CN104980037B - 一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，该变换器由输入源、原边开关电路、谐振腔、副边开关电路、变压器、第一输出滤波电容、第二输出滤波电容和负载构成，其中原边开关电路由四个开关管构成，谐振腔由第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容构成，副边开关电路由四个二极管和两个开关管构成。该变换器通过原边开关电路与副边开关电路的移相控制实现输出电压的控制。本发明副边调整型定频谐振变换器可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗，在全负载范围内实现所有开关管的软开关，副边开关器件电压应力仅为输出电压的一半，为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。
Description
技术领域
本发明涉及一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
直流变换器已经成为各类电气***中的重要装置，在国民经济、社会、国防等领域发挥重要作用。随着航空、航天、可再生能源发电、储能等技术的发展，提高直流变换器的效率、功率密度并扩展直流变换器对输入输出电压的适应能力是直流变换器所需要面对和解决的重要问题。
反激、正激、推挽、全桥等传统的PWM直流变换器由于其开关管工作于硬开关状态，开关损耗大、效率低，不适宜工作于高频状态，也难以实现高效率变换。通过引入软开关技术可以有效减小PWM直流变换器的开关损耗，从而使其能够工作于较高开关频率、实现较高功率密度，但是其代价是导通损耗的大幅增加，特别是当输入或输出电压宽范围变化时，为了实现软开关需要付出的代价更高。以全桥变换器为例，通过采用移相控制技术并辅助电感，可以实现开关管的软开关，但是当输入电压升高或者输出电压降低而使得有效占空比减小时，辅助电感引起的环流损耗大幅增加，从而导致效率的降低。
LLC谐振变换器是近年来得到广泛关注并逐渐获得工业界认可的直流变换器拓扑。它能够实现所有开关管、二极管的软开关，特别适合高频工作，借助于磁集成技术，能够实现非常高的功率密度。然而，LLC谐振变换器需要采用改变开关频率的方式调整输出电压和输出功率，这使得LLC谐振变换器的磁性元器件很难进行优化设计。更严重的是，为了适应宽电压、负载范围调节，LLC谐振变换器的激磁电感不得不减小以提供所需的电压增益，这导致环流损耗大幅增加、整体效率(特别是轻载效率)严重降低。目前国内外学者和工业界针对变频LLC的缺点提出了多种改进方法，包括参数优化、改进控制方式、改进拓扑结构等，但都收效甚微。文献“Zhiyuan Hu,Yajie Qiu,Laili Wang,Yan-Fei Liu,'Aninterleaved LLC resonant converter operating at constant switchingfrequency,'IEEE Trans.Power Electronics,vol.29,no.6,pp.2931-2943,June 2014.”提出了一种定频LLC谐振变换器拓扑结构，它通过在电路原边动态调整谐振电容的容值来调节输出电压，虽然实现了定频控制，但控制复杂，且额外引入的导通损耗很大。
发明内容
发明目的：针对上述现有技术，提出一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，有效减小环流损耗，提高变换器效率。
技术方案：一种副边调整型定频谐振变换器，包括输入源、原边开关电路、谐振腔、变压器、副边开关电路、第一输出滤波电容、第二输出滤波电容以及负载；所述原边开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述谐振腔包括第一谐振电感、第二谐振电感、谐振电容，所述副边开关电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五开关管和第六开关管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组；
所述输入源的正极分别与第一开关管的漏极和第二开关管的漏极相连，第一开关管的源极分别连于第三开关管的漏极和第一谐振电感的一端，第一谐振电感的另一端连于第二谐振电感的一端和变压器原边绕组的同名端，变压器原边绕组的非同名端连于第二谐振电感的另一端和串联谐振电容的一端，串联谐振电容的另一端连接于第二开关管的源极和第四开关管的漏极，第四开关管的源极连于第三开关管的源极和输入源的负极；
所述变压器副边绕组的同名端连于第一二极管的阳极、第三二极管的阴极，第一二极管的阴极连接于第二二极管的阴极、第一输出滤波电容的一端和负载的一端，负载的另一端连于第二输出滤波电容的一端、第三二极管的阳极和第四二极管的阳极，第一输出滤波电容的另一端连于第二输出滤波电容的另一端、第五开关管的漏极，第五开关管的源极连于第六开关管的源极，第六开关管的漏极连于第二二极管的阳极、第四开关管阴极和变压器副边绕组的非同名端。
一种副边调整型定频谐振变换器的控制方法，所述第一开关管与第三开关管互补导通，第二开关管与第四开关管互补导通，第五开关管和第六开关管互补导通，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管的占空比相等，第一开关管和第四开关管同时导通、同时关断，第二开关管和第三开关管同时导通、同时关断，第一开关管的开通时刻不晚于第六开关管的开通时刻，第二开关管的开通时刻不晚于第五开关管的开通时刻，通过调节第一开关管和第六开关管导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
有益效果：(1)本发明的变换器定频开关工作，通过原副边移相控制实现调压，可有效减小环流损耗，提高变换器效率，适用于宽输入电压场合。
(2)所有开关器件的电压都直接由输入电压，或者输出电压，或者输出电压的一半钳位，开关器件电压应力低，进一步减小环流损耗；
(3)所有开关器件能够在全负载范围内实现软开关，变换效率高；
(4)串联的第一谐振电感(Lr)全部或部分由变压器(T)的漏感代替，并联的第二谐振电感(Lm)全部或部分由变压器(T)的激磁电感代替，变压器漏感和激磁电感得到有效利用；
(5)该变换器可以高频开关工作，从而有效减小电感和变压器的体积重量，实现高功率密度。
附图说明
附图1是本发明副边调整型定频谐振变换器的电路原理图；
附图2是本发明副边调整型定频谐振变换器的主要波形图；
附图3～附图8是本发明副边调整型定频谐振变换器各开关模态的等效电路图；
以上附图中的符号名称：Vin为输入源电压；10为原边开关电路；20为谐振腔；30为副边开关电路；T为变压器；NP和NS分别为变压器T的原边绕组和副边绕组；Cf1、Cf2分别为第一、第二输出滤波电容；RLd为负载；Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六开关管；DR1、DR2、DR3和DR4分别为第一、第二、第三和第四二极管；Vo为输出电压；vAB为A、B两点之间的电压(第一开关管Q1源极和第三开关管Q3漏极的连接点记为A点，第二开关管Q2源极和第四开关管Q4漏极连接点记为B点)；vsec为变压器T副边绕组NS同名端和非同名端之间的电压；iLr为第一谐振电Lr的电流；iLm为第二谐振电感Lm的电流；iD1为第一二极管DR1的电流；iD2为第二二极管DR2的电流；iQ5为第五开关管Q5的电流；vdsQ5为第五开关管Q5漏极和源极之间的电压；iQ6为第六开关管Q6的电流；vdsQ6为第六开关管Q6漏极和源极之间的电压；t、t0、t1、t2、t3、t4和t5为时间。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做更进一步的解释。
如附图1所示，一种副边调整型定频谐振变换器，包括输入源Vin、原边开关电路10、谐振腔20、变压器T、副边开关电路30、第一输出滤波电容Cf1、第二输出滤波电容Cf2以及负载RLd。原边开关电路10包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4。谐振腔20包括第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm、谐振电容Cr。副边开关电路30包括第一二极管DR1、第二二极管DR2、第三二极管DR3、第四二极管DR4、第五开关管Q5和第六开关管Q6。变压器T包括原边绕组NP和副边绕组NS。
输入源Vin的正极分别与第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极相连，第一开关管Q1的源极分别连于第三开关管Q3的漏极和第一谐振电感Lr的一端，第一谐振电感Lr的另一端连于第二谐振电感Lm的一端和变压器T原边绕组NP的同名端，变压器T原边绕组NP的非同名端连于第二谐振电感Lm的另一端和串联谐振电容Cr的一端，串联谐振电容Cr的另一端连接于第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的漏极，第四开关管Q4的源极连于第三开关管Q3的源极和输入源Vin的负极。
变压器T副边绕组NS的同名端连于第一二极管DR1的阳极、第三二极管DR3的阴极，第一二极管DR1的阴极连接于第二二极管DR2的阴极、第一输出滤波电容Cf1的一端和负载RLd的一端，负载RLd的另一端连于第二输出滤波电容Cf2的一端、第三二极管DR3的阳极和第四二极管DR4的阳极，第一输出滤波电容Cf1的另一端连于第二输出滤波电容Cf2的另一端、第五开关管Q5的漏极，第五开关管Q5的源极连于第六开关管Q6的源极，第六开关管Q6的漏极连于第二二极管DR2的阳极、第四开关管Q4阴极和变压器T副边绕组NS的非同名端。
其中，第一开关管Q1与第三开关管Q3互补导通，第二开关管Q2与第四开关管Q4互补导通，第五开关管Q5和第六开关管Q6互补导通，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5和第六开关管Q6的占空比相等，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时导通、同时关断，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时导通、同时关断，第一开关管Q1的开通时刻不晚于第六开关管Q6的开通时刻，第二开关管Q2的开通时刻不晚于第五开关管Q5的开通时刻，通过调节第一开关管Q1和第六开关管Q6导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
在具体实施时，串联的第一谐振电感Lr全部或部分由变压器T的漏感代替，并联的第二谐振电感Lm全部或部分由变压器T的激磁电感代替，这使得变压器漏感和激磁电感得到有效利用。
本发明的副边调整型定频谐振变换器在具体实施时，所有的开关管应选用带有寄生体二极管的半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管等。如果所选用的开关管不带有寄生体二极管，则应该在其漏极和源极两端反并联二极管。
本发明的副边调整型定频谐振变换器在具体实施时，处于同一桥臂的两个开关管之间应该加入死区时间，死区时间的加入一方面是为了避免出现桥臂短路直通现象，另一方面是为了实现开关管的软开关。
从附图1所示的副边调整型定频谐振变换器结构可以直观的看出，该变换器原边的开关器件都直接被输入电压钳位，即其电压应力就等于输入电压，副边的二级管都直接被输出电压或输出电压的一半钳位，其电压应力等于输出电压或输出电压的一半，而变换器副边的开关管都直接被两个输出滤波电容电压钳位，其电压应力仅等于输出电压的一半，原边和副边的所有开关器件都不存在电压尖峰问题，开关器件的电压应力低，因此其环流损耗小。
假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件，忽略输出滤波电容Cf1和Cf2上的电压纹波，且电容Cf1和Cf2上的电压相等，则电容Cf1和Cf2的电压分别等于输出电压Vo的一半。下面分别分析变换器的工作原理。
附图2是变换器的主要工作波形。在该模式下，半个开关周期内共有六种开关模态。
t0时刻之前，开关管Q2和Q3导通，Lr、Cr和Lm共同参与谐振，电流iLr与电流iLm相等，变压器原副边均无电流，负载由输出滤波电容供电。
开关模态1[t0，t1]，对应图3：t0时刻，关断开关管Q2和Q3，由于电感Lm较大且该模态持续时间很短，可以近似认为谐振电感电流不变，iLr＝iLm，iLr给C2和C3充电，同时给C1和C4放电。由于C1～C4限制了开关管Q2和Q3两端的电压上升率，因此Q2和Q3近似为零电压关断。在t1时刻，vAB由-Vin上升至零的同时，副边电压Vsec也上升至零，进入下一开关模态。
开关模态2[t1，t2]，对应图4：t1时刻，副边电压Vsec由零变正，开关管Q5零电压开通，与开关管Q6、变压器副边绕组NS、VDR1、Cf1构成回路对开关管Q6放电。
开关模态3[t2，t3]，对应图5：t2时刻，开关管Q6电压下降为零，其体二极管导通，变压器副边电压为输出电压一半Vo/2，原边电压为被钳位在nVo/2。中点电压VAB上升为Vin，开关管Q1和Q4的体二极管导通，因此开关管Q1和Q4是零电压开通。开关管Q6的体二极管与副边整流二极管DR1、开关管Q5及副边绕组NS构成回路，将电感Lm的电压箝位在nVo/2，此时电感Lm不参与谐振，电流iLm线性增加，Lr和Cr串联谐振工作。
开关模态4[t3，t4]，对应图6：t3时刻，开关管Q5关断，由于C5限制了开关管Q5两端的电压上升率，因此Q5为零电压关断。在t4时刻，Q5两端的电压上升至Vo/2，该模态结束。
开关模态5[t4，t5]，对应图7：t4时刻，整流二极管DR4导通，副边电流经DR1和DR4向负载传输能量。电感Lm的电压被箝位在nVo，电感Lm不参与谐振，电流iLm线性增加。Lr和Cr继续串联谐振工作。
开关模态6[t5，t6]，对应图8：在t5时刻，电流iLr谐振到与电流iLm相等，此时变换器原边与副边脱开，整流二极管DR1与DR4为ZCS关断，不存在反向恢复问题。电感Lm两端的电压不再被箝位在nVo，与Lr、Cr一起谐振工作。
t6时刻开始，关断Q1和Q4，进入下半个工作周期，变换器的工作原理与上半个周期工作情况类似，这里将不再赘述。
根据本发明的副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，通过原边开关电路与副边开关电路的移相控制实现输出电压的控制，相对于现有全桥LLC谐振器调整原边开关管来说，通过对副边开关管的调制可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗，在全负载范围内实现所有开关管的软开关，副边开关器件电压应力仅为输出电压的一半，为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种副边调整型定频谐振变换器，其特征在于：包括输入源(Vin)、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、变压器(T)、副边开关电路(30)、第一输出滤波电容(Cf1)、第二输出滤波电容(Cf2)以及负载(RLd)；所述原边开关电路(10)包括第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)，所述谐振腔(20)包括第一谐振电感(Lr)、第二谐振电感(Lm)、谐振电容(Cr)，所述副边开关电路(30)包括第一二极管(DR1)、第二二极管(DR2)、第三二极管(DR3)、第四二极管(DR4)、第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)，所述变压器(T)包括原边绕组(NP)和副边绕组(NS)；
所述输入源(Vin)的正极分别与第一开关管(Q1)的漏极和第二开关管(Q2)的漏极相连，第一开关管(Q1)的源极分别连于第三开关管(Q3)的漏极和第一谐振电感(Lr)的一端，第一谐振电感(Lr)的另一端连于第二谐振电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组(NP)的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于第二谐振电感(Lm)的另一端和串联谐振电容(Cr)的一端，串联谐振电容(Cr)的另一端连接于第二开关管(Q2)的源极和第四开关管(Q4)的漏极，第四开关管(Q4)的源极连于第三开关管(Q3)的源极和输入源(Vin)的负极；
所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于第一二极管(DR1)的阳极、第三二极管(DR3)的阴极，第一二极管(DR1)的阴极连接于第二二极管(DR2)的阴极、第一输出滤波电容(Cf1)的一端和负载(RLd)的一端，负载(RLd)的另一端连于第二输出滤波电容(Cf2)的一端、第三二极管(DR3)的阳极和第四二极管(DR4)的阳极，第一输出滤波电容(Cf1)的另一端连于第二输出滤波电容(Cf2)的另一端、第五开关管(Q5)的漏极，第五开关管(Q5)的源极连于第六开关管(Q6)的源极，第六开关管(Q6)的漏极连于第二二极管(DR2)的阳极、第四开关管(Q4)阴极和变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端。
2.一种基于权利要求1所述的副边调整型定频谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述第一开关管(Q1)与第三开关管(Q3)互补导通，第二开关管(Q2)与第四开关管(Q4)互补导通，第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)互补导通，第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)的占空比相等，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时导通、同时关断，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)同时导通、同时关断，第一开关管(Q1)的开通时刻不晚于第六开关管(Q6)的开通时刻，第二开关管(Q2)的开通时刻不晚于第五开关管(Q5)的开通时刻，通过调节第一开关管(Q1)和第六开关管(Q6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
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- 2015-07-07 CN CN201510395159.2A patent/CN104980037B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
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Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 全桥LLC谐振变换器的混合式控制策略;李菊 等;《电工技术学报》;20130430;第28卷(第4期);第73页左栏以及附图1 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104980037A (zh) | 2015-10-14 |
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