CN105680756A - 一种用于双三相异步电机的控制方法以及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于双三相异步电机的控制方法以及装置。其中，所述方法包括：将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；获取所述谐波子空间中的高频电流响应；根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。本发明通过利用双三相异步电机的非理想特性和发挥双三相异步电机可控自由度多的优点，提高了双三相异步电机在不使用速度传感器的低速和极低速工况下的运行性能。

Description

一种用于双三相异步电机的控制方法以及装置

技术领域

本发明涉及电机控制领域，具体地，涉及一种用于双三相异步电机的控制方法以及装置。

背景技术

在20世纪中叶，已有学者从统一电机理论的角度对多相电机进行了理论研究，但受限于当时的技术水平，还难以实现对多相电机的有效控制。随着电力电子等技术的发展，多相电机逐渐进入工业实用化阶段，在舰船推进，多电飞机，核电站水循环***等场合得到应用。与传统的三相电机相比，多相电机应用时具有一些显著优势。在低压工况下，多相电机凭借自身相数多的优势，在单个功率器件的电流容量不增加的前提下，更容易实现大容量运行，且无需考虑功率器件的并联均流问题。大多数多相电机凭借自身的绕组分布特点，无需额外的控制算法，就可以减小低次谐波电流产生的转矩脉动，从而减小电机的振动。此外，由于多相电机具有较多的相数，当电机或变换器其中的一相或几相出现故障时，可以切断故障相，采用一定的容错运行算法，实现电机的缺相降功率运行，提高***的可靠性。

多相电机种类很多，双三相异步电机就是其中一种应用较为广泛的多相电机。该电机定子侧由两套在空间上相差30°电角度，且中性点相互隔离的三相绕组构成，转子侧一般为鼠笼结构。基本的双三相异步电机控制为标量控制，即VVVF(VariableVelocityVariableFrequency，变压变频)控制，为了提高电机的运行性能，工程技术人员将三相异步电机中所使用的矢量控制和直接转矩控制移植到双三相异步电机中。近年来，为避免使用与电机同轴相连的转速传感器，进一步提高电机在成本，安装和可靠性等方面的优势，无速度传感器的控制思路也被引入到双三相异步电机的控制领域中。比较常用的无速度传感器的控制算法包括基于电压模型的算法，基于全阶观测器的算法，基于卡尔曼滤波器的算法，基于模型参考自适应的算法和智能算法。这些算法都是在电机理想模型的基础上，基于电机的反电势等信息实现电机磁链和转速等信息的观测，可以在中高速运行区域实现良好的控制效果。

然而，在低速运行区，尤其是极低速区域，由于定子电阻偏差和逆变器死区的影响较为明显，电机反电势信息的信噪比降低，上述算法的性能下降。解决该问题的有效手段之一是利用电机的非理想特性，通过高频注入，及跟踪电机的结构凸极或磁路饱和引起的等效凸极所反映的磁链位置的方式，实现电机在无速度传感器的情况下的正常运行。现有的高频注入方法采用在基波子空间进行注入，注入面临着信号提取工作较为复杂，适用的转子槽型存在限制，会产生较明显的高频转矩脉动等问题。这些问题的存在影响了现有的基于高频注入的算法在低速区和极低速区的运行效果。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于双三相异步电机的控制方法以及装置。其中，所述方法通过利用双三相异步电机的非理想特性和发挥双三相异步电机可控自由度多的优点，提高了双三相异步电机在不使用速度传感器的低速和极低速工况下的运行性能。

为了实现上述目的，本发明提供一种用于双三相异步电机的控制方法。所述方法包括：

将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；

获取所述谐波子空间中的高频电流响应；

根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；

根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，

其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。

可选地，所述将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入，具体包括：

对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；

将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。

可选地，所述获取所述谐波子空间中的高频电流响应，具体包括：

采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；

对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；

根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

可选地，所述根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角，具体包括：

对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；

利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；

将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；

对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。

可选地，所述根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，具体包括：

使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；

以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。

相应地，本发明还提供一种用于双三相异步电机的控制装置。所述装置包括：

注入单元，用于将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；

获取单元，用于获取所述谐波子空间中的高频电流响应；

处理单元，用于根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；

控制单元，用于根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，

其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。

可选地，所述注入单元，具体用于：

对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；

将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。

可选地，所述获取单元，具体用于：

采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；

对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；

根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

可选地，所述处理单元，具体用于：

对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；

利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；

将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；

对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。

可选地，所述控制单元，具体用于：

使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；

以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。

通过上述技术方案，将高频电压信号注入到双三相异步电机的谐波子空间中，并从谐波子空间中获取高频电流响应，然后，根据高频电流响应处理得到定子磁链位置角，最后，根据定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制。相对于现有技术，上述技术方案在转子侧产生的转矩脉动小，不受转子槽型的影响，而且高频响应信号提取简便，提高了双三相异步电机在不使用速度传感器的低速和极低速工况下的运行性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其他的附图。

图1是本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制方法的流程图；

图2是本发明一实施例提供的用于估算定子磁链位置角的示意图；

图3是本发明一实施例提供的基于定子磁链定向控制的示意图；

图4是本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1是本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制方法的流程图。如图1所示，本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制方法包括：

在步骤S101中，将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入。

具体地，步骤S101包括：对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。藉此，注入的高频分量不在双三相异步电机的转子侧产生转矩脉动，降低了高频注入带来的电机噪声。

更为具体地，注入高频电压信号时，对双三相异步电机定子侧的abc绕组和uvw绕组分别实施Clarke变换，将其分别等效为静止αβ轴(两相静止坐标系)上的两套正交绕组。在得到的两套αβ轴正交绕组中分别注入幅值相同、相位相反的高频电压信号，实现在双三相异步电机的谐波子空间的高频注入。具体注入形式如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}1h}=U_h\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{s\mathrm{\α}2h}=-U_h\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{s\mathrm{\β}1h}=U_h\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{s\mathrm{\β}2h}=-U_{h}sin{\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right.$

其中，U_h为注入的高频电压信号的幅值，ω_h为注入的高频电压信号的频率，u_sα1h、u_sβ1h分别为Clarke变换后的第一正交绕组的α轴和β轴的高频电压分量，u_sα2h、u_sβ2h分别为Clarke变换后的第二正交绕组的α轴和β轴的高频电压分量。

接着，在步骤S102中，获取所述谐波子空间中的高频电流响应。

具体地，步骤S102包括：采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

更为具体地，采用霍尔元件采集谐波子空间中abc绕组和uvw绕组的各相电流i_a，i_b，i_c，i_u，i_v，i_w。以电机a相绕组的轴线为α轴，β轴由α轴逆时针旋转90°得到，分别对abc绕组和uvw绕组的各相电流实施Clarke变换得到abc绕组和uvw绕组各自在α轴和β轴的电流分量i_sα1，i_sβ1，i_sα2，i_sβ2。利用得到的四个电流分量，计算得到谐波子空间中的电流分量i_sz1h和i_sz2h。同时，电流分量i_sz1h和i_sz2h也是高频电流分量。具体的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sz1h}=\frac{i_{s\mathrm{\α}1}-i_{s\mathrm{\α}2}}{2}\\ i_{sz2h}=\frac{i_{s\mathrm{\β}2}-i_{s\mathrm{\β}1}}{2}\end{array}\right.$

需要说明的是，在该步骤中不需要使用带通滤波器或高通滤波器。

紧接着，在步骤S103中，根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角。

具体地，步骤S103包括：对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。藉此，从高频电流响应中提取得到的定子磁链位置角信息不受转子槽型的影响，而且在转子为闭口槽或半闭口槽的双三相异步电机中同样适用。

图2是本发明一实施例提供的用于估算定子磁链位置角的示意图。如图2所示，更为具体地，在双三相异步电机的相电流得到良好控制的前提下，电机谐波子空间中不存在低频电流分量，因而，i_sz1h和i_sz2h只含有所期望提取的高频电流分量。在电机谐波子空间存在磁路饱和引起的凸极效应时，即d轴的高频电感L_dh与q轴的高频电感L_qh不相等时，i_sz1h和i_sz2h的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sz1h}=\frac{U_h}{2{\mathrm{\ω}}_h}\[(\frac{1}{L_{dh}}+\frac{1}{L_{qh}})cos({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{\mathrm{\π}}{2})+(\frac{1}{L_{dh}}-\frac{1}{L_{qh}})cos(\frac{\mathrm{\π}}{2}+2\mathrm{\θ}-{\mathrm{\ω}}_{h}t)\]\\ i_{sz2h}=-\frac{U_h}{2{\mathrm{\ω}}_h}\[(\frac{1}{L_{dh}}+\frac{1}{L_{qh}})sin({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{\mathrm{\π}}{2})+(\frac{1}{L_{dh}}-\frac{1}{L_{qh}})sin(\frac{\mathrm{\π}}{2}+2\mathrm{\θ}-{\mathrm{\ω}}_{h}t)\]\end{array}\right.$

其中，θ表示期望得到的定子磁链位置角。在该式中，高频电流分量i_sz1h和i_sz2h均包含正序分量和负序分量。其中，正序分量不包含定子磁链位置角信息，而负序分量包含定子磁链位置角信息。对高频电流分量i_sz1h和i_sz2h分别实施Park变换，得到高频电流分量i_sz1h和i_sz2h分别处于按ω_h反向旋转的同步坐标系下的高频电流分量。具体的变换公式为：

$\begin{array}{c}{i}_{sz2h}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}-{\mathrm{\ω}}_{h}t+2\widehat{\mathrm{\θ}}\right)+i_{sz1h}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}-{\mathrm{\ω}}_{h}t+2\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\\ =-\frac{U_h}{2{\mathrm{\ω}}_h}\left(\frac{1}{L_{dh}}+\frac{1}{L_{qh}}\right)\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{h}t-\mathrm{\π}-2\widehat{\mathrm{\θ}}\right)+\frac{U_h}{2{\mathrm{\ω}}_h}\left(\frac{1}{L_{qh}}-\frac{1}{L_{dh}}\right)\sin \left(2\mathrm{\θ}-2\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\end{array}$

需要说明的是，该式是将变换后的高频电流分量进行相加后得到的结果。然后，再利用低通滤波器(Lowpassfilter，LPF)对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量。接着，将低频分量输入至PI调节器，得到估算的同步速具体地，基于锁相环的思路，利用PI调节器得到估算的同步速最后，对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角

最后，在步骤S104中，根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制。

具体地，步骤S104包括：使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。

图3是本发明一实施例提供的基于定子磁链定向控制的示意图。如图3所示，更具体地，双三相异步电机(Dualthreephaseinductionmachine,DTPIM)由两台三相逆变器分别控制其abc绕组和uvw绕组，并采用霍尔元件在谐波子空间中实现对abc绕组和uvw绕组的各相电流的采集，得到各相电流i_a，i_b，i_c，i_u，i_v，i_w。以电机a相绕组的轴线为α轴，β轴由α轴逆时针旋转90°得到，分别对abc绕组和uvw绕组的各相电流实施Clarke变换得到电流分量i_sα1，i_sβ1，i_sα2，i_sβ2。其中，图2中所涉及到的电流分量i_sα1，i_sβ1，i_sα2，i_sβ2与图3中的电流分量i_sα1，i_sβ1，i_sα2，i_sβ2相同。是图2中估算得到的定子磁链位置角。按对Clarke变换得到的电流分量i_sα1，i_sβ1，i_sα2，i_sβ2分别实施Park变换，得到abc绕组和uvw绕组在按定子磁链定向的dq轴同步旋转坐标系中的电流分量按双三相异步电机两套定子绕组对称运行，平均承担功率的原则，在已知定子磁链指令值和转矩指令值的情况下，按如下表达式计算两套绕组的dq轴电流指令值

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sd1}^{*}=i_{sd2}^{*}=i_{sd}^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_s^{*}}{L_s}\\ i_{sq1}^{*}=i_{sq2}^{*}=i_{sq}^{*}=\frac{T_e^{*}}{3n_p{\mathrm{\ψ}}_s^{*}}\end{array}\right.$

其中，L_s为电机的定子电感，n_p为电机的极对数。此外，为了在定子磁链定向的控制中实现定子磁链和电机转矩的解耦控制，还需要在两套绕组的d轴中添加解耦项

$i_{dq1}=i_{dq2}=\frac{{\mathrm{\σL}}_s{i}_{sq}^2}{{\mathrm{\ψ}}_s^{*}-{\mathrm{\σL}}_s{i}_{sd}^2}$

其中，σL_s为定子暂态漏感，

在得到两套绕组的dq轴电流分量后，利用四个PI调节器得到相应的电压指令实现对四个dq轴电流分量的闭环控制。再利用以为变换角的Park逆变换，分别将 变换到αβ坐标系(两相静止坐标系)，并在得到的电压指令上按如下表达式叠加高频注入信号

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\α}1h}=U_h\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{s\mathrm{\α}2h}=-U_h\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{S\mathrm{\β}1h}=U_h\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ u_{S\mathrm{\β}2h}=-U_h\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right.$

其中，U_h为注入的高频电压信号的幅值，ω_h为注入的高频电压信号的频率。采用该表达式，在两套三相绕组中注入幅值相同、相位相反的高频电压信号，就实现了在双三相异步电机谐波子空间的高频注入。基于双三相异步电机谐波子空间的特性，所注入的高频电压信号不会在电机的转子侧产生高频转矩脉动。在得到包含高频注入分量的电压指令后，通过七段式的SVPWM(SpaceVectorPulseWidthModulation，空间矢量脉宽调制)发生模块，控制逆变器的电压输出。

本实施例通过将高频电压信号注入到双三相异步电机的谐波子空间中，并从谐波子空间中获取高频电流响应，然后，根据高频电流响应处理得到定子磁链位置角，最后，根据定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制。相对于现有技术，本实施例在转子侧产生的转矩脉动小，不受转子槽型的影响，而且高频响应信号提取简便，提高了双三相异步电机在不使用速度传感器的低速和极低速工况下的运行性能。

对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。

图4是本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制装置的结构示意图。如图4所示，本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制装置包括：

注入单元201，用于将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；

获取单元202，用于获取所述谐波子空间中的高频电流响应；

处理单元203，用于根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；

控制单元204，用于根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，

其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。

在本发明的一实施例中，所述注入单元201，具体用于：

对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；

将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。

在本发明的一实施例中，所述获取单元202，具体用于：

采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；

对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；

根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

在本发明的一实施例中，所述处理单元203，具体用于：

对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；

利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；

将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；

对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。

在本发明的一实施例中，所述控制单元204，具体用于：

使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；

以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。

对于本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制装置还涉及的具体细节已在本发明一实施例提供的用于双三相异步电机的控制方法中作了详细的描述，在此不再赘述。

应当注意的是，在本发明的***的各个部件中，根据其要实现的功能而对其中的部件进行了逻辑划分，但是，本发明不受限于此，可以根据需要对各个部件进行重新划分或者组合，例如，可以将一些部件组合为单个部件，或者可以将一些部件进一步分解为更多的子部件。

本发明的各个部件实施例可以以硬件实现，或者以在一个或者多个处理器上运行的软件模块实现，或者以它们的组合实现。本领域的技术人员应当理解，可以在实践中使用微处理器或者数字信号处理器(DSP)来实现根据本发明实施例的***中的一些或者全部部件的一些或者全部功能。本发明还可以实现为用于执行这里所描述的方法的一部分或者全部的设备或者装置程序(例如，计算机程序和计算机程序产品)。这样的实现本发明的程序可以存储在计算机可读介质上，或者可以具有一个或者多个信号的形式。这样的信号可以从因特网网站上下载得到，或者在载体信号上提供，或者以任何其他形式提供。

应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。

以上实施方式仅适于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (10)

1.一种用于双三相异步电机的控制方法，其特征在于，所述方法包括：

将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；

获取所述谐波子空间中的高频电流响应；

根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；

根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，

其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。

2.根据权利要求1所述的用于双三相异步电机的控制方法，其特征在于，所述将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入，具体包括：

对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；

将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。

3.根据权利要求1所述的用于双三相异步电机的控制方法，其特征在于，所述获取所述谐波子空间中的高频电流响应，具体包括：

采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；

对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；

根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

4.根据权利要求3所述的用于双三相异步电机的控制方法，其特征在于，所述根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角，具体包括：

对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；

利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；

将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；

对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。

5.根据权利要求3所述的用于双三相异步电机的控制方法，其特征在于，所述根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，具体包括：

使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；

以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。

6.一种用于双三相异步电机的控制装置，其特征在于，所述装置包括：

注入单元，用于将第一高频电压信号与第二高频电压信号分别注入所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组，实现在所述双三相异步电机的谐波子空间的高频注入；

获取单元，用于获取所述谐波子空间中的高频电流响应；

处理单元，用于根据所述高频电流响应处理得到定子磁链位置角；

控制单元，用于根据所述定子磁链位置角实现基于定子磁链定向的控制，

其中，所述第一高频电压信号与所述第二高频电压信号的幅值相同、相位相反。

7.根据权利要求6所述的用于双三相异步电机的控制装置，其特征在于，所述注入单元，具体用于：

对所述双三相异步电机定子侧的第一套三相绕组和第二套三相绕组分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组分别在两相静止坐标系下的第一正交绕组和第二正交绕组；

将所述第一高频电压信号和所述第二高频电压信号分别注入所述第一正交绕组和所述第二正交绕组。

8.根据权利要求6所述的用于双三相异步电机的控制装置，其特征在于，所述获取单元，具体用于：

采集所述谐波子空间中所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流；

对所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别实施Clarke变换，得到所述第一套三相绕组的相电流和所述第二套三相绕组的相电流分别在两相静止坐标系下的电流分量；

根据所述电流分量计算得到高频电流分量。

9.根据权利要求8所述的用于双三相异步电机的控制装置，其特征在于，所述处理单元，具体用于：

对所述高频电流分量分别实施Park变换，得到变换后的高频电流分量；

利用低通滤波器对变换后的高频电流分量进行低通滤波处理，得到包含定子磁链位置角的低频分量；

将所述低频分量输入至调节器，得到估算的同步速；

对估算的同步速进行积分，得到估算的定子磁链位置角。

10.根据权利要求8所述的用于双三相异步电机的控制装置，其特征在于，所述控制单元，具体用于：

使得所述定子磁链位置角跟踪实际的定子磁链位置角；

以所述定子磁链位置角为变换角对所述电流分量分别实施Park变换，得到所述第一套三相绕组和所述第二套三相绕组在基于定子磁链定向的两相同步旋转坐标系中的电流分量。