CN113676106A - 用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，将六相永磁电机分成两套绕组进行控制；对第一套绕组的估计d轴和第二套绕组的估计q轴注入相差90°的高频信号，计算六相电压并求取零序电压，对零序电压进行变换后输入至低通滤波器；最后将滤波结果输入至PI环节和积分环节，获得电机转子的估计位置；本发明通过对两套绕组的估计坐标系中分别注入高频信号使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统脉振高频注入法中存在的六倍频干扰问题；其次，分别注入高频信号，可以降低了旋转综合矢量的脉振高频注入算法的转矩脉动和转速波动，可以有效提高转子位置辨识的精度，同时降低了转矩脉动。

Description

用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器 控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法。

背景技术

六相永磁电机驱动***广泛应用于船舶电力推进、机车动力牵引、混合动力汽车和多电飞机等领域。而采用无位置技术的永磁电机驱动***可以减小***的体积与成本。

现有的无位置传感器技术分为两类，即基于反电动势和基于凸极效应的无位置传感器控制技术。由于电机在零速情况下没有扩展反电动势，低速情况下反电动势谐波成分含量大，因此在零低速情况下，采用基于反电动势的观测器方法难以准确估算转子位置。基于凸极效应的无位置传感器控制方法主要利用电机自身的非理想特性对电机的转速和位置信号进行估计。由于没有用到反电动势等受到速度约束的物理量，因此在零低速情况下也有较好的性能。

高频信号注入法作为基于凸极效应的无位置传感器控制方法的一种，基本原理是向电机绕组中注入一定的高频信号，检测含有转子位置信息的信号反馈值，进而得到电机转子角度。该方法实现方式简单，鲁棒性较好，且对***硬件没有额外的要求。脉振高频注入法通过在同步旋转坐标系的直轴d轴中注入高频正弦电压信号，注入的信号会在静止坐标系中形成一个高频的脉振电压信号，通过对交轴高频电流信号进行幅值调制后，可以提取出其中与转子位置有关的信息，以此方式来获得转子的位置速度信息。

由于零序电压幅值不取决于注入信号的频率，所以，基于零序电压的高频注入的无位置传感器控制可以显著提高***鲁棒性和位置估计精度。但是对于基于零序电压的脉振高频电压注入法，在计算转子位置的实际值和估计值的误差的过程中，会引入一个六倍频扰动量(该扰动量的频率为电机电角频率的六倍)，从而影响了转子位置的辨识精度。

为了解决六倍频扰动量的干扰问题，专利《一种基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法(202110675485.4)》提出了一种旋转综合矢量的脉振高频注入法，该方法将一个旋转的高频电压信号注入到估计同步旋转坐标系中，可以使得六倍频扰动量得到很好的抑制。然而该方法注入的旋转矢量的高频电压信号，在电机中产生较大的转矩脉动和转速波动。

发明内容

发明目的：为了解决上述背景技术中存在的问题，本发明提供了一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，在抑制了六倍频扰动量的干扰问题的同时，减小了现有基于旋转综合矢量的脉振高频注入法中的转矩脉动和转速波动。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}注入高频电压U_hcosω_ht获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosωt和u^* _{q_set1}进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}注入高频电压U_hsinω_ht获得u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht；对u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht和u^* _{d_set2}进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；引入两个独立高频信号，分别注入至六相电机的第一套绕组和第二套绕组的估计参考坐标系中，估计电机转子位置，具体步骤如下：

步骤S1、对于第一套绕组，将

注入电机第一套绕组的估计参考坐标系，将

注入电机第二套绕组的估计参考坐标系，并分别求解各相电压如下，其中U_h为注入高频信号的幅值，ω_h为注入高频信号的频率：

其中，L₀为电机自感的平均值，M₀为电机互感的平均值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，

其中

为实际的d轴位置与估计的d轴位置之间的差值；

步骤S2、根据上述求得的各相电压，求取零序电压如下：

步骤S3、对所述零序电压进行如下变换：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI调节环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节获得电机转子的估计位置。

进一步地，所述步骤S1中第一套绕组在注入电压信号

后各相电压求解如下：

步骤L1.1、第一套绕组在注入

产生的dq轴电流的变化率为：

步骤L1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤L1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

对于第二套绕组，注入电压信号

后各相电压求解如下：

步骤M1.1、第二套绕组在注入

后产生的dq轴电流的变化率为：

步骤M1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤M1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

有益效果：

(1)、本发明提出的方案通过将六相电机绕组分为两个绕组进行控制，并在这两个独立的绕组中注入两个独立的高频电压信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；

(2)、本发明提出的方案中，只在第二套绕组估计坐标系的q轴注入高频电压信号，转矩脉动减小为基于旋转综合矢量的脉振高频注入法的一半，有效降低了转矩脉动和转速波动。

(3)、本发明提出的方案可以有效提高转子位置辨识的精度，减小了转矩脉动和转速波动。

附图说明

图1是本发明提供的用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制流程图；

图2是传统六相永磁电机转速控制框图；

图3是传统基于脉振高频注入的六相永磁电机的无位置方法控制框图；

图4是传统基于脉振高频注入的六相永磁电机无位置方法中转子位置及误差波形图；

图5是专利“一种基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法”提出的六相永磁电机无位置方法的控制框图；

图6是基于旋转综合矢量的脉振高频注入的六相永磁电机无位置方法的转子位置及误差波形图；

图7是基于旋转综合矢量的脉振高频注入的六相永磁电机无位置方法的转矩波形图；

图8是本发明提出的用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法的控制框图；

图9是本发明提出的无位置传感器控制方法转子位置及误差波形图；

图10是本发明提出的无位置传感器控制方法转矩波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明针对六相永磁电机控制中存在的六倍频扰动量的干扰问题以及现有基于旋转综合矢量的脉振高频注入法中的转矩脉动和转速波动的问题，提出了一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法。下面分别提供现有技术中基于脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法和现有专利中基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法以及本发明提供的用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，提供三种具体实施例，并进行比较说明，具体证明本发明提供的无位置传感器控制方法优越性。

一、基于脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法。

现有技术中采用的基于脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法如图3所示，其转速控制方法如图2所示。将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*，通过电流传感器获取电机的六相电流i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f，对i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f进行abcdef/dq变换，获得实际q轴电流i_q和d轴电流i_d；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_q的差值i_q ^*-i_q输入至第二PI环节，得到u^* _q；设定给定d轴电流i^* _d，将给定d轴电流i^* _d和实际d轴电流i_d的差值i^* _d-i_d输入至第二PI环节，得到u^* _d；将u^* _d与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _d+U_hcosω_ht，对u^* _d+U_hcosωt和u^* _q进行dq/abcdef变换，得到对应逆变器六相桥臂的占空比。

上述技术方案的核心思想为：在估计的d轴上注入高压信号U_hcosω_ht，求取产生的零序电压如下：

记

轴与电机的实际d轴夹角为

电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则

U_hcosω_ht产生的dq轴电流的变化率为：

分别计算U_hcosω_ht产生的六相电流变换率为：

分别计算U_hcosω_ht产生的六相电压为：

U_hcosω_ht产生的零序电压如下：

上式中，将

作如下变换：

将

经过低通滤波器滤波可得：

其中k为滤波系数。

将上述滤波结果经过积化和差，得到：

将

依次通过PI调节器和积分环节得到电机转子的辨识位置。

上述传统方法中可以看出，对于传统的基于脉振高频注入的无位置方法，它的核心思想是在估计的d轴上注入高频信号，该信号在估计的d轴上是一个脉振信号，它对应的综合矢量不是旋转量。在这样的注入方式下，

会伴随着

一同进入PI调节器，稳态运行时，

那么，

所以在辨识的转子位置中会有一个六倍频的干扰信号(该干扰信号的频率为电机转角频率的六倍)，如图4所示。可以看出，传统的基于脉振高频注入的无位置传感器控制方法六次谐波的含量较高。

二、基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法。

下面针对现有专利“一种基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法，申请号2021106754854”中提出的电机转子位置估计方法进行分析。上述方法的控制框图如图5所示，其转速控制方法同样采用如图2所示的控制方法。

将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*，通过电流传感器获取电机的六相电流i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f，对i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f进行abcdef/dq变换，获得实际q轴电流i_q和d轴电流i_d；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_q的差值i_q ^*-i_q输入至第二PI环节，得到u^* _q；设定给定d轴电流i^* _d，将给定d轴电流i^* _d和实际d轴电流i_d的差值i^* _d-i_d输入至第二PI环节，得到u^* _d；将u^* _d与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _d+U_hcosω_ht，将u^* _q与高频电压U_hsinω_ht相加获得u^* _q+U_hsinω_ht，对u^* _d+U_hcosωt和u^* _q+U_hsinω_ht进行dq/abcdef变换，得到对应逆变器六相桥臂的占空比。

本方法的核心思想是在估计坐标系注入旋转综合矢量的高频电压信号

来估计电机转子位置，产生的零序电压求取过程如下：

记

轴与电机的实际d轴夹角为

电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则

产生的dq轴电流的变化率为：

分别计算

产生的六相电流变换率为：

分别计算

产生的六相电压为：

计算

产生的零序电压如下：

对

作如下变换：

将

经过低通滤波器滤波可得

其中k为滤波系数。将

依次通过PI调节器和积分环节得到电机转子的辨识位置。

由上述过程可知，该专利提供的算法最后进入PI调节器的只有

没有六倍频的干扰，具体如图6所示。与图4的现有技术相比，转子估计误差大大减少，因此与图3中的传统方法相比，基于旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置方法提高了转子辨识精度。但是，在该算法中，在估计参考坐标系注入

的高频电压信号，会在电机q轴产生如下电流：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

其中，P_r为电机的转子极对数，ψ_fm为电机的永磁磁链。

可以看出，该电流产生了频率为ω_h，幅值为

的转矩脉动。如图7所示，转矩脉动峰峰值达到0.2N.m。

三、本发明基于双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法。

本发明提供的无位置传感器控制方法转速控制框架如图8所示，采用的六相永磁电机转速控制方法如图1所示。

将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}注入高频电压U_hcosω_ht获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosωt和u^* _{q_set1}进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}注入高频电压U_hsinω_ht获得u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht；对u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht和u^* _{d_set2}进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比。

引入两个独立高频信号，分别注入至六相电机的第一套绕组和第二套绕组的估计参考坐标系中，估计电机转子位置，具体步骤如下：

步骤S1、对于第一套绕组，将

注入电机第一套绕组的估计参考坐标系，将

注入电机第二套绕组的估计参考坐标系，并分别求解各相电压，其中U_h为注入高频信号的幅值，ω_h为注入高频信号的频率，

步骤L1.1、第一套绕组在注入

产生的dq轴电流的变化率为：

步骤L1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤L1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

对于第二套绕组，注入电压信号

后各相电压求解如下：

步骤M1.1、第二套绕组在注入

后产生的dq轴电流的变化率为：

步骤M1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤M1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

步骤S2、根据上述求得的各相电压，求取零序电压如下：

步骤S3、对所述零序电压进行如下变换：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI调节环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节获得电机转子的估计位置。

可以看出，对于本发明的算法，进入PI调节器的只有

没有六倍频的干扰，如图9所示，因此与图3中的传统方法相比，本发明提出的方案可以有效提高转子辨识精度。

同时，本发明提出的方案中，将两个独立的高频信号注入到两套独立的绕组中，进行无位置传感器控制，注入的高频信号只会在第二套绕组的q轴产生高频电流，该高频信号在q轴上产生的电流如下：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

可以看出，该电流会产生一个频率为ω_h，幅值为

的转矩脉动，相对于基于旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置方法，本发明产生的转矩脉动减小了一半，转矩脉动峰峰值为0.1N.m，如图10所示。

同时明显可以看出，现有专利和本发明提出的方案都解决了六倍频的干扰问题。但是专利注入的信号引入了幅值为

的转矩脉动，体现为图7，而本发明产生的转矩脉动幅值为

减小为现有专利的一半，体现为图10。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}注入高频电压U_hcosω_ht获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosωt和u^* _{q_set1}进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}注入高频电压U_hsinω_ht获得u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht；对u^* _{q_set2}+U_hsinω_ht和u^* _{d_set2}进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；其特征在于，引入两个独立高频信号，分别注入至六相电机的第一套绕组和第二套绕组的估计参考坐标系中，估计电机转子位置，具体步骤如下：

步骤S1、对于第一套绕组，将

注入电机第一套绕组的估计参考坐标系，将

注入电机第二套绕组的估计参考坐标系，并分别求解各相电压如下，其中U_h为注入高频信号的幅值，ω_h为注入高频信号的频率；

其中，L₀为电机自感的平均值，M₀为电机互感的平均值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，

其中

为实际的d轴位置与估计的d轴位置之间的差值；

步骤S2、根据上述求得的各相电压，求取零序电压如下：

步骤S3、对所述零序电压进行如下变换：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI调节环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节获得电机转子的估计位置。

2.根据权利要求1所述的一种用于六相永磁电机的双套绕组脉振高频注入的无位置传感器控制方法，其特征在于，所述步骤S1中第一套绕组在注入电压信号

后各相电压求解如下：

步骤L1.1、第一套绕组在注入

产生的dq轴电流的变化率为：

步骤L1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤L1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

对于第二套绕组，注入电压信号

后各相电压求解如下：

步骤M1.1、第二套绕组在注入

后产生的dq轴电流的变化率为：

步骤M1.2、分别计算

产生的三相电流变换率如下：

步骤M1.3、分别计算

产生的三相电压如下：

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