CN113556052B - 一种摩托车用mos开关式调压器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，当磁电机A相交流电压为负半波时，关断MOS管T1和MOS管T2，并开通MOS管T3，当磁电机A相交流电压为正半波时，关断MOS管T3，并开通或关断MOS管T1和MOS管T2,当磁电机B相交流电压为负半波时，关断MOS管T4和MOS管T5，并开通MOS管T6，当磁电机B相交流电压为正半波时，关断MOS管T6，并开通或关断MOS管T4和MOS管T5；当磁电机C相交流电压为负半波时，关断MOS管T7和MOS管T8，并开通MOS管T9，当磁电机C相交流电压为正半波时，关断MOS管T9，并开通或关断MOS管T7和MOS管T8。本发明能对9个MOS管形成的主电路实现开关式控制目的。

Description

一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法

技术领域

本发明涉及摩托车调压器技术领域，具体涉及一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法。

背景技术

调压器是摩托车上常用的电子设备，主要用于将摩托车上磁电机产生的不稳定的交流电转换为稳定的直流电，供电瓶和大灯等负载使用。

现有技术中摩托车调压器有开关式和短路式两种结构；开关式调压器的主回路结构为可控硅全桥或者可控硅二极管半控桥模式，但是，由于可控硅发热量很大，当输出电流大于30A时，采用可控硅制作的调压器由于散热成本过高使得电流大于30A的场合基本不能使用可控硅为主回路的开关式调压器。而短路式调压器主回路结构有MOS管二极管三相半控式、MOS全控式和可控硅二极管短路式，其中可控硅二极管短路式不能应用于电流大于30A的场合，而其余两种结构形式的调压器则存在能耗大的问题。

开关式调压器在使用时，开关式调压器的输出能量能够跟随负载的变化而变化，当调压器后端负载较大需要输出能量变大时，开关式调压器输出能量变大，磁电机的负载也变大以满足负载需要，而当调压器后端负载变小时，调压器的输出能量也变小，磁电机的负载也变小，这样就使得开关式调压器能够根据负载的大小而自动进行输出能量的调整，由此就避免了能量的浪费；而对于短路式调压器，如附图1所示为现有技术中采用6个MOS组成的短路式调压器，这种短路式调压器在需要输出能量时，A相正交流通过MOS管T2整流输出；当输出电压稳定不需要输出能量时，在A相正交流时MOS管T3开通，A相的能量通过地线泄放，这样，磁电机ACG几乎随时处于满载工作状态，由于摩托车调压器输出端负载在白天时远小于在夜间的负荷，而调压器和磁电机ACG输出功率均按照夜间最大负荷匹配设计，因此在白天使用时摩托车存在大量的能量浪费，经测量，当实际负荷为设计最大负荷45%时，浪费掉的折算功率为此时实际负荷功率，而一般白天负荷仅占设计负荷20%左右，这就使得这种短路式调压器在使用时存在严重的能量浪费。

通过对开关式调压器和短路式调压器的比较可以知道，开关式调压器与短路式调压器相比具有更好的节能性，但传统的开关式调压器由于有可控硅，这样就导致其使用在大电流场合时的散热成本大大增加，因此，如何设计一种既具有开关式调压器节能的优点，同时也适用于大电流场合的调压器也成为了本领域技术人员急需解决的技术问题。

针对上述问题，发明人发明了一种摩托车用MOS开关式调压器，如附图2所示，该调压器包括上桥臂和下桥臂，上桥臂包括MOS管T1、MOS管T2、MOS管T4、MOS管T5、MOS管T7和MOS管T8，下桥臂包括MOS管T3、MOS管T6和MOS管T9；MOS管T1的源极与负载连接， MOS管T1的漏极与MOS管T2的漏极连接， MOS管T2的源极与磁电机的A相输出端连接， MOS管T3的源极接地， MOS管T3的漏极与磁电机的A相输出端连接；MOS管T4的源极与负载连接， MOS管T4的漏极与MOS管T5的漏极连接， MOS管T5的源极与磁电机的B相输出端连接， MOS管T6的源极接地， MOS管T6的漏极与磁电机的B相输出端连接；MOS管T7的源极与负载连接， MOS管T7的漏极与MOS管T8的漏极连接， MOS管T8的源极与磁电机的C相输出端连接， MOS管T9的源极接地， MOS管T9的漏极与磁电机的C相输出端连接。该调压器由于不存在可控硅发热量大的问题，因此能够应用在大电流的场合，但该调压器应该如何进行控制，才能实现开关式控制的目的，也成为了急需解决的技术问题。

发明内容

针对现有技术存在的上述不足，本发明要解决的技术问题是：如何提供一种能对上述9个MOS管形成的主电路实现开关式控制目的的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，所述MOS开关式调压器包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括MOS管T1、MOS管T2、MOS管T4、MOS管T5、MOS管T7和MOS管T8，所述下桥臂包括MOS管T3、MOS管T6和MOS管T9；

所述MOS管T1的源极与负载连接，所述MOS管T1的漏极与所述MOS管T2的漏极连接，所述MOS管T2的源极与磁电机的A相输出端连接，所述MOS管T3的源极接地，所述MOS管T3的漏极与磁电机的A相输出端连接；

所述MOS管T4的源极与负载连接，所述MOS管T4的漏极与所述MOS管T5的漏极连接，所述MOS管T5的源极与磁电机的B相输出端连接，所述MOS管T6的源极接地，所述MOS管T6的漏极与磁电机的B相输出端连接；

所述MOS管T7的源极与负载连接，所述MOS管T7的漏极与所述MOS管T8的漏极连接，所述MOS管T8的源极与磁电机的C相输出端连接，所述MOS管T9的源极接地，所述MOS管T9的漏极与磁电机的C相输出端连接；

该控制方法为：当磁电机A相交流电压为负半波时，关断MOS管T1和MOS管T2，并开通MOS管T3，当磁电机A相交流电压为正半波时，关断MOS管T3，并开通或关断MOS管T1和MOS管T2；

当磁电机B相交流电压为负半波时，关断MOS管T4和MOS管T5，并开通MOS管T6，当磁电机B相交流电压为正半波时，关断MOS管T6，并开通或关断MOS管T4和MOS管T5；

当磁电机C相交流电压为负半波时，关断MOS管T7和MOS管T8，并开通MOS管T9，当磁电机C相交流电压为正半波时，关断MOS管T9，并开通或关断MOS管T7和MOS管T8。

这样，当磁电机A相交流电压为负半波时，即磁电机A相电流小于等于0时，此时需要开通A相下桥臂上的MOS管T3，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机A相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断A相下桥臂上的MOS管T3，以此来实现开关式控制的目的。

同理，当磁电机B相交流电压为负半波时，即磁电机B相电流小于等于0时，此时需要开通B相下桥臂上的MOS管T6，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机B相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断B相下桥臂上的MOS管T6，以此来实现开关式控制的目的。

同理，当磁电机C相交流电压为负半波时，即磁电机C相电流小于等于0时，此时需要开通C相下桥臂上的MOS管T9，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机C相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断C相下桥臂上的MOS管T9，以此来实现开关式控制的目的。

综上，本方案即降低了调压器的损耗，同时也实现了开关式控制的目的。

优选的，设置参考电压Uref；

在所述MOS管T3的源极与地之间串联采样电阻R1，并通过比较采样电阻R1上的电压值UOA1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T3的导通或关断；

在所述MOS管T6的源极与地之间串联采样电阻R2，并通过比较采样电阻R2上的电压值UOB1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T6的导通或关断；

在所述MOS管T9的源极与地之间串联采样电阻R3，并通过比较采样电阻R3上的电压值UOC1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T9的导通或关断。

这样，为了实现在各相负电流为0或者达到0之前将对应相下桥臂上的MOS管关断的目的，本方案通过设置参考电压Uref，同时在各相下桥臂的MOS管上串联采样电阻，通过比较采样电阻上的电压和参考电压来实现对对应相下桥臂MOS管关断的目的。

当A相电流小于等于0时，与MOS管T3串联的采样电阻R1上的电压值为UOA1，由于采样电阻R1上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R1上的电流值小于等于0时，采样电阻R1上的电压值UOA1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当A相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R1上的电压值UOA1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R1上的电压值UOA1增加到越过参考电压Uref时，MOS管T3关断。

同理，当B相电流小于等于0时，与MOS管T6串联的采样电阻R2上的电压值为UOB1，由于采样电阻R2上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R2上的电流值小于等于0时，采样电阻R2上的电压值UOB1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当B相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R2上的电压值UOB1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R2上的电压值UOB1增加到越过参考电压Uref时， MOS管T6关断。

当C相电流小于等于0时，与MOS管T9串联的采样电阻R3上的电压值为UOC1，由于采样电阻R3上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R3上的电流值小于等于0时，采样电阻R3上的电压值UOC1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当C相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R3上的电压值UOC1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R3上的电压值UOC1增加到越过参考电压Uref时，MOS管T9关断。

优选的，设置参考电压Uref，所述参考电压Uref小于等于0V；

采集MOS管T3的漏极电压UOA2，将MOS管T3的漏极电压UOA2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于参考电压Uref时，开通MOS管T3，并在MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T3；

采集MOS管T6的漏极电压UOB2，将MOS管T6的漏极电压UOB2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于参考电压Uref时，开通MOS管T6，并在MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T6；

采集MOS管T9的漏极电压UOC2，将MOS管T9的漏极电压UOC2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于参考电压Uref时，开通MOS管T9，并在MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T9。

这样，为了实现在各相电流小于等于0时将对应相下桥臂上的MOS管开通的目的，本方案通过设置参考电压Uref，并将参考电压Uref设计小于等于0V，同时采集各相下桥臂MOS管上的漏极电压，通过比较MOS管漏极上的电压和参考电压来实现对对应相下桥臂MOS管开通的目的。

对A相下桥臂，利用电流在MOS管T3沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T3的漏极电压UOA2来检测A相流过MOS管T3的电流，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于参考电压时，意味着流过MOS管T3的电流小于等于0，此时导通MOS管T3, 当MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T3的电流大于等于0，此时关断MOS管T3。

对B相下桥臂，利用电流在MOS管T6沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T6的漏极电压UOBA2来检测B相流过MOS管T6的电流，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于参考电压时，意味着流过MOS管T6的电流小于等于0，此时导通MOS管T6, 当MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T6的电流大于等于0，此时关断MOS管T6。

对C相下桥臂，利用电流在MOS管T9沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T9的漏极电压UOC2来检测C相流过MOS管T9的电流，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于参考电压时，意味着流过MOS管T9的电流小于等于0，此时导通MOS管T9, 当MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T9的电流大于等于0，此时关断MOS管T9。

优选的，设置导通角ɵ，通过调整导通角ɵ来调整MOS开关式调压器的输出电压VBATT；

当磁电机A相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T1和MOS管T2导通，MOS管T3截止，A相交流电压开始输出能量到负载；当A相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压停止输出能量到负载；当磁电机A相为负半波交流电压时，MOS管T3导通，MOS管T1和MOS管T2截止；

当磁电机B相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T4和MOS管T5导通，MOS管T6截止，B相交流电压开始输出能量到负载；当B相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机B相为负半波交流电压时，MOS管T6导通，MOS管T4和MOS管T5截止；

当磁电机C相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T7和MOS管T8导通，MOS管T9截止，C相交流电压开始输出能量到负载；当C相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机C相为负半波交流电压时，MOS管T9导通，MOS管T7和MOS管T8截止。

这样，当调压器的负载变化时，此时需要调整调压器的输出电压来适应负载的变化，通过对导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节，具体说明如下：

当A相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，A相交流电压不输出能量到负载，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，此时A相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，A相上桥臂的MOS管T1和MOS管T2导通，A相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，A相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当磁电机A相为负半波交流电压时，MOS管T3导通，MOS管T1和MOS管T2截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

同理，当B相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，B相交流电压不输出能量到负载，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，此时B相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，B相上桥臂的MOS管T4和MOS管T5导通，B相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，B相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当磁电机B相为负半波交流电压时，MOS管T6导通，MOS管T4和MOS管T5截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

当C相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，C相交流电压不输出能量到负载，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，此时C相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，C相上桥臂的MOS管T7和MOS管T8导通，C相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，C相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当磁电机C相为负半波交流电压时，MOS管T9导通，MOS管T7和MOS管T8截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

优选的，当磁电机A相为正半波交流电压且A相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T1先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T2再开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

当磁电机B相为正半波交流电压且B相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T4先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T5再开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

当磁电机C相为正半波交流电压且C相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T7先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T8再开通, C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

这样，A相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T1后经过一段时间的延时再开通MOS管T2，这样可以避免A相产生桥臂直通的问题。

同理，B相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T4后经过一段时间的延时再开通MOS管T5，这样可以避免B相产生桥臂直通的问题。

C相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T7后经过一段时间的延时再开通MOS管T8，这样可以避免C相产生桥臂直通的问题。

优选的，设置相过压保护，当每相交流电压超过设定值时，该相下桥臂的MOS管导通；

当磁电机A相为正半波交流电压且A相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T3开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T1开通，延时100ns~50us后MOS管T3关断，再延时100ns~50us后MOS管T2开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

当磁电机B相为正半波交流电压且B相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T6开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T4开通，延时100ns~50us后MOS管T6关断，再延时100ns~50us后MOS管T5开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

当磁电机C相为正半波交流电压且C相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T9开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T7开通，延时100ns~50us后MOS管T9关断，再延时100ns~50us后MOS管T8开通，C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

这样，当A相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T3导通，将A相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T1并经过一段时间延时后关断MOS管T3，其目的是预先建立起MOS管T3关断后的电流通路，使得MOS管T3关断后MOS管T3上的电流能直接切换到MOS管T1进行输出，而在关断MOS管T3后经过一段延时时间再开启MOS管T2，是为了避免MOS管T2开通过早导致的桥臂直通的问题。

同理，当B相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T6导通，将B相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T4并经过一段时间延时后关断MOS管T6，其目的是预先建立起MOS管T6关断后的电流通路，使得MOS管T6关断后MOS管T6上的电流能直接切换到MOS管T4进行输出，而在关断MOS管T6后经过一段延时时间再开启MOS管T5，是为了避免MOS管T5开通过早导致的桥臂直通的问题。

当C相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T9导通，将C相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T7并经过一段时间延时后关断MOS管T9，其目的是预先建立起MOS管T9关断后的电流通路，使得MOS管T9关断后MOS管T9上的电流能直接切换到MOS管T7进行输出，而在关断MOS管T9后经过一段延时时间再开启MOS管T8，是为了避免MOS管T8开通过早导致的桥臂直通的问题。

优选的，当磁电机A相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T2先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T1并开通MOS管T3；

当磁电机B相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T5先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T4并开通MOS管T6；

当磁电机C相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T8先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T7并开通MOS管T9。

这样，当磁电机A相整流状态结束整流电流为0即A相脱离整流状态时，MOS管T2先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T1并开通MOS管T3，是为了避免A相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

同理，当磁电机B相整流状态结束整流电流为0即B相脱离整流状态时，MOS管T5先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T4并开通MOS管T6，是为了避免B相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

当磁电机C相整流状态结束整流电流为0即C相脱离整流状态时，MOS管T8先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T7并开通MOS管T9，是为了避免C相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

优选的，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流方法将MOS开关式调压器的输出电压VBATT稳定在预设电压值，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流方法的输出电流曲线和采用导通角整流方法的输出电流曲线相交点对应的转速设为第一转速；

当磁电机的转速小于等于第一转速时，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式；

当磁电机的转速大于第一转速时，MOS开关式调压器采用导通角整流方式。

这样，对采用BOOST升压整流方法的输出电流曲线和采用导通角整流方法的输出电流曲线相交点对应的转速在出厂前由BOOST升压整流和导通角整流在最大设计负载和不同转速时测定得到。

当磁电机的转速小于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流大于导通角整流时输出的电流，此时通过采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式可以使得调压器的输出电压稳定在预设电压值；而当磁电机的转速大于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流小于导通角整流时输出的电流，此时直接采用导通角整流方式通过对导通角ɵ的调整来达到将输出电压稳定在预设电压值的目的。

优选的，磁电机的转速小于等于第一转速时，当负载增大使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT在导通角ɵ宽度增大到完全覆盖各相交流正半波仍然小于预设电压值时，MOS开关式调压器由导通角整流方法切换为BOOST升压整流方法；当负载减小使得MOS开关式调压器采用BOOST升压整流的PWM占空比减小时，MOS开关式调压器由BOOST升压整流方法切换为导通角整流方法；

磁电机的转速大于第一转速时，当MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小到小于预设电压值时，增加导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间增加，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大并稳定在预设电压值；当MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大到大于预设电压值时，减小导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间减少，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小并稳定在预设电压值。

这样，若采用导通角整流方法在增加导通角ɵ宽度到完全覆盖各相交流正半波仍然小于预设电压值时，此时导通角整流方法将无法进一步增大输出电压使其达到预设电压值，此时由于在磁电机的转速小于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流大于导通角整流时输出的电流，因此可以采用由导通角整流方法切换为BOOST升压整流的方法来提高输出电压以使得稳定在预设电压值，由此达到输出电压稳定在预设电压值的目的；而当负载减小使得采BOOST升压整流方法的PWM占空比减小时，此时MOS开关式调压器由BOOST升压整流方法切换为导通角整流方法；若导通角整流方式无法将调压器输出电压控制在预设电压值，则控制方式重新进入BOOST升压整流方式，由此通过在小于第一转速的范围内进行BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式来达到将输出电压始终稳定在预设电压值的目的。

而当磁电机的转速大于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流小于导通角整流时输出的电流，此时直接采用导通角整流方式通过对导通角ɵ的宽度进行调整，导通角ɵ的宽度越宽，则对应相MOS管的开通时间也越长，输出电压也就越大，导通角ɵ的宽度越小，则对应相MOS管的开通时间也越短，输出电压也就越小，由此通过对导通角ɵ宽度的调整来达到将输出电压稳定在预设电压值的目的。

附图说明

图1为现有技术中6个MOS管形成的短路式调压器的结构图；

图2为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法中采用的开关式调压器的结构图；

图3为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中串联采样电阻来控制下桥臂MOS管在负半波导通时的结构图；

图4为图3中采样电阻与参考电压的比较电路图；

图5为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法中开关式调压器的工作原理示意图；

图6为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中A相的开关时序图；

图7为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中B相的开关时序图；

图8为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中C相的开关时序图;

图9为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中采用BOOST升压整流和导通角整流两种方法时的输出电流曲线图；

图10为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例一中采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压时的切换示意图；

图11为本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法实施例二中采集各相MOS管漏极电压来控制下桥臂MOS管在负半波导通时的结构图；

图12为图11中各相MOS管漏极电压与参考电压的比较电路图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

本发明摩托车用MOS开关式调压器的控制方法中采用的主电路如附图2所述，该主电路包括上桥臂和下桥臂，上桥臂包括MOS管T1、MOS管T2、MOS管T4、MOS管T5、MOS管T7和MOS管T8，下桥臂包括MOS管T3、MOS管T6和MOS管T9；MOS管T1的源极与负载连接，MOS管T1的漏极与MOS管T2的漏极连接，MOS管T2的源极与磁电机的A相输出端连接，MOS管T3的源极接地，MOS管T3的漏极与磁电机的A相输出端连接；MOS管T4的源极与负载连接，MOS管T4的漏极与MOS管T5的漏极连接，MOS管T5的源极与磁电机的B相输出端连接，MOS管T6的源极接地，MOS管T6的漏极与磁电机的B相输出端连接；MOS管T7的源极与负载连接，MOS管T7的漏极与MOS管T8的漏极连接，MOS管T8的源极与磁电机的C相输出端连接，MOS管T9的源极接地，MOS管T9的漏极与磁电机的C相输出端连接。

本发明一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，当磁电机A相交流电压为负半波时，关断MOS管T1和MOS管T2，并开通MOS管T3，当磁电机A相交流电压为正半波时，关断MOS管T3，并开通或关断MOS管T1和MOS管T2；

当磁电机B相交流电压为负半波时，关断MOS管T4和MOS管T5，并开通MOS管T6，当磁电机B相交流电压为正半波时，关断MOS管T6，并开通或关断MOS管T4和MOS管T5；

当磁电机C相交流电压为负半波时，关断MOS管T7和MOS管T8，并开通MOS管T9，当磁电机C相交流电压为正半波时，关断MOS管T9，并开通或关断MOS管T7和MOS管T8。

这样，当磁电机A相交流电压为负半波时，即磁电机A相电流小于等于0时，此时需要开通A相下桥臂上的MOS管T3，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机A相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断A相下桥臂上的MOS管T3，以此来实现开关式控制的目的。

同理，当磁电机B相交流电压为负半波时，即磁电机B相电流小于等于0时，此时需要开通B相下桥臂上的MOS管T6，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机B相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断B相下桥臂上的MOS管T6，以此来实现开关式控制的目的。

同理，当磁电机C相交流电压为负半波时，即磁电机C相电流小于等于0时，此时需要开通C相下桥臂上的MOS管T9，以此来降低此时调压器的损耗，同时当磁电机C相负电流等于0时或等于0前，此时需要关断C相下桥臂上的MOS管T9，以此来实现开关式控制的目的。

实施例一：

如附图3和附图4所示，在本实施例中，设置参考电压Uref；

在MOS管T3的源极与地之间串联采样电阻R1，并通过比较采样电阻R1上的电压值UOA1和参考电压Uref的关系来控制MOS管T3的导通或关断；

在MOS管T6的源极与地之间串联采样电阻R2，并通过比较采样电阻R2上的电压值UOB1和参考电压Uref的关系来控制MOS管T6的导通或关断；

在MOS管T9的源极与地之间串联采样电阻R3，并通过比较采样电阻R3上的电压值UOC1和参考电压Uref的关系来控制MOS管T9的导通或关断。

这样，为了实现在各相负电流为0或者达到0之前将对应相下桥臂上的MOS管关断的目的，本方案通过设置参考电压Uref，同时在各相下桥臂的MOS管上串联采样电阻，通过比较采样电阻上的电压和参考电压来实现对对应相下桥臂MOS管关断的目的。

当A相电流小于等于0时，与MOS管T3串联的采样电阻R1上的电压值为UOA1，由于采样电阻R1上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R1上的电流值小于等于0时，采样电阻R1上的电压值UOA1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当A相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R1上的电压值UOA1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R1上的电压值UOA1增加到越过参考电压Uref时，MOS管T3关断。具体的，通过设置比较器U1来对采样电阻R1上的电压值UOA1和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U1的正向输入端连接，采样电阻R1上的电压值UOA1与比较器U1的反向输入端连接，当采样电阻R1上的电压值UOA1小于等于参考电压Uref，比较器U1输出信号使得MOS管T3开通，而当采样电阻R1上的电压值UOA1大于等于参考电压Uref，比较器U1输出翻转信号使得MOS管T3关断。

同理，当B相电流小于等于0时，与MOS管T6串联的采样电阻R2上的电压值为UOB1，由于采样电阻R2上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R2上的电流值小于等于0时，采样电阻R2上的电压值UOB1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当B相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R2上的电压值UOB1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R2上的电压值UOB1增加到越过参考电压Uref时， MOS管T6关断。具体的，通过设置比较器U2来对采样电阻R2上的电压值UOB1和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U2的正向输入端连接，采样电阻R2上的电压值UOB1与比较器U2的反向输入端连接，当采样电阻R2上的电压值UOB1小于等于参考电压Uref，比较器U2输出信号使得MOS管T6开通，而当采样电阻R2上的电压值UOB1大于等于参考电压Uref，比较器U2输出翻转信号使得MOS管T6关断。

当C相电流小于等于0时，与MOS管T9串联的采样电阻R3上的电压值为UOC1，由于采样电阻R3上的电压和电流之间是正比例关系，故当采样电阻R3上的电流值小于等于0时，采样电阻R3上的电压值UOC1也将小于等于0，通过设置参考电压Uref，将参考电压Uref设置为0或略小于0，当C相电流由负电流增加到接近于0或等于0时，采样电阻R3上的电压值UOC1也将增加到接近于0或等于0 ，当采样电阻R3上的电压值UOC1增加到越过参考电压Uref时，MOS管T9关断。具体的，通过设置比较器U3来对采样电阻R3上的电压值UOC1和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U3的正向输入端连接，采样电阻R3上的电压值UOC1与比较器U3的反向输入端连接，当采样电阻R3上的电压值UOC1小于等于参考电压Uref，比较器U3输出信号使得MOS管T9开通，而当采样电阻R3上的电压值UOC1大于等于参考电压Uref，比较器U3输出翻转信号使得MOS管T9关断。

如附图5所示，在本实施例中，设置导通角ɵ，通过调整导通角ɵ来调整MOS开关式调压器的输出电压VBATT；

当磁电机A相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T1和MOS管T2导通，MOS管T3截止，A相交流电压开始输出能量到负载；当A相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压停止输出能量到负载；当磁电机A相为负半波交流电压时，MOS管T3导通，MOS管T1和MOS管T2截止；

当磁电机B相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T4和MOS管T5导通，MOS管T6截止，B相交流电压开始输出能量到负载；当B相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机B相为负半波交流电压时，MOS管T6导通，MOS管T4和MOS管T5截止；

当磁电机C相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T7和MOS管T8导通，MOS管T9截止，C相交流电压开始输出能量到负载；当C相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机C相为负半波交流电压时，MOS管T9导通，MOS管T7和MOS管T8截止。

这样，当调压器的负载变化时，此时需要调整调压器的输出电压来适应负载的变化，通过对导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节，具体说明如下：

当A相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，A相交流电压不输出能量到负载，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，此时A相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，A相上桥臂的MOS管T1和MOS管T2导通，A相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，A相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当A相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，此时A相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗，同时，当磁电机A相为负半波交流电压时，MOS管T3导通，MOS管T1和MOS管T2截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

同理，当B相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，B相交流电压不输出能量到负载，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，此时B相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，B相上桥臂的MOS管T4和MOS管T5导通，B相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，B相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当B相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，此时B相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗，同时，当磁电机B相为负半波交流电压时，MOS管T6导通，MOS管T4和MOS管T5截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

当C相处于正半波交流电压时，在导通角ɵ之前，C相交流电压不输出能量到负载，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，此时C相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗；而当到达导通角ɵ时，C相上桥臂的MOS管T7和MOS管T8导通，C相交流电压经整流后输出能量到负载，因此，C相输出能量到负载的范围就是导通角ɵ的导通范围，故通过导通角ɵ的调节就可以实现输出电压的调节；同时，当C相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，此时C相交流电压停止输出能量到负载，以此降低调压器的损耗，同时，当磁电机C相为负半波交流电压时，MOS管T9导通，MOS管T7和MOS管T8截止；也可以进一步达到降低调压器损耗的目的。

如附图6所示，在本实施例中，当磁电机A相为正半波交流电压且A相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T1先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T2再开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

如附图7所示，当磁电机B相为正半波交流电压且B相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T4先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T5再开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

如附图8所示，当磁电机C相为正半波交流电压且C相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T7先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T8再开通, C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

这样，A相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T1后经过一段时间的延时再开通MOS管T2，这样可以避免A相产生桥臂直通的问题。

同理，B相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T4后经过一段时间的延时再开通MOS管T5，这样可以避免B相产生桥臂直通的问题。

C相正半波在到达导通角ɵ时，先开通MOS管T7后经过一段时间的延时再开通MOS管T8，这样可以避免C相产生桥臂直通的问题。

又如附图6所示，在本实施例中，设置相过压保护，当每相交流电压超过设定值时，该相下桥臂的MOS管导通；

当磁电机A相为正半波交流电压且A相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T3开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T1开通，延时100ns~50us后MOS管T3关断，再延时100ns~50us后MOS管T2开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

又如附图7所示，当磁电机B相为正半波交流电压且B相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T6开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T4开通，延时100ns~50us后MOS管T6关断，再延时100ns~50us后MOS管T5开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

又如附图8所示，当磁电机C相为正半波交流电压且C相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T9开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T7开通，延时100ns~50us后MOS管T9关断，再延时100ns~50us后MOS管T8开通，C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

这样，当A相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T3导通，将A相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T1并经过一段时间延时后关断MOS管T3，其目的是预先建立起MOS管T3关断后的电流通路，使得MOS管T3关断后MOS管T3上的电流能直接切换到MOS管T1进行输出，而在关断MOS管T3后经过一段延时时间再开启MOS管T2，是为了避免MOS管T2开通过早导致的桥臂直通的问题。

同理，当B相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T6导通，将B相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T4并经过一段时间延时后关断MOS管T6，其目的是预先建立起MOS管T6关断后的电流通路，使得MOS管T6关断后MOS管T6上的电流能直接切换到MOS管T4进行输出，而在关断MOS管T6后经过一段延时时间再开启MOS管T5，是为了避免MOS管T5开通过早导致的桥臂直通的问题。

当C相为正半波且交流电压超过设定值并产生相过压保护时，此时MOS管T9导通，将C相危险电压泄放掉，当到达导通角ɵ时，先开通MOS管T7并经过一段时间延时后关断MOS管T9，其目的是预先建立起MOS管T9关断后的电流通路，使得MOS管T9关断后MOS管T9上的电流能直接切换到MOS管T7进行输出，而在关断MOS管T9后经过一段延时时间再开启MOS管T8，是为了避免MOS管T8开通过早导致的桥臂直通的问题。

又如附图6所示，在本实施例中，当磁电机A相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T2先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T1并开通MOS管T3；

又如附图7所示，当磁电机B相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T5先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T4并开通MOS管T6；

又如附图8所示，当磁电机C相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T8先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T7并开通MOS管T9。

这样，当磁电机A相整流状态结束整流电流为0即A相脱离整流状态时，MOS管T2先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T1并开通MOS管T3，是为了避免A相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

同理，当磁电机B相整流状态结束整流电流为0即B相脱离整流状态时，MOS管T5先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T4并开通MOS管T6，是为了避免B相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

当磁电机C相整流状态结束整流电流为0即C相脱离整流状态时，MOS管T8先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T7并开通MOS管T9，是为了避免C相电压比输出电压小时产生的负载向调压器反流的问题。

在本实施例中，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流方法将MOS开关式调压器的输出电压VBATT稳定在预设电压值，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流方法的输出电流曲线（如附图9中的I2曲线）和采用导通角整流方法的输出电流曲线（如附图9中的I1曲线）相交点对应的转速设为第一转速（即附图9中的n3，对特定磁电机，I1/I2曲线的交叉点n3在出厂前由BOOST升压整流和三相全波整流在最大设计负载和不同转速时测定）；

当磁电机的转速小于等于第一转速时，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式（如附图10所示）；

当磁电机的转速大于第一转速时，MOS开关式调压器采用导通角整流方式。

这样，对采用BOOST升压整流方法的输出电流曲线和采用导通角整流方法的输出电流曲线相交点对应的转速在出厂前由BOOST升压整流和导通角整流在最大设计负载和不同转速时测定得到。

当磁电机的转速小于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流大于导通角整流时输出的电流，此时通过采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式可以使得调压器的输出电压稳定在预设电压值；而当磁电机的转速大于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流小于导通角整流时输出的电流，此时直接采用导通角整流方式通过对导通角ɵ的调整来达到将输出电压稳定在预设电压值的目的。

在本实施例中，磁电机的转速小于等于第一转速时，当负载增大使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT在导通角ɵ宽度增大到完全覆盖各相交流正半波仍然小于预设电压值时，MOS开关式调压器由导通角整流方法切换为BOOST升压整流方法；当负载减小使得MOS开关式调压器采用BOOST升压整流的PWM占空比减小时，MOS开关式调压器由BOOST升压整流方法切换为导通角整流方法；

磁电机的转速大于第一转速时，当MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小到小于预设电压值时，增加导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间增加，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大并稳定在预设电压值；当MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大到大于预设电压值时，减小导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间减少，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小并稳定在预设电压值。

这样，若采用导通角整流方法在增加导通角ɵ宽度到完全覆盖各相交流正半波仍然小于预设电压值时，此时导通角整流方法将无法进一步增大输出电压使其达到预设电压值，此时由于在磁电机的转速小于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流大于导通角整流时输出的电流，因此可以采用由导通角整流方法切换为BOOST升压整流的方法来提高输出电压以使得稳定在预设电压值，由此达到输出电压稳定在预设电压值的目的；而当负载减小使得采BOOST升压整流方法的PWM占空比减小时，此时MOS开关式调压器由BOOST升压整流方法切换为导通角整流方法；若导通角整流方式无法将调压器输出电压控制在预设电压值，则控制方式重新进入BOOST升压整流方式，由此通过在小于第一转速的范围内进行BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式来达到将输出电压始终稳定在预设电压值的目的。

而当磁电机的转速大于第一转速时，BOOST升压整流输出的电流小于导通角整流时输出的电流，此时直接采用导通角整流方式通过对导通角ɵ的宽度进行调整，导通角ɵ的宽度越宽，则对应相MOS管的开通时间也越长，输出电压也就越大，导通角ɵ的宽度越小，则对应相MOS管的开通时间也越短，输出电压也就越小，由此通过对导通角ɵ宽度的调整来达到将输出电压稳定在预设电压值的目的。

实施例二：与实施例一的不同之处在于，

如附图11和附图12所示，在本实施例中，设置参考电压Uref，参考电压Uref小于等于0V；

采集MOS管T3的漏极电压UOA2，将MOS管T3的漏极电压UOA2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于参考电压Uref时，开通MOS管T3，并在MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T3；

采集MOS管T6的漏极电压UOB2，将MOS管T6的漏极电压UOB2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于参考电压Uref时，开通MOS管T6，并在MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T6；

采集MOS管T9的漏极电压UOC2，将MOS管T9的漏极电压UOC2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于参考电压Uref时，开通MOS管T9，并在MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T9。

这样，为了实现在各相电流小于等于0时将对应相下桥臂上的MOS管开通的目的，本方案通过设置参考电压Uref，并将参考电压Uref设计小于等于0V，同时采集各相下桥臂MOS管上的漏极电压，通过比较MOS管漏极上的电压和参考电压来实现对对应相下桥臂MOS管开通的目的。

对A相下桥臂，利用电流在MOS管T3沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T3的漏极电压UOA2来检测A相流过MOS管T3的电流，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于参考电压时，意味着流过MOS管T3的电流小于等于0，此时导通MOS管T3, 当MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T3的电流大于等于0，此时关断MOS管T3。具体的，通过设置比较器U4来对MOS管T3的漏极电压UOA2和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U4的正向输入端连接，MOS管T3的漏极电压UOA2通过电阻R4与比较器U4的反向输入端连接，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于等于参考电压Uref，比较器U4输出信号使得MOS管T3开通，而当MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压Uref，比较器U4输出信号翻转使得MOS管T3关断。

对B相下桥臂，利用电流在MOS管T6沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T6的漏极电压UOBA2来检测B相流过MOS管T6的电流，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于参考电压时，意味着流过MOS管T6的电流小于等于0，此时导通MOS管T6, 当MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T6的电流大于等于0，此时关断MOS管T6。具体的，通过设置比较器U5来对MOS管T6的漏极电压UOB2和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U5的正向输入端连接，MOS管T6的漏极电压UOB2通过电阻R5与比较器U5的反向输入端连接，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于等于参考电压Uref，比较器U5输出信号使得MOS管T6开通，而当MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压Uref，比较器U5输出信号翻转使得MOS管T6关断。

对C相下桥臂，利用电流在MOS管T9沟道电阻上形成的电压，也就是MOS管T9的漏极电压UOC2来检测C相流过MOS管T9的电流，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于参考电压时，意味着流过MOS管T9的电流小于等于0，此时导通MOS管T9, 当MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压时，意味着流过MOS管T9的电流大于等于0，此时关断MOS管T9。具体的，通过设置比较器U6来对MOS管T9的漏极电压UOC2和参考电压Uref进行比较，其中，参考电压Uref与比较器U6的正向输入端连接，MOS管T9的漏极电压UOC2通过电阻R6与比较器U6的反向输入端连接，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于等于参考电压Uref，比较器U6输出信号使得MOS管T9开通，而当MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压Uref，比较器U6输出信号翻转使得MOS管T9关断。

另外，本方案9个MOS管形成的开关式调压器与传统6个MOS管形成的短路式调压器相比具有以下优点：

1、磁电机ACG的负荷状态上：9个MOS管的开关式调压器明显优于6个MOS管的短路式调压器。9个MOS管的开关式调压器能够按照负载需求整流，负载越小，开通越小，磁电机ACG负载越小；而6个MOS管的短路式调压器即使在负载较小时也使得磁电机ACG一直工作在满载状态。

2、燃油经济性上：9个MOS管的开关式调压器优于6个MOS管的短路式调压器。原因是6个MOS管的短路式调压器的磁电机ACG输出电流一直最大，增加了发动机的负载，不利于燃油经济性提升；经测量，一台125型摩托车，发动机总输出功率6.5KW，所带电能负荷180W，白天负荷80W时，采用短路式调压器后，将有额外的80W的损耗，占比发动机总功率1.3%，意味着，燃油消耗里有1.3%浪费。而9个MOS管的开关式调压器磁电机的输出电流跟随负载大小进行变化，不会有较多的额外的损耗，因此本方案的燃油经济性也更好。

3、磁电机ACG的发热量上：应用6个MOS管的短路式调压器时，磁电机ACG一直处于最大输出状态，致使磁电机ACG发热处于最大状态，对ACG冷却循环***是严峻的考验，经常出现冷却油超温的情况。而9个MOS管的开关式调压器的应用，绝大多数使用时段不会出现油温高的现象。

4、磁电机ACG的可靠性上：应用6个MOS管的短路式调压器的发热量最大、磁电机ACG到调压器间的配电线路电流最大，造成了磁电机和配电线路可靠性降低，而9个MOS管的开关式调压器的发热量小，磁电机和配电线路的可靠性也更高。

最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，那些对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1.一种摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，所述MOS开关式调压器包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括MOS管T1、MOS管T2、MOS管T4、MOS管T5、MOS管T7和MOS管T8，所述下桥臂包括MOS管T3、MOS管T6和MOS管T9；

所述MOS管T1的源极与负载连接，所述MOS管T1的漏极与所述MOS管T2的漏极连接，所述MOS管T2的源极与磁电机的A相输出端连接，所述MOS管T3的源极接地，所述MOS管T3的漏极与磁电机的A相输出端连接；

所述MOS管T4的源极与负载连接，所述MOS管T4的漏极与所述MOS管T5的漏极连接，所述MOS管T5的源极与磁电机的B相输出端连接，所述MOS管T6的源极接地，所述MOS管T6的漏极与磁电机的B相输出端连接；

所述MOS管T7的源极与负载连接，所述MOS管T7的漏极与所述MOS管T8的漏极连接，所述MOS管T8的源极与磁电机的C相输出端连接，所述MOS管T9的源极接地，所述MOS管T9的漏极与磁电机的C相输出端连接；

该控制方法为：当磁电机A相交流电压为负半波时，关断MOS管T1和MOS管T2，并开通MOS管T3，当磁电机A相交流电压为正半波时，关断MOS管T3，并开通或关断MOS管T1和MOS管T2；

当磁电机B相交流电压为负半波时，关断MOS管T4和MOS管T5，并开通MOS管T6，当磁电机B相交流电压为正半波时，关断MOS管T6，并开通或关断MOS管T4和MOS管T5；

当磁电机C相交流电压为负半波时，关断MOS管T7和MOS管T8，并开通MOS管T9，当磁电机C相交流电压为正半波时，关断MOS管T9，并开通或关断MOS管T7和MOS管T8；

设置导通角ɵ，通过调整导通角ɵ来调整MOS开关式调压器的输出电压VBATT；

当磁电机A相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T1和MOS管T2导通，MOS管T3截止，A相交流电压开始输出能量到负载；当A相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T1、MOS管T2和MOS管T3均处于截止状态，A相交流电压停止输出能量到负载；当磁电机A相为负半波交流电压时，MOS管T3导通，MOS管T1和MOS管T2截止；

当磁电机B相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T4和MOS管T5导通，MOS管T6截止，B相交流电压开始输出能量到负载；当B相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T4、MOS管T5和MOS管T6均处于截止状态，B相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机B相为负半波交流电压时，MOS管T6导通，MOS管T4和MOS管T5截止；

当磁电机C相为正半波交流电压时，在导通角ɵ前，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压不输出能量到负载；当到达导通角ɵ时，MOS管T7和MOS管T8导通，MOS管T9截止，C相交流电压开始输出能量到负载；当C相正半波交流电压值低于输出端MOS开关式调压器的输出电压VBATT时，MOS管T7、MOS管T8和MOS管T9均处于截止状态，C相交流电压停止输出能量到负载，当磁电机C相为负半波交流电压时，MOS管T9导通，MOS管T7和MOS管T8截止；

当磁电机A相为正半波交流电压且A相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T1先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T2再开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

当磁电机B相为正半波交流电压且B相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T4先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T5再开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

当磁电机C相为正半波交流电压且C相未产生交流过压保护时，当到达导通角ɵ时，MOS管T7先开通，并在延时100ns~50us后MOS管T8再开通, C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

2.根据权利要求1所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，设置参考电压Uref；

在所述MOS管T3的源极与地之间串联采样电阻R1，并通过比较采样电阻R1上的电压值UOA1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T3的导通或关断；

在所述MOS管T6的源极与地之间串联采样电阻R2，并通过比较采样电阻R2上的电压值UOB1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T6的导通或关断；

在所述MOS管T9的源极与地之间串联采样电阻R3，并通过比较采样电阻R3上的电压值UOC1和参考电压Uref的关系来控制所述MOS管T9的导通或关断。

3.根据权利要求1所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，设置参考电压Uref，所述参考电压Uref小于等于0V；

采集MOS管T3的漏极电压UOA2，将MOS管T3的漏极电压UOA2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T3的漏极电压UOA2小于参考电压Uref时，开通MOS管T3，并在MOS管T3的漏极电压UOA2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T3；

采集MOS管T6的漏极电压UOB2，将MOS管T6的漏极电压UOB2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T6的漏极电压UOB2小于参考电压Uref时，开通MOS管T6，并在MOS管T6的漏极电压UOB2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T6；

采集MOS管T9的漏极电压UOC2，将MOS管T9的漏极电压UOC2与参考电压Uref进行比较，当MOS管T9的漏极电压UOC2小于参考电压Uref时，开通MOS管T9，并在MOS管T9的漏极电压UOC2大于等于参考电压Uref时，关断MOS管T9。

4.根据权利要求1所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，设置相过压保护，当每相交流电压超过设定值时，该相下桥臂的MOS管导通；

当磁电机A相为正半波交流电压且A相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T3开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T1开通，延时100ns~50us后MOS管T3关断，再延时100ns~50us后MOS管T2开通，A相正半波交流电压经MOS管T1和MOS管T2整流后输出到负载；

当磁电机B相为正半波交流电压且B相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T6开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T4开通，延时100ns~50us后MOS管T6关断，再延时100ns~50us后MOS管T5开通，B相正半波交流电压经MOS管T4和MOS管T5整流后输出到负载；

当磁电机C相为正半波交流电压且C相交流电压超过设定值并产生相过压保护时，MOS管T9开通，当到达导通角ɵ时，MOS管T7开通，延时100ns~50us后MOS管T9关断，再延时100ns~50us后MOS管T8开通，C相正半波交流电压经MOS管T7和MOS管T8整流后输出到负载。

5.根据权利要求1所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，当磁电机A相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T2先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T1并开通MOS管T3；

当磁电机B相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T5先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T4并开通MOS管T6；

当磁电机C相整流状态结束整流电流为0时，MOS管T8先关断，并在延时时间大于100ns后关断MOS管T7并开通MOS管T9。

6.根据权利要求1所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流方法将MOS开关式调压器的输出电压VBATT稳定在预设电压值，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流方法的输出电流曲线和采用导通角整流方法的输出电流曲线相交点对应的转速设为第一转速；

当磁电机的转速小于等于第一转速时，MOS开关式调压器采用BOOST升压整流和导通角整流混合调压的方式；

当磁电机的转速大于第一转速时，MOS开关式调压器采用导通角整流方式。

7.根据权利要求6所述的摩托车用MOS开关式调压器的控制方法，其特征在于，磁电机的转速小于等于第一转速时，当负载增大使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT在导通角ɵ宽度增大到完全覆盖各相交流正半波仍然小于预设电压值时，MOS开关式调压器由导通角整流方法切换为BOOST升压整流方法；当负载减小使得MOS开关式调压器采用BOOST升压整流的PWM占空比减小时，MOS开关式调压器由BOOST升压整流方法切换为导通角整流方法；

磁电机的转速大于第一转速时，当MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小到小于预设电压值时，增加导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间增加，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大并稳定在预设电压值；当MOS开关式调压器的输出电压VBATT增大到大于预设电压值时，减小导通角ɵ宽度，各相MOS管的导通时间减少，使得MOS开关式调压器的输出电压VBATT减小并稳定在预设电压值。

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