CN114123901A - 一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法，通过设置以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系，将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，对该电压进行变换后输入至低通滤波器；最后将滤波结果依次输入至PI环节和积分环节，获取电机转子的估计位置；本发明提供的方法在现有技术解决了高频注入方法中存在的六倍频干扰问题的基础上，进一步消除了逆二倍频同步坐标算法的转矩脉动，提升了电机转子位置辨识的精度。

Description

一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相 永磁电机无位置传感器控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法。

背景技术

对称六相电机具有效率高、控制精度高、容错能力强的优点，因此，广泛应用于低压、大功率、高可靠性领域，如船舶电力推进、机车动力牵引、混合动力汽车和多电飞机等。而采用无位置技术的电机驱动***可以减小***的体积与成本。

无位置传感器控制方法一般分为两类。一种是基于定子反电势的转子位置估计方法。由于电机定子绕组反电势和转子转速成正比，当电机处于零低速情况下，定子反电势较小甚至为零，信噪比很低，采用基于反电动势的观测器方法难以准确估算转子位置。因此基于定子反电势估计的无位置传感器控制算法只适用于中速和高速工况。

另一种是基于电机凸极性的转子位置估计方法，包括转子本身的结构性凸极性和磁通饱和带来的凸极性。基于凸极效应的无位置传感器控制方法主要利用电机自身的非理想特性对电机的转速和位置信号进行估计。由于基于凸极性的方法不依赖电机反电动势，与电机转速无关，因此在电机处于零低速状态时仍能估计电机转子位置。基于凸极效应的永磁电机的无位置传感器控制方法包括电感测量法、载波频率成分法、低频信号注入法和高频信号注入法等。其中，高频信号注入法由于注入信号的频率与电机低速运行频率相差较大，更容易将高频信号注入产生的高频响应分离出来，从而获得转子位置信息。该方法实现方式简单，鲁棒性较好，且对***硬件没有额外的要求。

由于零序电压幅值不取决于注入信号的频率，因此可以采用更高的注入信号频率来降低高频注入引起的转矩脉动和噪声。但是对于基于零序电压的脉振高频电压注入法，在计算转子位置的实际值和估计值的误差的过程中，会引入一个六倍频扰动量(该扰动量的频率为电机电角频率的六倍)，从而影响了转子位置的辨识精度。

为了解决六倍频扰动量的干扰问题，文献《Xu P L,Zhu Z Q.Novel carriersignal injection method using zero-sequence voltage for sensorless control ofPMSM drives[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2015,63(4):2053-2061》提出了一种逆二倍频同步坐标的脉振高频注入法，该方法将高频信号注入在了逆二倍频同步坐标的q轴上，可以使得六倍频扰动量得到很好的抑制。然而，该方法高频信号注入在q轴，引入了较大的转矩脉动。

发明内容

发明目的：本发明提供了一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制方法，不仅可以得到转子位置估计信号，同时消除了传统逆二倍频同步坐标算法的转矩脉动。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法，所述六相永磁电机的转速控制方法如下：

将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}和u^* _{q_set1}进行dq/d₂q₂变换，依次得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}；将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set1}与高频电压U_h cosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}和u^* _{d_set2}进行dq//d₂q₂变换，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}，将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set2}与高频电压U_hcosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；

将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，估计电机转子位置。具体包括：

步骤S1、将

注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

求解第一套绕组的零序电压如下：

其中，ω_h为注入信号频率，L₀、L₂为自感平均值和自感二次谐波幅值，M₀、M₂为互感平均值和互感二次谐波幅值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，θ为实际的转子位置角，

为估计的转子位置角，

为转子位置估计误差角，满足

步骤S2、将

注入到电机第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

求解第二套绕组的零序电压如下：

步骤S3、求解六相永磁电机的零序电压如下：

对零序电压U₀进行变换如下：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波，可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获取电机的转子估计位置。

进一步地，所述步骤S1中求解第一套绕组的零序电压具体步骤包括：

步骤S1.1、将

注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，实际注入的三相电压表示为：

步骤S1.2、分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

步骤S1.3、分别计算高频注入产生的三相电压为：

步骤S1.4、计算第一套绕组零序电压如下：

进一步地，所述步骤S2中求解第二套绕组的零序电压具体步骤包括：

步骤S2.1、将

注入到电机第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，实际注入的三相电压表示为：

步骤S2.2、分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

步骤S2.3、分别计算高频注入产生的三相电压为：

步骤S2.4、计算第二套绕组零序电压如下：

有益效果：

(1)、本发明提出的方案通过将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，不仅使得零序电压响应中不存在六倍频干扰信号，解决了传统高频注入方法中存在的六倍频干扰问题，而且消除了逆二倍频同步坐标算法的转矩脉动。

(2)、本发明提出的方案可以有效提高转子位置辨识的精度，并消除高频注入引起的转矩脉动。

附图说明

图1是本发明提供的六相永磁电机无位置传感器转速控制框图；

图2是论文《Novel carrier signal injection method using zero-sequencevoltage for sensorless control of PMSM drives》提出的基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的无位置方法运用于对称六相永磁电机的转速控制框图；

图3是基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置传感器控制框图；

图4是基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置方法的转子位置及误差波形图；

图5是基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置方法的转矩波形图；

图6是基于旋转综合矢量的脉振高频注入的的无位置方法运用于对称六相永磁电机的转速控制框图；

图7是基于旋转综合矢量的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置传感器控制框图；

图8是基于旋转综合矢量的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置方法的转矩波形图；

图9是本发明提供的抑制转矩脉动的逆二倍频坐标脉振高频注入的无位置传感器控制框图；

图10是本发明提出的抑制转矩脉动的逆二倍坐标频脉振高频注入的无位置传感器控制方法的转子位置及误差波形图；

图11是本发明提出的抑制转矩脉动的逆二倍频坐标脉振高频注入的无位置传感器控制方法的转矩波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

首先，如图1所示为本发明提供的六相永磁电机的转速控制方法，具体如下：

将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}和u^* _{q_set1}进行dq/d₂q₂变换，依次得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}；将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set1}与高频电压U_h cosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}和u^* _{d_set2}进行dq//d₂q₂变换，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}，将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set2}与高频电压U_hcosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；

下面分别提供现有技术中的2份具体实施例以及本发明提供的无位置传感器控制方法，详细阐述本发明是如何在得到转子位置估计信号的同时消除传统逆二倍频坐标算法的转矩脉动的。

实施例1、论文《Novel carrier signal injection method using zero-sequence voltage for sensorless control of PMSM drives》提出的基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的无位置方法运用于对称六相永磁电机的转速控制框图，如图2所示，将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*，通过电流传感器获取电机的六相电流i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f，对i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f进行abcdef/dq变换，获得实际q轴电流i_q和d轴电流i_d；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_q的差值i_q ^*-i_q输入至第二PI环节，得到u^* _q；设定给定d轴电流i^* _d，将给定d轴电流i^* _d和实际d轴电流i_d的差值i^* _d-i_d输入至第二PI环节，得到u^* _d；将u^* _d与u^* _q进行dq/d₂q₂变换，得到d₂q₂坐标系下的电压u_2d、u_2q，将d₂q₂坐标系下q轴电压u_2q与高频电压U_hcosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_2d、u_2q+U_hcosω_ht，对u_2d、u_2q+U_h cosω_ht进行d₂q₂/abcdef变换，得到对应逆变器A，B，C、D、E、F相桥臂的占空比。

基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置方法如图3所示，它的核心思想是设置一个旋转的

坐标，该坐标中，

轴超前

轴90°，

轴的旋转频率为

轴旋转频率的2倍，且旋转方向相反，在

轴上注入信号U_h cosω_ht，产生的零序电压求取过程如下：记

轴与电机α轴夹角为

那么

轴与电机α轴的夹角为

电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，那么U_h cosω_ht产生的dq轴电流的变化率为：

计算U_h cosω_ht产生的六相电流变换率为：

分别计算U_h cosω_ht产生的六相电压为：

U_h cosω_ht产生的零序电压如下：

将

乘cosω_ht得到

将

经过低通滤波器得到

其中k为滤波系数；

将

依次通过PI调节器和积分环节得到转子的辨识位置。

可以看出，对于文献提出的方法，进入调节器的低通滤波结果为：

转子位置及估计误差如图4所示。但是，在该方法中，注入的高频信号在电机q轴产生的电流如下所示：

该i_q产生的转矩脉动如下所示：

其中，p_r为电机的转子极对数，ψ_pm为电机的永磁磁链。

从式中可以看出，该算法注入的高频信号会产生转矩脉动，该转矩脉动既包含了角频率为ω_h的高频脉动转矩，也包含了角频率为

的低频脉动转矩，如图5所示，转矩波形为包络线性质，转矩脉动峰峰值为0.4N.m。

实施例2、专利《一种基于旋转综合矢量的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法》(申请号：202110675485.4)提出了一种基于旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置方法，运用于对称六相永磁电机的转速控制，控制框图如图6所示，将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*，通过电流传感器获取电机的六相电流i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f，对i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f进行abcdef/dq变换，获得实际q轴电流i_q和d轴电流i_d；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_q的差值i_q ^*-i_q输入至第二PI环节，得到u^* _q；设定给定d轴电流i^* _d，将给定d轴电流i^* _d和实际d轴电流i_d的差值i^* _d-i_d输入至第二PI环节，得到u^* _d；将u^* _d与高频电压U_h cosω_ht相加获得u^* _d+U_hcosω_ht，将u^* _q与高频电压U_h sinω_ht相加获得u^* _q+U_hsinω_ht，对u^* _d+U_hcosω_ht和u^* _q+U_hsinω_ht进行dq/abcdef变换，得到对应逆变器A，B，C、D、E、F相桥臂的占空比。

基于旋转综合矢量的脉振高频注入的对称六相永磁电机无位置方法如图7所示，它的核心思想是设置旋转电压矢量

其中U_h为旋转电压矢量的长度，

为旋转电压矢量的相位角，ω_h为旋转电压矢量的角频率，

为估计的转子位置角，所述旋转电压矢量

在估计的d轴上的分量为U_h cosω_ht，在估计的q轴上的分量为U_h sinω_ht。

产生的dq轴电流的变化率为：

分别计算

产生的六相电流变换率为：

分别计算

产生的六相电压为：

计算

产生的零序电压如下：

对

作如下变换：

将

经过低通滤波器得到

其中k为滤波系数；

将

依次通过PI调节器和积分环节得到转子的辨识位置。

可以看出，对于该专利提出的算法，进入PI调节器的只有

因此基于旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置方法可以跟踪转子位置和速度。

但是，在该算法中，在估计参考坐标系注入

的高频电压信号，会在电机q轴产生如下电流：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

其中，p_r为电机的转子极对数，ψ_pm为电机的永磁磁链。

可以看出，该电流产生了频率为ω_h，幅值为

的转矩脉动。如图8所示转矩脉动峰峰值为0.4N.m。

实施例3、本发明提供了一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制方法，如图9所示，将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，估计电机转子位置；具体步骤如下：

步骤S1、将

注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

分别计算高频注入产生的三相电压为：

求解第一套绕组的零序电压如下：

其中，ω_h为注入信号的频率，L₀、L₂为自感平均值和自感二次谐波幅值，M₀、M₂为互感平均值和互感二次谐波幅值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，θ为实际的转子位置角，

为估计的转子位置角，

为转子位置估计误差角，满足

步骤S2、将

注入到电机第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

分别计算高频注入产生的三相电压为：

求解第二套绕组的零序电压如下：

步骤S3、求解六相永磁电机的零序电压如下：

对零序电压U₀进行变换如下：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波，可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获取电机的转子估计位置。

可以看出，对于专利提出的算法，进入PI调节器的为

如图10所示，可以获得电机转子位置。

本实施例设置两套三相绕组空间电角度相差180度，此时零序电压为：

但是如果设置两套三相绕组空间电角度相差0度，一套绕组正接，另一套绕组反接，此时第二套绕组的零序电压如下：

六相永磁电机的零序电压为：

同时，本发明提出的方案中，高频信号注入在q轴上产生的电流如下所示：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

如图11所示，可以看出，相比于传统的基于逆二倍频同步坐标的脉振高频注入的无位置方法，本发明不存在高频注入引起的转矩脉动。

综上所述，首先，本发明提出的方案通过设置以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系，然后将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，对该电压进行变换后输入至低通滤波器；最后将滤波结果输入至PI环节和积分环节，即可获得电机的估计位置。本发明通过将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，不仅可以得到转子位置估计信号，同时消除了传统逆二倍频坐标算法的转矩脉动。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法，所述六相永磁电机的转速控制方法如下：

将六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率

的差值

输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；对u^* _{d_set1}和u^* _{q_set1}进行dq/d₂q₂变换，依次得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}；将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set1}与高频电压U_h cosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set1}、u_{2q_set1}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；对u^* _{q_set2}和u^* _{d_set2}进行dq//d₂q₂变换，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}，将d₂q₂坐标系下q轴电压u_{2q_set2}与高频电压U_hcosω_ht相加，得到d₂q₂坐标系下的电压u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht；对u_{2d_set2}、u_{2q_set2}+U_hcosω_ht进行d₂q₂/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；

其特征在于，将高频电压信号注入到第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴，同时在第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系q轴注入与第一套绕组注入信号符号相反的高频电压信号，最后测量零序电压，估计电机转子位置；具体步骤如下：

步骤S1、将

注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

求解第一套绕组的零序电压如下：

其中，ω_h为注入信号的频率，L₀为电机自感平均值、L₂为电机自感二次谐波幅值，M₀为电机互感平均值、M₂为电机互感二次谐波幅值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，θ为实际的转子位置角，

为估计的转子位置角，

为转子位置估计误差角，满足

步骤S2、将

注入到电机第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，基于电压转换，实际注入的三相电压表示如下：

求解第二套绕组的零序电压如下：

步骤S3、求解六相永磁电机的零序电压如下：

对零序电压U₀进行变换如下：

将所述变换结果输入至低通滤波器进行滤波，可得：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获取电机的转子估计位置。

2.根据权利要求1所述的一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于，所述步骤S1中求解第一套绕组的零序电压具体步骤包括：

步骤S1.1、将

注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，实际注入的三相电压表示为：

步骤S1.2、分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

步骤S1.3、分别计算高频注入产生的三相电压为：

步骤S1.4、计算第一套绕组零序电压如下：

3.根据权利要求1所述的一种抑制转矩脉动的逆二倍频同步坐标脉振高频注入的六相永磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于，所述步骤S2中求解第二套绕组的零序电压具体步骤包括：

步骤S2.1、将

注入到电机第二套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，实际注入的三相电压表示为：

步骤S2.2、分别计算高频注入产生的三相电流变换率为：

步骤S2.3、分别计算高频注入产生的三相电压为：

步骤S2.4、计算第二套绕组零序电压如下：

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