CN113508495B - 滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

滤波器(12)具有配置在信号路径上的串联谐振器(S1～S4)，构成串联谐振器(S1～S4)的IDT电极包含具有异型部的第1电极指以及不具有异型部的第2电极指中的至少一者，在构成串联谐振器(S1～S4)中的一个以上的串联谐振器的IDT电极中，将多个电极指各自的另一端彼此连结的方向(D)与弹性波传播方向交叉，该IDT电极在第1部分和第2部分中以一定的排列顺序配置了第1电极指和第2电极指。

Description

滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，已知通过使用所谓的倾斜型IDT电极部，即，电极指交叉部相对于弹性波传播方向倾斜地形成的IDT电极部，从而抑制横模。
当该倾斜型IDT电极部应用于在支承基板上依次层叠高声速膜、低声速膜、压电膜以及IDT电极而成的弹性波装置时特别有效。这是因为，上述的使用了层叠型基板的弹性波装置能够提高Q值，另一方面，在频率特性上出现横模纹波。
另一方面，在这样的倾斜型IDT电极部中，在位于电极指与对置的汇流条或偏移电极指之间的间隙部产生驻波，由于其影响而在谐振频率附近产生纹波。因此，提出了如下的技术，即，通过在电极指前端部进一步设置向弹性波传播方向突出的异型部，从而降低谐振频率附近的纹波(例如，参照专利文献1)。在本说明书中，将在前端部设置了异型部的电极指称为异型指。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2015/098756号
发明内容
发明要解决的课题
在将倾斜IDT电极部中的电极指设为异型指的谐振器中，虽然能够抑制谐振频率附近的纹波，但是会在反谐振频率附近产生起因于异型指的纹波。
在使用多个滤波器构成的多工器中，有时一个滤波器具有的谐振器的反谐振频率附近的纹波会位于其它滤波器的通带。在该情况下，在一个滤波器的谐振器的反谐振频率附近产生的纹波有可能成为损害其它滤波器的通带中的特性的主要原因。
本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制谐振频率附近的纹波以及反谐振频率附近的纹波的双方的滤波器、以及使用了这样的滤波器的多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的技术方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的滤波器具有：一对输入输出端子；以及一个以上的串联谐振器，配置在将所述一对输入输出端子间连结的信号路径上，所述一个以上的串联谐振器各自具有IDT电极，所述IDT电极由形成在具有压电体层的基板上的一对梳齿状电极构成，所述一个以上的串联谐振器各自具有的所述一对梳齿状电极各自包含：多个电极指，配置为在弹性波传播方向的正交方向上延伸；以及汇流条电极，将所述多个电极指各自的一端彼此连接，构成所述一个以上的串联谐振器各自的所述IDT电极包含所述多个电极指之中另一端处的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第1电极指、以及所述另一端处的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第2电极指中的至少一者，所述一个以上的串联谐振器包含一个以上的第1串联谐振器，在构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极中，将所述多个电极指各自的所述另一端彼此连结的方向与所述弹性波传播方向交叉，构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极具有第1部分和第2部分，在该IDT电极中，在所述第1部分中所述第1电极指和所述第2电极指以一定的排列顺序配置，在所述第2部分中所述第1电极指和所述第2电极指以所述一定的排列顺序配置。
发明效果
根据本发明涉及的滤波器，在构成第1串联谐振器的IDT电极中，配置为混合存在第1电极指(异型指)和第2电极指(不具有异型部的指(finger))。因此，可抑制在将全部的电极指设为第1电极指的情况下容易增大的反谐振频率附近的纹波、以及在将全部的电极指设为第2电极指的情况下容易增大的谐振频率附近的纹波的双方。其结果是，可得到能够抑制谐振频率附近的纹波以及反谐振频率附近的纹波的双方的滤波器。
附图说明
图1是实施方式1涉及的四工器的结构图。
图2是说明分配给Band1以及Band3的频带的图。
图3是实施方式1涉及的滤波器的电路结构图。
图4是示意性地表示实施方式1涉及的谐振器的俯视图以及剖视图。
图5是参考例涉及的滤波器中的串联谐振器的IDT电极的俯视图。
图6是示出使用了参考例涉及的滤波器的四工器的通过特性以及隔离度特性的曲线图。
图7A是将使用了参考例涉及的滤波器的四工器的隔离度特性放大示出的曲线图。
图7B是将使用了参考例涉及的滤波器的四工器的能量损耗放大示出的曲线图。
图8A是示出实施例涉及的滤波器的IDT电极中的第1电极指以及第2电极指的配置的一个例子的俯视图。
图8B是示出实施例涉及的滤波器的IDT电极中的第1电极指以及第2电极指的配置的另一个例子的俯视图。
图9A是与参考例相比示出使用了实施例涉及的滤波器的四工器的通过特性的曲线图。
图9B是与参考例相比示出使用了实施例涉及的滤波器的四工器的隔离度特性的曲线图。
图9C是与参考例相比示出使用了实施例涉及的滤波器的四工器的能量损耗的曲线图。
图10是实施方式1的变形例涉及的滤波器的电路结构图。
图11是实施方式2涉及的高频前端电路的结构图。
具体实施方式
以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素来进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，在以下的实施方式中，所谓“连接”，不仅包含直接连接的情况，还包含经由其它元件等电连接的情况。
(实施方式1)
在本实施方式中，作为多工器，以四工器为例进行说明。
[1.多工器的基本结构]
图1是本实施方式涉及的四工器1的结构图。另外，在同图中，还图示了与四工器1的公共端子Port1连接的天线元件2。
四工器1是如下的多工器(分波器)，即，具备通带相互不同的多个滤波器(在此为四个滤波器11、12、21以及22)，且这些多个滤波器的天线侧的端子在公共端子Port1被汇集在一起。
具体地，如图1所示，四工器1具有公共端子Port1、四个独立端子Port11、12、21以及22、和四个滤波器11、12、21以及22。
公共端子Port1公共地设置于四个滤波器11、12、21以及22，在四工器1的内部与这些滤波器11、12、21以及22连接。此外，公共端子Port1在四工器1的外部与天线元件2连接。也就是说，公共端子Port1还是四工器1的天线端子。
独立端子Port11、12、21以及22依次与四个滤波器11、12、21以及22独立地对应设置，在四工器1的内部与对应的滤波器连接。此外，独立端子Port11、12、21以及22在四工器1的外部经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：Radio FrequencyIntegrated Circuit，射频集成电路，未图示)连接。
滤波器11配置在将公共端子Port1和独立端子Port11连结的路径上，在本实施方式中，是将LTE(Long Term Evolution，长期演进)的Band3中的下行频带(接收频带)作为通带的接收滤波器。在本实施方式中，滤波器11相当于配置在将公共端子Port1和第2端子(在此为独立端子Port11)连结的第2路径上的第2滤波器。
滤波器12配置在将公共端子Port1和独立端子Port12连结的路径上，在本实施方式中，是将LTE的Band3中的上行频带(发送频带)作为通带的发送滤波器。在本实施方式中，滤波器12相当于配置在将公共端子Port1和第1端子(在此为独立端子Port12)连结的第1路径上的第1滤波器。
滤波器21配置在将公共端子Port1和独立端子Port21连结的路径上，在本实施方式中，是将LTE的Band1中的下行频带(接收频带)作为通带的接收滤波器。
滤波器22配置在将公共端子Port1和独立端子Port22连结的路径上，在本实施方式中，是将LTE的Band1中的上行频带(发送频带)作为通带的发送滤波器。
这些滤波器11和滤波器12构成将LTE的Band3作为通带的不平衡型的双工器10。此外，滤波器21和滤波器22构成将LTE的Band1作为通带的不平衡型的双工器20。也就是说，本实施方式涉及的四工器1是如下的结构，即，将LTE的Band3作为通带的双工器10的公共端子(天线端子)和将LTE的Band1作为通带的双工器20的公共端子(天线端子)在公共端子Port1被公共化。在本实施方式中，通过双工器10的信号路径和通过双工器20的信号路径在节点N被连接。也就是说，节点N是将这两个信号路径汇集在一起的点。
在此，对分配给作为本实施方式涉及的四工器1的通带的LTE的Band1以及Band3的频带进行说明。另外，以下，关于频带的范围，将表示A以上且B以下的数值范围像A～B这样进行简化记载。
图2是说明分配给Band1以及Band3的频带的图。另外，以后，有时将“LTE的Band”简单记载为“Band”，将各Band的接收频带(Rx)以及发送频带(Tx)用频段名和附加在其末尾的表示接收频带或发送频带的语句进行简化记载，例如，对于Band1的接收频带(Rx)，像“Band1Rx频带”这样进行简化记载。
如同图所示，Band1对发送频带分配了1920～1980MHz，对接收频带分配了2110～2170MHz。Band3对发送频带分配了1710～1785MHz，对接收频带分配了1805～1880MHz。因此，作为滤波器11、12、21以及22的滤波器特性，要求如同图的实线所示的使对应的Band的发送频带或接收频带通过并使其它频带衰减那样的特征。
像以上那样，四工器1具备低频侧的滤波器12(第1滤波器)和通带的频率比滤波器12高的高频侧的滤波器11(第2滤波器)。此外，四工器1包含双工器10以及双工器20，该双工器10具备包含滤波器12在内的两个滤波器(在本实施方式中为滤波器11以及12)，该双工器20具备包含滤波器22在内的两个滤波器(在本实施方式中为滤波器21以及22)。
另外，两个双工器10以及20的通带并不限于Band3以及Band1的组合，例如，也可以是Band25以及Band66的组合或Band3以及Band7的组合等。此外，在四工器1中，也可以在将各滤波器11、12、21以及22和节点N连结的路径上或将节点N和公共端子Port1连结的路径上等连接有阻抗匹配用的电感器等阻抗元件。
[2.滤波器的基本结构]
接着，以将Band3Tx作为通带的滤波器12(第1滤波器)的基本结构为例，对各滤波器11、12、21以及22的基本结构进行说明。
图3是滤波器12的电路结构图。如同图所示，滤波器12具备串联谐振器S1～S4、并联谐振器P1～P4、以及电感器L1～L3。
串联谐振器S1～S4在将公共端子Portl和独立端子Portl2连结的信号路径(串联臂)上从独立端子Port12侧起依次相互串联地连接。此外，并联谐振器P1～P4在将独立端子Port12和串联谐振器S1～S4的各连接点与基准端子(接地)连结的路径(并联臂)上相互并联地连接。具体地，并联谐振器P1经由电感器L1而与基准端子连接，并联谐振器P2、P3经由电感器L2而与基准端子连接，并联谐振器P4经由电感器L3而与基准端子连接。通过串联谐振器S1～S4以及并联谐振器P1～P4的上述连接结构，滤波器12构成了梯型的带通滤波器。
像这样，滤波器12(第1滤波器)具有梯型的滤波器构造，该梯型的滤波器构造包含：配置在信号路径上的两个以上的串联谐振器(在本实施方式中为四个串联谐振器S1～S4)、以及配置在将信号路径和基准端子(接地)连结的路径上的一个以上的并联谐振器(在本实施方式中为四个并联谐振器P1～P4)。
另外，滤波器12的串联谐振器以及并联谐振器的数量并不限定于分别各四个，只要串联谐振器为两个以上且并联谐振器为一个以上即可。
此外，并联谐振器P1～P4也可以不经由电感器L1～L3地与基准端子直接连接。此外，也可以在串联臂上或并联臂上***或连接有电感器以及电容器等阻抗元件。
此外，虽然在图3中，连接并联谐振器P2、P3的基准端子(接地)被公共化，连接并联谐振器P1的基准端子以及连接并联谐振器P4的基准端子被独立化，但是被公共化的基准端子以及被独立化的基准端子并不限于此，例如，能够根据滤波器12的安装布局的限制等而适当地进行选择。
此外，也可以在构成梯型的滤波器构造的串联谐振器S1～S4之中最靠近公共端子Port1的串联谐振器S4的公共端子Port1侧的节点连接有并联谐振器。此外，也可以省略与最靠近独立端子Port12的串联谐振器S1的独立端子Port12侧的节点连接的并联谐振器P1。
[3.谐振器的基本构造]
接着，对构成滤波器12(第1滤波器)的各谐振器(串联谐振器以及并联谐振器)的基本构造进行说明。在本实施方式中，该谐振器是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。
另外，其它滤波器11、21以及22并不限定于上述的结构，能够根据要求的滤波器特性等而适当地进行设计。具体地，滤波器11、21以及22也可以不具有梯型的滤波器构造，例如可以是纵向耦合型的滤波器构造。此外，构成滤波器11、21以及22的各谐振器并不限于SAW谐振器，例如可以是BAW(Bulk Acoustic Wave，体声波)谐振器。进而，滤波器11、21以及22也可以不使用弹性波谐振器来构成，例如可以是LC谐振滤波器或电介质滤波器。
图4是示意性地表示本实施方式涉及的滤波器12的谐振器的俯视图以及剖视图。在同图中，代表构成滤波器12的多个谐振器而例示了表示串联谐振器S1的构造的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图4所示的串联谐振器S1用于说明上述多个谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。此外，虽然在图4中未示出，但是电极指也可以是在前端部具有异型部的异型指。
如图4的俯视图所示，串联谐振器S1具有相互对置的一对梳齿状电极32a以及32b和相对于一对梳齿状电极32a以及32b配置在弹性波的传播方向上的反射器32c。一对梳齿状电极32a以及32b构成了IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极。另外，由于安装布局的限制等，也可以不配置一对反射器32c中的一者。
梳齿状电极32a包含：配置为梳齿形状且相互平行的多个电极指322a以及多个偏移电极指323a、和将多个电极指322a各自的一端彼此以及多个偏移电极指323a各自的一端彼此连接的汇流条电极321a。此外，梳齿状电极32b包含：配置为梳齿形状且相互平行的多个电极指322b以及多个偏移电极指323b、和将多个电极指322b各自的一端彼此以及多个偏移电极指323b各自的一端彼此连接的汇流条电极321b。多个电极指322a以及322b和多个偏移电极指323a以及323b形成为在弹性波传播方向(X轴方向)的正交方向上延伸。此外，电极指322a和偏移电极指323b在上述正交方向上对置，电极指322b和偏移电极指323a在上述正交方向上对置。
在此，将多个电极指322a各自的另一端彼此(多个电极指322a各自的不与汇流条电极321a连接的端部彼此)连结的方向D以给定的角度与弹性波传播方向(X轴方向)交叉。此外，将多个电极指322b各自的另一端彼此(多个电极指322b各自的不与汇流条电极321b连接的端部彼此)连结的方向D以上述给定的角度与弹性波传播方向(X轴方向)交叉。通过该形状，构成串联谐振器S1～S4以及并联谐振器P1～P4的各IDT电极成为了弹性波传播方向和多个电极指的排列方向交叉的所谓的倾斜IDT。
在使用压电体层形成的单端口的利用了声表面波的谐振器中，有时在谐振频率与反谐振频率之间产生所谓的横模纹波，使通带内的传输特性劣化。在本实施方式涉及的滤波器12中，作为其对策，对于各谐振器的IDT电极而采用了倾斜IDT。
一对反射器32c相对于一对梳齿状电极32a以及32b配置在上述方向D上。具体地，一对反射器32c配置为在上述方向D上夹着一对梳齿状电极32a以及32b。各反射器32c包含相互平行的多个反射电极指、和将该多个反射电极指连接的反射器汇流条电极。一对反射器32c的反射器汇流条电极沿着上述方向D形成。
像这样构成的一对反射器32c能够不会泄漏到谐振器(在此为串联谐振器S1)的外部地对传播的弹性波的驻波进行封闭。由此，该谐振器能够以低损耗传播由一对梳齿状电极32a以及32b的电极间距、对数以及交叉宽度等规定的通带的高频信号，并使通带外的高频信号衰减得高。
此外，如图4的剖视图所示，包含多个电极指322a以及322b、多个偏移电极指323a以及323b、和汇流条电极321a以及321b的IDT电极成为了密接层324和主电极层325的层叠构造。此外，反射器32c的剖面构造与IDT电极的剖面构造相同，因此以下省略其说明。
密接层324是用于使压电体层327和主电极层325的密接性提高的层，作为材料，例如可使用Ti。密接层324的膜厚例如为12nm。
主电极层325作为材料，例如可使用含有1％的Cu的Al。主电极层325的膜厚例如为162nm。
保护层326形成为覆盖IDT电极。保护层326是以保护主电极层325不受外部环境的影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。保护层326的膜厚例如为25nm。
另外，构成密接层324、主电极层325以及保护层326的材料并不限定于上述的材料。进而，IDT电极也可以不是上述层叠构造。IDT电极例如可以包含Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金，此外，也可以包含含有上述的金属或合金的多个层叠体。此外，也可以不形成保护层326。
这样的IDT电极和反射器32c配置在接下来说明的基板320的主面上。以下，对基板320的层叠构造进行说明。
如图4的下段所示，基板320具备高声速支承基板329、低声速膜328、以及压电体层327，并具有依次层叠了高声速支承基板329、低声速膜328以及压电体层327的构造。
压电体层327是在主面上配置了IDT电极和反射器32c的压电膜。压电体层327例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或压电陶瓷(是用将以X轴为中心轴而从Y轴旋转了50°的轴作为法线的面进行了切断的钽酸锂单晶或陶瓷，并且是声表面波在X轴方向上传播的单晶或陶瓷)构成。在将由IDT电极的电极间距决定的弹性波的波长设为λ的情况下，压电体层327的厚度为3.5λ以下，例如为600nm。
高声速支承基板329是对低声速膜328、压电体层327和IDT电极进行支承的基板。进而，高声速支承基板329是与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比高声速支承基板329中的体波(bulk wave)的声速成为高速的基板，其发挥功能，使得将声表面波封闭在层叠有压电体层327以及低声速膜328的部分而不会泄漏到比高声速支承基板329更靠下方。高声速支承基板329例如为硅基板，厚度例如为125μm。另外，高声速支承基板329可以包含(1)碳化硅、硅、钽酸锂、铌酸锂、或石英等压电体、(2)矾土、蓝宝石、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、块滑石、或镁橄榄石等各种陶瓷、(3)氧化镁、金刚石、(4)以上述各材料为主成分的材料、和(5)以上述各材料的混合物作为主成分的材料中的任一者。
低声速膜328是与在压电体层327传播的体波的声速相比低声速膜328中的体波的声速成为低速的膜，配置在压电体层327与高声速支承基板329之间。通过该构造和弹性波的能量在本质上集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波的能量向IDT电极外的泄漏。低声速膜328例如是以二氧化硅为主成分的膜。在将由IDT电极的电极间距决定的弹性波的波长设为λ的情况下，低声速膜328的厚度为2λ以下，例如为670nm。
根据基板320的上述层叠构造，与以单层使用压电基板的以往的构造相比较，能够大幅地提高谐振频率以及反谐振频率下的Q值。即，能够构成Q值高的声表面波谐振器，因此使用该声表面波谐振器能够构成***损耗小的滤波器。
另外，高声速支承基板329也可以具有层叠了支承基板和高声速膜的构造，在该高声速膜传播的体波的声速与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速。在该情况下，支承基板能够使用钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃、蓝宝石等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。
另外，虽然在本实施方式中，示出了构成滤波器12的IDT电极形成在具有压电体层327的基板320上的例子，但是形成该IDT电极的基板也可以是由单层的压电体层327构成的压电基板。该情况下的压电基板例如由LiTaO3的压电单晶或LiNbO3等其它压电单晶构成。
此外，形成构成滤波器12的IDT电极的基板只要具有压电体层，除了整体由压电体层构成的构造以外，还可以使用在支承基板上层叠有压电体层的构造。
此外，上述本实施方式涉及的压电体层327使用了50°Y切割X传播LiTaO3单晶，但是单晶材料的切割角并不限定于此。也就是说，也可以根据弹性波滤波器装置要求的通过特性等而适当地对层叠构造、材料、以及厚度进行变更，即使是使用了具有上述以外的切割角的LiTaO3压电基板或LiNbO3压电基板等的声表面波滤波器，也能够发挥同样的效果。
在此，对构成声表面波谐振器的IDT电极的电极参数进行说明。
声表面波谐振器的波长由图4的中段所示的作为构成IDT电极的多个电极指322a或322b的重复周期的波长λ来规定。此外，电极间距为波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b的线宽度设为W并将相邻的电极指322a与电极指322b之间的间隔宽度设为S的情况下，由(W+S)来定义。此外，如图4的上段所示，一对梳齿状电极32a以及32b的交叉宽度L是电极指322a和电极指322b的从方向D观察的情况下的重复的电极指长度。此外，各谐振器的电极占空比是多个电极指322a以及322b的线宽度占有率，是多个电极指322a以及322b的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，由W/(W+S)来定义。
另外，虽然在上述中对串联谐振器S1包含倾斜IDT的例子进行了说明，但是并不限于此，也可以是全部的串联谐振器以及并联谐振器包含倾斜IDT，还可以是仅串联谐振器包含倾斜IDT。
此外，虽然在上述中对串联谐振器S1具有偏移电极指的例子进行了说明，但是并不限于此，也可以是全部的串联谐振器以及并联谐振器具有偏移电极指，还可以是存在不具有偏移电极指的谐振器。
[4.参考例涉及的滤波器中的谐振器构造]
如前所述，在具有倾斜IDT电极部的谐振器中，在谐振频率附近产生纹波，在将倾斜IDT电极部中的电极指设为异型指的谐振器中，虽然能够抑制谐振频率附近的纹波，但是在反谐振频率附近容易产生纹波。
因此，首先设定参考例1～参考例4，并对特性进行了比较，该参考例1～参考例4是如下情况中的任一者，即，在图3的滤波器12的串联谐振器S1～S4的各个串联谐振器中，包含偏移电极指在内的全部的电极指是异型指，或者不是异型指。
图5是参考例1～参考例4涉及的滤波器12中的串联谐振器S1～S4的IDT电极的俯视图。
在参考例1～参考例4涉及的滤波器12中，在串联谐振器S1～S4的各个串联谐振器中，每个谐振器是如下情况中的任一者，即，全部的电极指322a、322b以及偏移电极指323a、323b不是异型指(图5的(a))，或者是异型指(图5的(b))。在此，所谓异型指，是多个电极指中的成为如下形状(即，具有异型部)的电极指，该形状是不与汇流条电极连接的端部的电极指宽度比电极指中央部的电极指宽度宽。
如图5的(a)所示，在全部的电极指不是异型指的谐振器中，全部的偏移电极指323a1以及电极指322b1成为了端部的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第2电极指。此外，在该谐振器中，全部的电极指322a以及偏移电极指323b也成为了第2电极指(未图示)。
另一方面，如图5的(b)所示，在全部的电极指是异型指的谐振器中，全部的偏移电极指323a2以及电极指322b2分别具有异型部323d、322d，成为了端部的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第1电极指。此外，在该谐振器中，全部的电极指322a以及偏移电极指323b也成为了第1电极指(未图示)。
表1表示了在参考例1～参考例4中全部的电极指(包含偏移电极指)是异型指的谐振器的配置。在以下的说明中，用“除去了异型部”这样的语句来表示不具有异型部的电极指(包含偏移电极指)的形状。该语句仅用于区分不具有异型部的电极指的形状和异型指的形状，并不限定制造的过程。也就是说，除去了异型部的电极指也可以是原本就图案化为不具有异型部的形状的电极指。
在表1中，对参考例1～参考例4表示了每个谐振器的异型部的除去率。在表1中，所谓异型部的除去率为0％，意味着谐振器的全部的电极指(包含偏移电极指)是异型指，所谓异型部的除去率为100％，意味着谐振器的全部的电极指(包含偏移电极指)不具有异型部。
[表1]
异型部的除去率 谐振器S4 谐振器S3 谐振器S2 谐振器S1
参考例1 0％ 0％ 0％ 0％
参考例2 0％ 100％ 0％ 0％
参考例3 100％ 100％ 100％ 100％
参考例4 0％ 100％ 0％ 100％
[5.使用了参考例涉及的滤波器的四工器的特性比较]
对将参考例1～参考例4各自的滤波器作为滤波器12使用的四工器1(以下，简称为参考例1～参考例4)中的通过特性以及隔离度特性进行说明。
首先，对参考例1进行说明。
图6是示出参考例1中的、独立端子Port12-公共端子Port1间的通过特性、以及独立端子Port12-独立端子Port11间的隔离度特性的一个例子的曲线图。
具体地，在同图中，示出了经由滤波器12(Band3Tx用滤波器)的路径的通过特性、以及经由滤波器12和滤波器11(Band3Rx用滤波器)的路径的隔离度特性。更具体地，示出了从公共端子Port1输出的信号的强度相对于输入到独立端子Port12的信号的强度之比即***损耗、以及从独立端子Port11输出的信号的强度相对于输入到独立端子Port12的信号的强度之比即隔离度。
在图6所示的通过特性以及隔离度特性中的任一者中，均在Band3的接收频带(Band3Rx)的高频端处发现了纹波。该纹波与在参考例1的滤波器12单体下的特性中在反谐振频率附近产生的纹波(未图示)由于在频率上一致，因此可知起因于滤波器12。
像这样，在四工器1中使用全部的谐振器的全部的电极指(包含偏移电极指)是异型指的滤波器12的情况有可能成为损害其它滤波器(例如，滤波器11)的通带中的特性的主要原因。
图7A是将参考例1～参考例4中的独立端子Port12-独立端子Port11间的隔离度特性的一个例子放大示出的曲线图。
图7B是将参考例1、参考例3、参考例4中的独立端子Port12-公共端子Port1间的能量损耗的一个例子放大示出的曲线图。在此，所谓能量损耗，是指从通过损耗除去了匹配损耗的路径内的电力消耗。
在参考例3中，与参考例1相反，在滤波器12中，在全部的谐振器的全部的电极指(包含偏移电极指)中除去了异型部。在参考例3中，在Band3Rx的高频端处在隔离度特性产生的纹波小，相反，Band3Tx内的能量损耗大。
此外，在参考例2中，在滤波器12中，在串联谐振器S3的全部的电极指(包含偏移电极指)中除去了异型部，且串联谐振器S1、S2、S4的全部的电极指(包含偏移电极指)具有异型部。在参考例2中，在Band3Rx的高频端处在隔离度特性产生了与参考例1相同程度的纹波。
此外，在参考例4中，在滤波器12中，在串联谐振器S1、S3的全部的电极指(包含偏移电极指)中除去了异型部，且串联谐振器S2、S4的全部的电极指(包含偏移电极指)具有异型部。在参考例4中，虽然在Band3Rx的高频端处在隔离度特性产生的纹波小至与参考例3相同程度，但是Band3Tx内的能量损耗与参考例1相比变大。
像这样，仅在一个串联谐振器(在此为串联谐振器S3)中将异型部的除去率设为100％的参考例2中，不能解决参考例1中的问题，在两个串联谐振器(在此为串联谐振器S1、S3)中将异型部的除去率设为100％的参考例4中，会产生参考例3中的问题。
也就是说，在将异型部的除去率按每个谐振器设为0％(完全不除去)以及100％(全部除去)中的任一者的设定中，不能在通带内的损耗和反谐振频率附近的纹波的双方得到优异的特性。
[6.实施例涉及的滤波器的结构]
因此，本发明的发明人们对如下的结构进行了研究，即，在串联谐振器S1、S3中将异型部的除去率设为比0％大且比100％小的中间的值(换言之，对异型部进行间隔剔除)，并在串联谐振器S2、S4中将异型部的除去率设为0％(完全不除去)。具体地，将以50％、75％的除去率对串联谐振器S1、S3两者的异型部进行了间隔剔除的滤波器分别设定为实施例1、实施例2。
在实施例1、实施例2中，串联谐振器S2、S4是包含具有异型部的第1电极指的第2串联谐振器的一个例子，串联谐振器S1、S3是包含具有异型部的第1电极指和不具有异型部的第2电极指的第1串联谐振器的一个例子。
另外，在实施例1、实施例2中，为了简单明了，第2串联谐振器(串联谐振器S2、S4)没为仪包含第1电极指(除去率为0％)，但是并不限于该例子，第2串联谐振器例如也可以具有几根程度的第2电极指。
图8A、图8B是示出实施例1、实施例2涉及的滤波器12中的第1串联谐振器(串联谐振器S1、S3)的IDT电极的一个例子的俯视图，对于梳齿状电极32a、32b的整体，更简略地示出了图5所示的结构。在图8A、图8B中，示出了异型部的除去率分别成为50％、75％的异型部322d、323d的配置的一个例子。在此，所谓异型部的除去率，是指不具有异型部的电极指以及偏移电极指在构成IDT电极的全部的电极指以及偏移电极指中所占的比例。
在图8A中，按每两根电极指在一根电极指中除去了异型部，因此除去率为50％。在图8B中，按每四根电极指在三根电极指中除去了异型部，因此除去率为75％。
在图8A、图8B中的任一个例子中，异型部均被周期性地除去。在此，所谓异型部被周期性地除去，意味着在IDT电极的第1部分和第2部分中，具有异型部322d、323d的第1电极指和不具有异型部322d、323d的第2电极指以相同的一定的排列顺序配置。在图8A的例子中，以两根第1电极指、两根第2电极指、两根第1电极指的排列顺序交替地配置。在图8B的例子中，以一根第1电极指、两根第2电极指、一根第1电极指的排列顺序交替地配置。交替地配置的第1电极指以及第2电极指可以是一根，也可以是多根。在第1部分以及第2部分中，第1电极指(组)和第2电极指(组)只要交替地配置一次以上即可。
在图8A、图8B的例子中，在弹性波传播方向上对IDT电极的整体进行了分割而成的部分A1～A4中的任一部分中，第1电极指和第2电极指均以一定的排列顺序配置。在该例子中，部分A1～A4中的两个部分为IDT电极的第1部分、第2部分的一个例子。例如，在将部分A1、A2作为IDT电极的第1部分、第2部分进行考虑的情况下，第1部分(部分A1)和第2部分(部分A2)在弹性波传播方向上相邻。即，在由第1部分和第2部分构成的区域中，第1电极指和第2电极指交替地配置的图案重复至少两次以上。换言之，在由第1部分和第2部分构成的区域中，第1电极指被周期性地间隔剔除。
另外，遍及IDT电极的整体以相同的一定的排列顺序配置第1电极指和第2电极指不是必需的。例如，也可以是，图8A、图8B的部分A3、A4中的第1电极指和第2电极指的排列顺序与部分A1、A2中的第1电极指和第2电极指的排列顺序不同。
此外，第1电极指和第2电极指的排列顺序一样的IDT电极的第1部分和第2部分相邻也不是必需的。例如，也可以在第1电极指和第2电极指的排列顺序一样的第1部分和第2部分之间存在不规定排列顺序的一个以上的电极指。
[7.使用了实施例涉及的滤波器的四工器的特性比较]
以下，对将实施例1、实施例2涉及的滤波器作为滤波器12使用的四工器1(以下，简称为实施例1、实施例2)中的通过特性以及隔离度特性进行说明。
图9A是与参考例1、参考例4对比而示出实施例1、实施例2中的独立端子Port12-公共端子Port1间的通过特性的一个例子的曲线图。具体地，在同图中，示出了经由滤波器12(Band3Tx用滤波器)的路径的通过特性。更具体地，示出了从公共端子Port1输出的信号的强度相对于输入到独立端子Port12的信号的强度之比即***损耗。
图9B是与参考例1、参考例4对比而示出实施例1、实施例2中的独立端子Port12-独立端子Port11间的隔离度特性的一个例子的曲线图。具体地，在同图中，示出了经由滤波器12以及滤波器11(Band3Rx用滤波器)的路径的隔离度特性。更具体地，示出了从独立端子Port11输出的信号的强度相对于输入到独立端子Port12的信号的强度之比即隔离度。
图9C是与参考例1、参考例4对比而示出实施例1、实施例2中的独立端子Port12-公共端子Port1间的能量损耗的一个例子的曲线图。具体地，在同图中，示出了经由滤波器12(Band3Tx用滤波器)的路径的通过特性。更具体地，示出了从***损耗除去了匹配损耗的路径内的电力消耗，该***损耗是从公共端子Port1输出的信号的强度相对于输入到独立端子Port12的信号的强度之比。
如图9A、图9B、图9C可看出，在参考例1中，在Band3Rx频带的高频端处在隔离度特性产生了大的纹波，在参考例4中，在Band3Tx频带中***损耗增大了。参考例4中的Band3Tx频带中的***损耗的增大起因于串联谐振器S1、S3。
关于在Band3Rx频带的高频端处在隔离度特性产生的纹波，在参考例1中最大(最差)，并按实施例1、实施例2、参考例4的顺序变得更小(更良好)，在实施例2中，成为与参考例4大致同等的水平。此外，关于Band3Tx频带中的***损耗以及能量损耗，均在参考例4中最大(最差)，并按实施例2、实施例1、参考例1的顺序变得更小(更良好)。
将该结果以在参考例4中的隔离度特性产生的纹波以及参考例1中的***损耗分别作为纹波以及***损耗的参考而汇总于表2。
如在表2汇总的那样，在参考例1中在隔离度特性产生的纹波大，在参考例4中***损耗大，均不能得到隔离度特性和***损耗两者优异的特性。相对于此，在实施例1、实施例2中，通过比参考例1小的纹波和比参考例4小的***损耗，能够得到隔离度特性和***损耗两者优异的特性。特别是，实施例2中的纹波被抑制到与参考例4大致同等的水平。
[表2]
异型部的除去率 谐振器S4 谐振器S3 谐振器S2 谐振器S1 纹波 ***损耗
参考例1 0％ 0％ 0％ 0％ × ◎
参考例4 0％ 100％ 0％ 100％ ◎ ×
实施例1 0％ 50％ 0％ 50％ ○ ○
实施例2 0％ 75％ 0％ 75％ ◎ ○
根据该结果，在构成滤波器的多个串联谐振器中的一个以上的串联谐振器中，通过在IDT电极的第1部分和第2部分中以相同的一定的排列顺序配置第1电极指和第2电极指，从而可得到纹波和***损耗两者小的滤波器。
在IDT电极的第1部分和第2部分中以相同的一定的排列顺序配置第1电极指和第2电极指的串联谐振器也可以设为构成滤波器的多个串联谐振器之中反谐振频率最低的串联谐振器(即，形成滤波器的通带端部的陡峭性的谐振器)以外的串联谐振器。由此，能够在不损害滤波器的通过特性的陡峭性的情况下得到反谐振频率附近的纹波和***损耗两者优异的滤波器。
[8.变形例涉及的滤波器的结构]
在上述实施方式1中，以仅具有梯型的滤波器构造的结构为例对第1滤波器(在实施方式1中为滤波器12)进行了说明。但是，第1滤波器除了梯型的滤波器构造以外还可以进一步具有纵向耦合型的滤波器构造。因此，在本变形例中，对具备具有这种滤波器构造的第1滤波器的四工器进行说明。另外，关于四工器具备的多个滤波器中的第1滤波器以外的滤波器，因为具有与实施方式1同样的结构，所以省略说明。
图10是实施方式1的变形例涉及的滤波器12A(第1滤波器)的电路结构图。
如同图所示，滤波器12A具备串联谐振器S6以及S7、并联谐振器P5以及P6、和纵向耦合谐振器S5。也就是说，滤波器12A是在梯型的滤波器构造附加了纵向耦合谐振器S5的滤波器。
纵向耦合谐振器S5具有配置在公共端子Port1与独立端子Port12之间的纵向耦合型的滤波器构造。在本实施方式中，纵向耦合谐振器S5配置在串联谐振器S6的独立端子Port12侧，包含九个IDT和配置在其两端的反射器。另外，配置纵向耦合谐振器S5的位置并不限定于此，例如，也可以是串联谐振器S7与串联谐振器S6之间，或者串联谐振器S7的公共端子Port1侧。
即使是具备像以上那样构成的第1滤波器(在本变形例中为滤波器12A)的四工器，也与实施方式1同样地，通过在串联谐振器S6、S7中的至少一个谐振器中，在IDT电极的第1部分和第2部分以相同的一定的排列顺序配置第1电极指和第2电极指，从而能够得到反谐振频率附近的纹波和***损耗两者优异的滤波器。
在IDT电极的第1部分和第2部分以相同的一定的排列顺序配置第1电极指和第2电极指的串联谐振器也可以设为串联谐振器S6、S7中的反谐振频率最低的串联谐振器(即，形成滤波器的通带的端部的谐振器)以外的串联谐振器。由此，能够在不损害滤波器的通过特性的陡峭性的情况下得到反谐振频率附近的纹波和***损耗两者优异的滤波器。
此外，根据本实施方式涉及的滤波器12A，通过具有纵向耦合型的滤波器构造，从而能够适应要求衰减强化等的滤波器特性。
(实施方式2)
上述实施方式1及其变形例涉及的四工器还能够应用于高频前端电路，进而应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图11是实施方式2涉及的高频前端电路30的结构图。另外，在同图中，对于与高频前端电路30连接的各构成要素(天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)3、以及基带信号处理电路(BBIC)4)也一并进行了图示。高频前端电路30、RF信号处理电路3、以及基带信号处理电路4构成了通信装置40。
高频前端电路30具备实施方式1涉及的四工器1、接收侧开关13以及发送侧开关23、低噪声放大器电路14、和功率放大器电路24。
接收侧开关13是如下的开关电路，即，具有与作为四工器1的接收端子的独立端子Port11以及Port21独立地连接的两个选择端子、和与低噪声放大器电路14连接的公共端子。
发送侧开关23是如下的开关电路，即，具有与作为四工器1的发送端子的独立端子Port12以及Port22独立地连接的两个选择端子、和与功率放大器电路24连接的公共端子。
这些接收侧开关13以及发送侧开关23分别按照来自控制部(未图示)的控制信号将公共端子和与给定的频段对应的信号路径连接，例如，由SPDT(Single Pole DoubleThrow，单刀双掷)型的开关构成。另外，与公共端子连接的选择端子并不限于一个，也可以是多个。也就是说，高频前端电路30也可以应对载波聚合。
低噪声放大器电路14是如下的接收放大电路，即，将经由了天线元件2、四工器1以及接收侧开关13的高频信号(在此为高频接收信号)放大，并向RF信号处理电路3输出。
功率放大器电路24是如下的发送放大电路，即，将从RF信号处理电路3输出的高频信号(在此为高频发送信号)放大，并经由发送侧开关23以及四工器1输出到天线元件2。
RF信号处理电路3通过下变频等对从天线元件2经由接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并向基带信号处理电路4输出进行该信号处理而生成的接收信号。此外，RF信号处理电路3通过上变频等对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，并向功率放大器电路24输出进行该信号处理而生成的高频发送信号。RF信号处理电路3例如为RFIC。
由基带信号处理电路4处理的信号例如作为图像信号而用于图像显示，或者作为声音信号而用于通话。
另外，高频前端电路30也可以在上述的各构成要素之间具备其它电路元件。
根据像以上那样构成的高频前端电路30以及通信装置40，通过具备上述实施方式1涉及的四工器1，从而可得到在隔离度特性产生的纹波和通过损耗两者优异的特性。
另外，高频前端电路30也可以代替实施方式1涉及的四工器1而具备实施方式1的变形例涉及的四工器。
此外，通信装置40也可以根据高频信号的处理方式而不具备基带信号处理电路(BBIC)4。
(其它实施方式)
以上，列举实施方式及其变形例对本发明的实施方式涉及的滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但是关于本发明，将上述实施方式以及变形例中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含于本发明。
例如，虽然在上述说明中，作为多工器以四工器为例进行了说明，但是对于例如三个滤波器的天线端子被公共化的三工器、六个滤波器的天线端子被公共化的六工器，也能够应用本发明。也就是说，多工器只要具备两个以上的滤波器即可。
进而，多工器并不限于具备发送滤波器以及接收滤波器的双方的结构，也可以是仅具备发送滤波器或者仅具备接收滤波器的结构。
此外，在上述实施方式1中设为滤波器12相当于第1滤波器且滤波器11相当于第2滤波器而进行了说明。也就是说，第1滤波器以及第2滤波器在上述实施方式1中分别为发送滤波器以及接收滤波器。但是，只要是第1滤波器的阻带纹波位于第2滤波器的通带内的多工器，就能够不限定于第1滤波器以及第2滤波器的用途等而应用本发明。因此，也可以是，第1滤波器以及第2滤波器双方为发送滤波器。
(总结)
像以上说明的那样，本发明的一个方式涉及的滤波器具有：一对输入输出端子；以及一个以上的串联谐振器，配置在将所述一对输入输出端子间连结的信号路径上，所述一个以上的串联谐振器各自具有IDT电极，所述IDT电极由形成在具有压电体层的基板上的一对梳齿状电极构成，所述一个以上的串联谐振器各自具有的所述一对梳齿状电极各自包含：多个电极指，配置为在弹性波传播方向的正交方向上延伸；以及汇流条电极，将所述多个电极指各自的一端彼此连接，构成所述一个以上的串联谐振器各自的所述IDT电极包含所述多个电极指之中所述另一端处的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第1电极指、以及所述另一端处的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第2电极指中的至少一者，所述一个以上的串联谐振器包含一个以上的第1串联谐振器，在构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极中，将所述多个电极指各自的另一端彼此连结的方向与所述弹性波传播方向交叉，构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极具有第1部分和第2部分，在该IDT电极中，在所述第1部分中所述第1电极指和所述第2电极指以一定的排列顺序配置，在所述第2部分中所述第1电极指和所述第2电极指以所述一定的排列顺序配置。
此外，也可以设为，所述第1部分和所述第2部分在所述弹性波传播方向上相邻。
此外，也可以设为，遍及构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极的整体，所述第1部分和所述第2部分被重复配置。
由此，在构成滤波器的第1串联谐振器的IDT电极中，配置为混合存在第1电极指(异型指)和第2电极指(不具有异型部的电极指)。因此，可抑制在将全部的电极指设为第1电极指的情况下容易增大的反谐振频率附近的纹波、以及在将全部的电极指设为第2电极指的情况下容易增大的谐振频率附近的纹波的双方。其结果是，可得到能够抑制谐振频率附近的纹波以及反谐振频率附近的纹波的双方的滤波器。
此外，也可以设为，所述一个以上的串联谐振器还包含配置在将所述一对输入输出端子间连结的信号路径上的一个以上的第2串联谐振器，构成所述一个以上的第2串联谐振器各自的所述IDT电极包含所述第1电极指。
此外，也可以设为，所述一个以上的第1串联谐振器各自为所述一个以上的串联谐振器之中反谐振频率最低的串联谐振器以外的串联谐振器。
由此，在反谐振频率最低的串联谐振器、即用于形成滤波器的通带端部的陡峭性的串联谐振器以外的串联谐振器中，使第1电极指和第2电极指混合存在。其结果是，能够在不损害滤波器的通过特性的陡峭性的情况下得到反谐振频率附近的纹波和***损耗两者优异的滤波器。
此外，也可以是，所述滤波器还具有配置在将所述信号路径和接地连结的路径上的一个以上的并联谐振器，并具有梯型的滤波器构造。
由此，能够适应要求低损耗性等的滤波器特性。
此外，也可以具有配置在所述信号路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
由此，能够适应要求衰减强化等的滤波器特性。
此外，也可以是，所述基板具备：压电体层，在一个主面上形成了所述IDT电极；高声速支承基板，传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为高速；以及低声速膜，配置在所述高声速支承基板与所述压电体层之间，传播的体波声速与在所述压电体层传播的体波声速相比为低速。
由此，能够将包含形成在具有压电体层的基板上的IDT电极的各谐振器的Q值维持为高的值。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子、第1端子以及第2端子；第1滤波器，配置在将所述公共端子和所述第1端子连结的第1路径上；以及第2滤波器，配置在将所述公共端子和所述第2端子连结的第2路径上，通带的频率比所述第1滤波器的通带高，所述第1滤波器为前述的滤波器。
由此，可得到第2路径中的***损耗以及第1端子与第2端子之间的隔离度的双方优异的多工器。
此外，也可以是，所述第1滤波器的通带为LTE(Long Term Evolution，长期演进)的Band3中的上行频带，所述第2滤波器的通带为所述LTE的Band3中的下行频带。
在第1滤波器的通带为LTE的Band3中的上行频带且第2滤波器的通带为LTE的Band3中的下行频带的情况下，第2滤波器的通带内的纹波容易增大。因此，通过将第1滤波器的最靠近公共端子的串联谐振器构成为满足上述的条件，从而能够有效地抑制该纹波的增大。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备上述任一个多工器和与所述多工器连接的放大电路。
由此，能够提供能够抑制通带内的纹波的高频前端电路。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供能够抑制通带内的纹波的通信装置。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段***的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：四工器；
2：天线元件；
3：RF信号处理电路(RFIC)；
4：基带信号处理电路(BBIC)；
10、20：双工器；
11、12、12A、21、22：滤波器；
13：接收侧开关；
14：低噪声放大器电路；
23：发送侧开关；
24：功率放大器电路；
30：高频前端电路；
32a、32b：梳齿状电极；
32c：反射器；
40：通信装置；
320：基板；
321a、321b：汇流条电极；
322a、322b、322b1、322b2：电极指；
322d、323d：异型部；
323a、323a1、323a2、323b：偏移电极指；
324：密接层；
325：主电极层；
326：保护层；
327：压电体层；
328：低声速膜；
329：高声速支承基板；
Port1：公共端子；
Port11、Port12、Port21、Port22：独立端子；
P1～P6：并联谐振器；
S1～S4、S6、S7：串联谐振器；
S5：纵向耦合谐振器。

Claims (12)

1.一种滤波器，具有：
一对输入输出端子；以及
一个以上的串联谐振器，配置在将所述一对输入输出端子间连结的信号路径上，
所述一个以上的串联谐振器各自具有IDT电极，所述IDT电极由形成在具有压电体层的基板上的一对梳齿状电极构成，
所述一个以上的串联谐振器各自具有的所述一对梳齿状电极各自包含：
多个电极指，配置为在弹性波传播方向的正交方向上延伸；以及
汇流条电极，将所述多个电极指各自的一端彼此连接，
构成所述一个以上的串联谐振器各自的所述IDT电极包含所述多个电极指之中另一端处的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第1电极指、以及所述另一端处的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第2电极指中的至少一者，
所述一个以上的串联谐振器包含一个以上的第1串联谐振器，
在构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极中，将所述多个电极指各自的所述另一端彼此连结的方向与所述弹性波传播方向交叉，
构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极具有第1部分和第2部分，在该IDT电极中，在所述第1部分中所述第1电极指和所述第2电极指以一定的排列顺序配置，在所述第2部分中所述第1电极指和所述第2电极指以与所述第1部分相同的一定的排列顺序配置。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其中，
所述第1部分和所述第2部分在所述弹性波传播方向上相邻。
3.根据权利要求2所述的滤波器，其中，
遍及构成所述一个以上的第1串联谐振器各自的所述IDT电极的整体，所述第1部分和所述第2部分被重复配置。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的滤波器，其中，
所述一个以上的串联谐振器还包含配置在将所述一对输入输出端子间连结的信号路径上的一个以上的第2串联谐振器，
构成所述一个以上的第2串联谐振器各自的所述IDT电极包含所述第1电极指。
5.根据权利要求4所述的滤波器，其中，
所述一个以上的第1串联谐振器各自为所述一个以上的串联谐振器之中反谐振频率最低的串联谐振器以外的串联谐振器。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的滤波器，其中，
所述滤波器还具有配置在将所述信号路径和接地连结的路径上的一个以上的并联谐振器，并具有梯型的滤波器构造。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的滤波器，其中，
所述滤波器具有配置在所述信号路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的滤波器，其中，
所述基板具备：
压电体层，在一个主面上形成了所述IDT电极；
高声速支承基板，传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为高速；以及
低声速膜，配置在所述高声速支承基板与所述压电体层之间，传播的体波声速与在所述压电体层传播的体波声速相比为低速。
9.一种多工器，具备：
公共端子、第1端子以及第2端子；
第1滤波器，配置在将所述公共端子和所述第1端子连结的第1路径上；以及
第2滤波器，配置在将所述公共端子和所述第2端子连结的第2路径上，通带的频率比所述第1滤波器的通带高，
所述第1滤波器为权利要求1至8中任一项所述的滤波器。
10.根据权利要求9所述的多工器，其中，
所述第1滤波器的通带为长期演进LTE的Band3中的上行频带，
所述第2滤波器的通带为所述LTE的Band3中的下行频带。
11.一种高频前端电路，具备：
权利要求9或10所述的多工器；以及
放大电路，与所述多工器连接。
12.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及
权利要求11所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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