Cr2、谐振电感Lr2和变压器T2(变压器T2等效成由励磁电感Lm2和理想变压器组成)与第二原边支路相连，隔直电容CB、变压器T3(变压器T3等效成由作为谐振电感的漏感Lr3和理想变压器组成)与第一原边支路中点和第二原边支路中点相连。谐振电容Cr1和谐振电感Lr1串联，谐振电容Cr1一端与第一原边支路上的第一功率开关管S1的源极相连，谐振电感Lr1的一端与变压器T1原边绕组的同名端相连，变压器T1原边绕组的异名端与第一原边支路上第二功率开关管S2的源极相连。谐振电容Cr2和谐振电感Lr2串联，谐振电容Cr2一端与第二原边支路上的第三功率开关管S3的源极相连，谐振电感Lr2的一端与变压器T2原边绕组的同名端相连，变压器T2原边绕组的异名端与第二原边支路上第四功率开关管S4的源极相连。隔直电容CB和变压器T3串联，隔直电容CB一端与第一原边支路上的第一功率开关管S1的源极相连，隔直电容CB另一端与变压器T3原边绕组的同名端相连，变压器T3原边绕组的异名端与第二原边支路上第三功率开关管S3的源极相连。
3)隔离变压器T1的原边绕组的同名端与谐振电容Cr1、谐振电感Lr1相连。隔离变压器T1的异名端与第一原边支路的第二功率开关管S2的源极一端相连。隔离变压器T2的原边绕组的同名端与谐振电容Cr2、谐振电感Lr2相连。隔离变压器T2的异名端与第二原边支路的第四功率开关管S4的源极一端相连。不考虑变压器的漏感，通过调节第一桥臂上第一功率开关管S1、第二功率开关管S2以及第二桥臂上第三功率开关管S3、第四功率开关管S4的开通和关断来调节开关网络的频率，进而改变谐振网络增益，以此调节输出电压以便获得需要的电压值。隔离变压器T3的原边绕组的同名端与隔直电容CB相连。隔离变压器T3的异名端与第二原边支路的第三功率开关管S3的源极一端相连。通过调节第一原边支路与第二原边支路之间的相位调节两桥臂中点输出电压的相位差，进而改变两桥臂中点间波形的占空比，以此调节输出电压以便获得需要的电压值。
副边电路包括：
1)与第一输出负载并联的第一副边支路，由第一功率二极管Do1、第二功率二极管Do2、第三功率二极管Do3、第四功率二极管Do4、第一输出滤波电容Co1、第二输出滤波电容Co2、隔离变压器T1的第一副边绕组与第二副边绕组、以及隔离变压器T2的第一副边绕组与第二副边绕组组成。其中隔离变压器T1的第一副边绕组同名端与第一功率二极管Do1阳极相连，异名端与隔离变压器T1的第二副边绕组同名端相连，并连接到第一输出滤波电容Co1负极；隔离变压器T1的第二副边绕组异名端与第二功率二极管Do2阳极相连；第一功率二极管Do1的阴极与第二功率二极管Do2的阴极相连，并连接到第一输出滤波电容Co1正极。隔离变压器T2的第一副边绕组同名端与第三功率二极管Do3阳极相连，异名端与隔离变压器T2的第二副边绕组同名端相连，并连接到第二输出滤波电容Co2负极；隔离变压器T2的第二副边绕组异名端与第四功率二极管Do4阳极相连；第三功率二极管Do3的阴极与第四功率二极管Do4的阴极相连，并连接到第二输出滤波电容Co2正极。第一输出滤波电容Co1的阳极连接到第一输出负载阳极端，第一输出滤波电容Co1的阴极连接到第二输出滤波电容Co2的阳极，第二输出滤波电容Co2的阴极连接到第一输出负载阴极端。
2)与输出负载并联的第三副边支路，由第五功率二极管Do5、第六功率二极管Do6、隔离变压器T3的第一副边绕组与第二副边绕组、输出滤波电感Lf和输出滤波电容Co组成。其中隔离变压器T3的第一副边绕组同名端与第五功率二极管Do5阳极相连，隔离变压器T3的第一副边绕组异名端与隔离变压器T3的第二副边绕组同名端相连，并连接到输出滤波电容Co阴极；隔离变压器T3的第二副边绕组异名端与第六功率二极管Do6阳极相连；第五功率二极管Do5的阴极与第六功率二极管Do6的阴极相连，并连接到输出滤波电感Lf的一端，输出滤波电感Lf的另一端与输出滤波电容Co的阳极相连；输出滤波电容Co的阳极与输出负载的阳极端相连，输出滤波电容Co的阴极与输出负载的阴极端相连。
3)输出负载：输出负载为负载RL1与RL2，负载RL1与RL2分别跨接在两路输出端口的正负两端。
本发明的变换器，并联半桥LLC谐振电路采用调节频率的方式进行调压，设计输出200V～400V的直流电压，称为高压侧；移相全桥电路采用调节相位的方式进行调压，设计输出48V的直流电压，称为低压侧。可以实现两路输出间的相互隔离与独立控制。
为叙述工作模态换流过程，作假设条件如下：
(1)为简化分析，两路并联LLC谐振电路中的谐振电感Lr1＝Lr2，谐振电容Cr1＝Cr2，励磁电感Lm1＝Lm2；
(2)为简化分析，在分析中，忽略同一个桥臂上的两个开关管的死区时间；
(3)第一原边支路的功率开关管S1、S2互补工作在谐振频率上；第二原边支路的功率开关管S3、S4互补工作在谐振频率上；
(4)两桥臂开关信号之间的相移大于0°，小于180°。
换流过程分析(忽略死区时间)：
1)模态1：[t0～t1]
如图3所示，开关管S1导通，S2关断，S3关断，S4导通，谐振电容Cr1和谐振电感Lr1发生谐振，谐振电流iLr1滞后输入电压，开关管S1零电压软开通，谐振电流iLr1呈正弦形式变化，谐振电流iLr1和励磁电感电流iLm1之差传递到副边；谐振电容Cr2和谐振电感Lr2发生谐振，谐振电流iLr2呈正弦形式变化，励磁电感电流iLm2和谐振电感iLr2之差传递到副边；移相全桥电路的输入电压vAB为+Vin，电流iLr3呈线性增加。
2)模态2：[t1～t2]
如图4所示，开关管S1导通，S2关断，S3导通，S4关断，谐振电容Cr1和谐振电感Lr1发生谐振，谐振电流iLr1呈正弦形式变化，谐振电流iLr1与励磁电感电流iLm1之差传递到副边；由于谐振电流iLr2滞后输入电压，开关管S3零电压软开通，谐振电流iLr2与励磁电感电流iLm2之差传递到副边；移相全桥电路的输入电压vAB为0，此时副边二极管Do5和Do6同时导通，使得变压器T3的副边绕组电压为零，原边绕组电压也相应为零，变压器T3的漏感Lr3与隔直电容CB工作在谐振状态下。
3)模态3：[t2～t3]
如图5所示，开关管S1关断，S2导通，S3导通，S4关断，谐振电容Cr1和谐振电感Lr1发生谐振，谐振电流iLr1呈正弦形式变化，由于谐振电流iLr1滞后输入电压，开关管S3零电压软开通，励磁电感电流iLm1与谐振电流iLr1之差传递到副边；谐振电容Cr2和谐振电感Lr2发生谐振，谐振电流iLr2呈正弦形式变化，谐振电流iLr2与励磁电感电流iLm2之差传递到副边；移相全桥电路的输入电压vAB为-Vin，电流iLr3呈线性增加。
4)模态4：[t3～t4]
如图6所示，开关管S1关断，S2导通，S3关断，S4导通，谐振电容Cr1和谐振电感Lr1发生谐振，谐振电流iLr1呈正弦形式变化，励磁电感电流iLm1与谐振电流iLr1之差传递到副边；谐振电容Cr2与谐振电感Lr2发生谐振，谐振电流iLr2滞后输入电压，谐振电流iLr2呈正弦形式变化，开关管S4零电压软开通，励磁电感电流iLm2与谐振电流iLr2之差传递到副边；移相全桥电路的输入电压vAB为0，此时副边二极管Do5和Do6同时导通，使得变压器T3的副边绕组电压为零，原边绕组电压也相应为零，变压器T3的漏感Lr3与隔直电容CB工作在谐振状态下。
以上所述的具体实施方式对本发明的技术方案和有益效果进行了详细说明，应理解的是以上所述仅为本发明的最优选实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的原则范围内所做的任何修改、补充和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器，其特征在于，包括：
输入电源；
并联半桥LLC谐振电路，采用频率调制方式将直流输入电压变换为高直流输出电压，副边为全波整流电路结构；
移相全桥电路，连接于所述并联半桥LLC谐振电路的两个桥臂之间，采用调节两个桥臂间的相位方式将直流输入电压变换为低直流输出电压，副边为全波整流电路结构；
其中，所述并联半桥LLC谐振电路包括：
第一桥臂，由串联的第一功率开关管和第二功率开关管组成，第一功率开关管的漏极与所述输入电源的正极相连，第二功率开关管的源极与所述输入电源的负极相连；
第二桥臂，与所述第一桥臂并联，由串联的第三功率开关管和第四功率开关管组成，第三功率开关管的漏极与第一功率开关管的漏极相连，第四功率开关管的源极与第二功率开关管的源极相连；
第一谐振电容，第二谐振电容；
第一谐振电感；第二谐振电感；
第一变压器原边绕组；第二变压器原边绕组；
第一变压器原边绕组的同名端依次通过第一谐振电感、第一谐振电容与第一功率开关管的源极共连，第一变压器原边绕组的异名端与第二功率开关管的源极共连；
第二变压器原边绕组的同名端依次通过第二谐振电感、第二谐振电容与第三功率开关管的源极共连，第二变压器原边绕组的异名端与第四功率开关管的源极共连；
所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管均带有反并二极管；
第一变压器的第一副边绕组、第一变压器的第二副边绕组，所述第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连；
第一功率二极管，阳极与所述第一副边绕组的同名端相连，
第二功率二极管，阳极与所述第二副边绕组的异名端相连，阴极与所述第一功率二极管的阴极相连；
第二变压器的第三副边绕组、第二变压器的第四副边绕组，所述第三副边绕组的异名端与第四副边绕组的同名端相连；
第三功率二极管，阳极与所述第三副边绕组的同名端相连，
第四功率二极管，阳极与所述第四副边绕组的异名端相连，阴极与所述第三功率二极管的阴极相连；
第一滤波电容，负极与所述第一副边绕组的异名端相连，正极与所述第一功率二极管的阴极相连；
第二滤波电容，负极与所述第三副边绕组的异名端相连，正极同时与所述第三功率二极管的负极和所述第一滤波电容的负极相连；
所述第一滤波电容的正极与所述第二滤波电容的负极作为DC-DC变换器的高直流电压输出端；
所述移相全桥电路包括：
隔直电容，正极与所述第一功率开关管的源极相连，负极与第三变压器的原变绕组相连；
第三变压器的原边绕组，其同名端与所述隔直电容的负极相连，异名端与所述第三功率开关管的源极相连；
第三变压器的第五副边绕组、第三变压器的第六副边绕组，所述第五副边绕组的异名端与第六副边绕组的同名端相连；
第五功率二极管，阳极与所述第五副边绕组的同名端相连，
第六功率二极管，阳极与所述第六副边绕组的异名端相连，阴极与所述第五功率二极管的阴极相连；
滤波电感，正极与所述第五功率二极管的阴极相连，负极与第三滤波电容的正极相连；
第三滤波电容，正极与所述滤波电感的负极相连，负极与所述第五副边绕组的异名端相连；
所述第三滤波电容的正极与负极作为DC-DC变换器的低直流电压输出端。
2.如权利要求1所述的混合调制隔离型双路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管均为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管。
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