WO2020105106A1 - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

交流回転電機の制御装置

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WO2020105106A1
WO2020105106A1 PCT/JP2018/042777 JP2018042777W WO2020105106A1 WO 2020105106 A1 WO2020105106 A1 WO 2020105106A1 JP 2018042777 W JP2018042777 W JP 2018042777W WO 2020105106 A1 WO2020105106 A1 WO 2020105106A1
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duty
command
phase
switching element
error
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PCT/JP2018/042777
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信吾 原田
圭一 榎木
望 上岡
智久 正田
良雅 西島
大塚　和彦
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present application relates to a control device for an AC rotating electric machine.
  • Electric vehicles such as electric vehicles and hybrid vehicles are equipped with an AC rotating electric machine as a drive source for the vehicles.
  • the inverter converts the DC power supplied from the DC power supply into AC power and supplies the AC power to the AC rotating electric machine.
  • the inverter includes switching elements such as MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • a switching element has a turn-on delay and a turn-off delay, so if the switching elements on the positive electrode side and the switching element on the negative electrode side are switched on and off at the same time, the switching elements on the positive electrode side and the negative electrode side are short-circuited. There is a case.
  • a dead time for turning off both switching elements is provided between the ON period of the positive side switching element and the ON period of the negative side switching element. The presence of the dead time causes an error in the actual on-duty with respect to the command on-duty of the switching element calculated from the voltage command.
  • the correction command voltage is calculated based on the duty command value, the detection voltage is estimated based on the terminal voltage of the winding, and the loss voltage due to dead time is estimated from the difference.
  • the dead time compensation value is fed back to the dq-axis current command values to perform the dead time compensation.
  • Patent Document 1 it is necessary to determine the threshold value of the reference model circuit. In order to improve the compensation accuracy, it is necessary to switch the threshold value under various conditions, and there is a problem that tuning work in an actual machine is required.
  • the detection voltage is estimated based on the terminal voltage of the electric motor, so a voltage detection circuit is required.
  • a filter circuit for removing external noise is also required and the circuit scale becomes large.
  • the load of calculation processing increases in estimating the detection voltage and estimating the loss voltage.
  • An AC rotary electric machine control device is an AC rotary electric machine control device that controls an AC rotary electric machine provided with n-phase (n is a natural number of 2 or more) windings.
  • a switching element on the positive side connected to the positive side of the DC power supply and a switching element on the negative side connected to the negative side of the DC power supply are connected in series, and the connection point of the series connection is in the winding of the corresponding phase.
  • An inverter provided with n sets of series circuits connected to each of the n phases, A midpoint potential detection circuit that detects a midpoint potential that is a potential at a connection point of series connection in the series circuit, Based on a voltage command or a command on-duty calculated from the voltage command, a control circuit for on-off controlling the switching element, The control circuit is Based on the detected value of the midpoint potential, detects the actual on-duty of the switching element, From the difference between the command on-duty and the actual on-duty, calculate the on-duty error, The voltage command or the command on-duty is corrected based on the error of the on-duty.
  • the actual on-duty can be detected based on the detected value of the midpoint potential, and the on-duty error can be calculated. Then, by correcting the voltage command or the command on-duty by the error of the on-duty, the switching element can be turned on or off according to the command, and the control accuracy of the voltage applied to the winding can be improved. Further, since the detected value of the midpoint potential by the midpoint potential detection circuit is used, the error of the on-duty can be detected with a simple circuit configuration.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an AC rotary electric machine and a control device for the AC rotary electric machine according to a first embodiment.
  • 3 is a block diagram of a control circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a hardware configuration diagram of a control circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a time chart for explaining the control behavior according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating positive / negative of a winding current and ON / OFF of a switching element during a dead time according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship characteristic between a winding current and an on-duty error according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating learning of a duty error characteristic according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a correction coefficient characteristic according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a learning permission range according to the first embodiment.
  • 7 is a block diagram of a control circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating setting of time division according to the fourth embodiment.
  • 9 is a time chart illustrating setting of time division according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an AC rotary electric machine 2 and a control device 1 according to the present embodiment.
  • AC rotating electric machine 2 is provided with n-phase (n is a natural number of 2 or more) windings.
  • AC rotating electric machine 2 is a permanent magnet type synchronous AC rotating electric machine, and has a stator provided with n-phase windings and a rotor provided with permanent magnets.
  • n 3 and three phases of U phase, V phase, and W phase are set.
  • Three-phase windings Cu, Cv, Cw are provided on the stator.
  • the three-phase windings Cu, Cv, Cw are star-connected.
  • the three-phase winding may be delta connected.
  • the AC rotating electric machine 2 includes a rotation sensor 16 that outputs an electric signal according to the rotation angle of the rotor.
  • the rotation sensor 16 is a hall element, an encoder, a resolver, or the like.
  • the output signal of the rotation sensor 16 is input to the control circuit 30.
  • Control device 1 The control device 1 includes an inverter 20, a power supply voltage detection circuit 13, a current detection circuit 17, a midpoint potential detection circuit 18, a gate drive circuit 12, a redundant three-phase short circuit 19, and a control circuit 30.
  • the inverter 20 has a plurality of switching elements and performs DC / AC conversion between the DC power supply 10 and the three-phase winding.
  • the inverter 20 has a switching element 23H (upper arm) on the positive side connected to the positive side of the DC power supply 10 and a switching element 23L (lower arm) on the negative side connected to the negative side of the DC power supply 10 connected in series. Three sets of series circuits (legs) corresponding to the windings of each of the three phases are provided.
  • the inverter 20 includes three switching elements 23H on the positive electrode side and three switching elements 23L on the negative electrode side, for a total of six switching elements. The connection point where the positive electrode side switching element 23H and the negative electrode side switching element 23L are connected in series is connected to the winding of the corresponding phase.
  • the collector terminal of the switching element 23H on the positive side is connected to the electric wire 14 on the positive side
  • the emitter terminal of the switching element 23H on the positive side is the collector of the switching element 23L on the negative side.
  • the emitter terminal of the switching element 23L on the negative electrode side is connected to the terminal and is connected to the negative electrode wire 15.
  • the connection point between the positive side switching element 23H and the negative side switching element 23L is connected to the winding of the corresponding phase.
  • a switching element that has the function of a diode connected in anti-parallel is used.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the gate drive circuit 12 drives the switching element on and off.
  • the gate drive circuit 12 is connected to the gate terminal of each switching element via a redundant three-phase short circuit 19.
  • the gate drive circuit 12 outputs an ON signal or an OFF signal to each switching element in response to a control signal transmitted from the control circuit 30 via a photocoupler or the like, and ON-drives or OFF-drives each switching element. To do.
  • the redundant three-phase short circuit 19 forcibly short-circuits or opens (turns on or off) each switching element according to a command signal or the like from the control circuit 30.
  • the switching elements that are short-circuited or opened may be switching elements on the positive side of the three phases, switching elements on the negative side of the three phases, or all switching elements.
  • the current detection circuit 17 detects a winding current flowing through each phase winding.
  • the current detection circuit 17 outputs an electric signal according to the winding current, and the output signal is input to the control circuit 30.
  • the current detection circuit 17 is a Hall element or the like provided on the electric wire of each phase that connects the connection point of the series circuit of switching elements and the winding.
  • the current detection circuit 17 may be a shunt resistor connected in series with the series circuit of each phase.
  • the midpoint potential detection circuit 18 detects the midpoint potential which is the potential at the connection point between the positive side switching element and the negative side switching element in the series circuit.
  • the current detection circuit 17 outputs an electric signal according to the midpoint potential, and the output signal is input to the control circuit 30.
  • the midpoint potential detection circuit 18 detects the midpoint potential of the connection point of the series circuit of each of the three phases.
  • the midpoint potential detection circuit 18 is a circuit that turns on or off the output signal depending on whether the midpoint potential is larger or smaller than the potential threshold.
  • the midpoint potential detection circuit 18 turns on the output signal when the midpoint potential is larger than the potential threshold, and turns off the output signal when the midpoint potential is smaller than the potential threshold.
  • the potential threshold is set to a voltage within the range of 0 to the power supply voltage Vdc (for example, 1 ⁇ 2 of the power supply voltage Vdc). Different potential thresholds may be used for rising and falling of the midpoint potential.
  • the midpoint potential detection circuit 18 may be configured by a simple circuit such as a comparator that compares the potential threshold value and the midpoint potential.
  • the power supply voltage detection circuit 13 detects the power supply voltage Vdc of the DC power supply 10 supplied to the inverter 20.
  • the power supply voltage detection circuit 13 outputs an electric signal according to the power supply voltage Vdc, and the output signal is input to the control circuit 30.
  • ⁇ DC power supply 10 As the DC power supply 10, a chargeable / dischargeable power storage device (for example, a lithium ion battery, a nickel hydrogen battery, an electric double layer capacitor) is used.
  • the DC power supply 10 may be provided with a DC-DC converter that is a DC power converter that boosts or lowers the DC voltage.
  • a smoothing capacitor may be connected between the positive electrode side electric wire 14 and the negative electrode side electric wire 15 of the inverter 20.
  • Control circuit 30 The control circuit 30 controls the AC rotary electric machine 2 by controlling the inverter 20. As shown in FIG. 2, the control circuit 30 includes an operation state detection unit 31, a basic voltage command calculation unit 32, a duty error correction unit 33, a PWM control unit 34, and the like, which will be described later. Each function of the control circuit 30 is realized by a processing circuit included in the control circuit 30. Specifically, as shown in FIG.
  • the control circuit 30 includes an arithmetic processing device 90 (computer) such as a CPU (Central Processing Unit) as a processing circuit, a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing device 90, An input circuit 92 for inputting an external signal to the arithmetic processing unit 90, an output circuit 93 for outputting a signal from the arithmetic processing unit 90 to the outside, and the like are provided.
  • arithmetic processing device 90 such as a CPU (Central Processing Unit) as a processing circuit
  • a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing device 90
  • An input circuit 92 for inputting an external signal to the arithmetic processing unit 90
  • an output circuit 93 for outputting a signal from the arithmetic processing unit 90 to the outside, and the like are provided.
  • the arithmetic processing unit 90 includes an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various logic circuits, and various signal processing circuits. May be. Further, as the arithmetic processing device 90, a plurality of the same type or different types may be provided, and each process may be shared and executed. As the storage device 91, a RAM (Random Access Memory) configured to read and write data from the arithmetic processing device 90, a ROM (Read Only Memory) configured to read data from the arithmetic processing device 90, and the like are provided. Has been.
  • the input circuit 92 is connected to various sensors and switches such as the rotation sensor 16, the power supply voltage detection circuit 13, the current detection circuit 17, and the midpoint potential detection circuit 18, and outputs signals from these sensors and switches to the arithmetic processing unit 90. It is equipped with an A / D converter for inputting, an input port, and the like.
  • the output circuit 93 is connected to an electric load such as the gate drive circuit 12 and the redundant three-phase short circuit 19, and is provided with an output port for outputting a control signal of the arithmetic processing unit 90 to the electric load, a drive circuit, and the like.
  • the arithmetic processing unit 90 executes software (program) stored in a storage device 91 such as a ROM, and the storage device 91, It is realized by cooperating with other hardware of the control circuit 30 such as the input circuit 92 and the output circuit 93.
  • setting data such as threshold values used by the control units 31 to 34 and the like are stored in the storage device 91 such as a ROM as a part of software (program).
  • each function of the control circuit 30 will be described in detail.
  • Driving state detector 31 The operating state detection unit 31 detects the power supply voltage Vdc based on the output signal of the power supply voltage detection circuit 13. The operating state detection unit 31 detects the winding currents Iud, Ivd, Iwd flowing through the three-phase windings based on the output signal of the current detection circuit 17. Further, the operating state detection unit 31 detects the rotation angle ⁇ (magnetic pole position ⁇ ) and the rotation angular velocity ⁇ of the rotor based on the output signal of the rotation sensor 16. The operating state detection unit 31 detects the midpoint potential based on the output signal of the midpoint potential detection circuit 18.
  • the operating state detection unit 31 determines the winding current at the timing (at the start point of the PWM calculation cycle) of one or both of the peaks of the carrier wave CA and the peaks of the valleys (in this example, the peaks of the peaks of the carrier wave CA). , The magnetic pole position ⁇ and the rotational angular velocity ⁇ are detected.
  • Basic voltage command calculator 32 The basic voltage command calculation unit 32 calculates three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob that are three-phase voltage commands before being corrected by the duty error correction unit 33, which will be described later. For example, the basic voltage command calculator 32 calculates the three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob using known vector control.
  • the basic voltage command calculator 32 calculates the three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, Vwob on the dq-axis rotational coordinate system by current feedback control for controlling the current flowing through the windings. ..
  • the rotational coordinate system of the dq axes is defined as the d axis defined in the direction of the N pole (magnetic pole position) of the permanent magnet provided on the rotor, and the direction advanced by 90 ° ( ⁇ / 2) in electrical angle from the d axis.
  • This is a two-axis rotational coordinate system consisting of a q-axis that rotates in synchronization with rotation of the rotor at an electrical angle.
  • the q-axis current command Iqo is calculated.
  • the target torque may be transmitted from an external device or may be calculated in the basic voltage command calculator 32.
  • the basic voltage command calculation unit 32 performs three-phase / two-phase conversion and rotational coordinate conversion on the detected values Iud, Ivd, Iwd of the three-phase winding current based on the magnetic pole position ⁇ , and displays them in the dq-axis rotational coordinate system.
  • the converted d-axis current detection value Idd and the q-axis current detection value Iqd are converted.
  • the basic voltage command calculator 32 feeds back the d-axis voltage command Vdo and the q-axis voltage command Vqo by PI control so that the dq-axis current detection values Idd and Iqd approach the dq-axis current commands Ido and Iqo. Take control.
  • the basic voltage command calculator 32 performs fixed coordinate conversion and two-phase / three-phase conversion on the dq-axis voltage commands Vdo, Vqo based on the magnetic pole position ⁇ to convert them into three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, Vwob. To do.
  • a three-phase basic voltage command Vuob, Vvob, or Vwob to which modulation such as third harmonic injection is applied may be used.
  • PWM control unit 34 The PWM control unit 34 controls ON / OFF of the switching elements on the positive electrode side and the negative electrode side of each phase by PWM control (Pulse Width Modulation).
  • PWM control Pulse Width Modulation
  • the PWM control unit 34 controls the three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob by the voltage command Vuo for each phase after being corrected by the duty error correction unit 33, which will be described later.
  • On / off control of each switching element is performed based on Vvo and Vwo.
  • the voltage commands Vuo, Vvo, and Vwo for each of the three phases are in a period between the timings of one or both of the peaks and troughs of the carrier wave CA (in this example, the peaks of the carrier wave CA). It is calculated during a certain PWM calculation cycle and updated at the end of the PWM calculation cycle.
  • the PWM control unit 34 based on the voltage commands Vuo, Vvo, and Vwo for each of the three phases, has a PWM cycle Tcc, and a PWM signal for each of the three phases that is turned on / off with a command on-duty Do_u, Do_v, Do_w of each of the three phases.
  • the value obtained by adding 0.5 to the value obtained by dividing the voltage commands Vuo, Vvo, and Vwo of each of the three phases by the power supply voltage Vdc is the command on-duty of each of the three phases.
  • the command on-duty Do corresponds to the on-duty of the switching element on the positive electrode side.
  • the PWM control unit 34 generates a PWM signal for turning on / off each switching element based on the comparison result of the voltage commands Vuo, Vvo, Vwo for each of the three phases and the carrier wave CA.
  • the carrier wave CA is a triangular wave having a PWM cycle Tcc and oscillating around 0 at an amplitude of the power supply voltage Vdc / 2
  • the PWM control unit 34 determines that the voltage command is the carrier wave CA. When it exceeds, the PWM signal is turned on, and when the voltage command is below the triangular wave, the PWM signal is turned off.
  • the PWM control unit 34 is configured to alternately turn on the positive electrode side switching element and the negative electrode side switching element for each phase with a dead time interposed therebetween. That is, for each phase, the PWM control unit 34 drives both the positive side switching element and the negative side switching element during the ON driving period of the positive side switching element and the negative side switching element. There is a dead time to turn off.
  • the PWM control unit 34 shortens the ON driving period of the switching element on the positive electrode side for each phase by a dead time shorter than the ON driving period corresponding to the command ON duty Do, and switches the switching element on the negative electrode side.
  • the OFF driving period of is set to be longer than the ON driving period corresponding to the duty obtained by subtracting the command ON duty Do from 1 by the dead time.
  • the PWM control unit 34 As shown in the behavior of the U phase in FIG. 4, the PWM control unit 34 generates a PWM signal that turns on and off with the command on duty Do as described above for each phase. Then, for each phase, the PWM control section 34 drives the switching element on the negative electrode side off when the PWM signal is turned on, and turns on the positive electrode side when the dead time has elapsed after the PWM signal was turned on. When the switching element is turned on and the PWM signal is turned off, the positive side switching element is turned off and when the dead time has elapsed after the PWM signal turned off, the negative side switching element is turned on. To do.
  • Duty error correction unit 33 An error occurs between the command on-duty Do and the actual on-duty Dr due to various factors. Therefore, the duty error correction unit 33 detects the on-duty error ⁇ Der and corrects the voltage command for each of the three phases based on the on-duty error ⁇ Der. In the present embodiment, the duty error correction unit 33 corrects the three-phase basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob based on the on-duty error ⁇ Der, and the three-phase voltage commands Vuo, Calculate Vvo and Vwo. First, the factors of the on-duty error will be described.
  • the actual on-duty Dr of the switching element 23H on the positive electrode side remains the drive on-duty, and is decreased from the command on-duty Do by the on-duty corresponding to the dead time.
  • the midpoint potential is equal to the same potential on the positive electrode side of the DC power supply 10 (in this example, the power supply voltage). It can be detected when Vdc is on.
  • the winding current when the winding current is negative during the dead time, the current flows through the diode 22 of the switching element 23H on the positive electrode side. And the actual ON period on the positive electrode side is longer than the ON drive period by twice the dead time.
  • the switching element 23L on the negative electrode side actually remains off during the dead time period, so the actual on period on the negative electrode side remains the on driving period.
  • the midpoint potential is electrically connected to the positive electrode side of the DC power supply 10, and therefore has the same potential as the positive electrode side of the DC power supply 10 (in this example, the power supply voltage Vdc, on).
  • the actual on-duty Dr of the switching element 23H on the positive electrode side is larger than the drive on-duty by the on-duty corresponding to twice the dead time, and the command on-duty is increased. It is increased from Do by the amount of on-duty corresponding to the dead time.
  • the midpoint potential is equal to the same potential on the positive electrode side of the DC power supply 10 (in this example, the power supply voltage). It can be detected when Vdc is on.
  • the duty error correction unit 33 detects the actual on-duty Dr of the switching element based on the detected value of the midpoint potential, and determines the on-duty from the difference between the command on-duty Do calculated from the voltage command and the actual on-duty Dr. The duty error ⁇ Der is calculated. Then, the duty error correction unit 33 corrects the voltage command based on the on-duty error ⁇ Der.
  • the actual on-duty Dr can be detected based on the detected value of the midpoint potential, and the on-duty error ⁇ Der can be calculated. Then, by correcting the voltage command with the error ⁇ Der of the on-duty, the switching element can be turned on or off according to the command, and the control accuracy of the voltage applied to the winding can be improved. Further, since the detected value of the midpoint potential by the midpoint potential detection circuit 18 is used, the on-duty error ⁇ Der can be detected with a simple circuit configuration.
  • the duty error correction unit 33 adds 0.5 to the value obtained by dividing the voltage commands Vuo, Vvo, and Vwo for each of the three phases by the power supply voltage Vdc, as shown in the following equation, and commands for each of the three phases On-duty Do_u, Do_v, Do_w are calculated.
  • Do_u Vuo / Vdc + 0.5
  • Do_v Vvo / Vdc + 0.5
  • Do_w Vwo / Vdc + 0.5
  • the duty error correction unit 33 detects the actual on-duty Dr based on the time when the midpoint potential becomes larger than the potential threshold and the time when the midpoint potential becomes smaller than the potential threshold.
  • the duty-error correction unit 33 detects when the midpoint potential of the U-phase series circuit becomes smaller than the potential threshold and the midpoint potential is turned off. Then, the off-off period GPR1_u, which is the period until the midpoint potential is turned off, is measured by the timer. Further, the duty error correction unit 33 measures the off-on period GPR0_u, which is the period from the time when the midpoint potential is turned off to the time when the midpoint potential becomes larger than the potential threshold value and the midpoint potential is turned on, with a timer. To do.
  • the duty error correction unit 33 subtracts the off-on period GPR0_u from the off-off period GPR1_u to calculate the on-period of the switching element on the positive side, and the on-period on the positive side with the PWM cycle Tcc, as shown in the following equation.
  • the divided value is detected as the U-phase actual on-duty Dr_u.
  • the duty error correction unit 33 also measures the off-on period GPR0_v and the off-off period GPR1_v for the V phase based on the midpoint potential of the series circuit of the V phase to determine the actual V phase.
  • the on-duty Dr_v is calculated, and also for the W phase, the off-on period GPR0_w and the off-off period GPR1_w are measured based on the midpoint potential of the series circuit of the W phase to calculate the actual on-duty Dr_w of the W phase.
  • the duty error correction unit 33 measures the period from the time when the midpoint potential is turned on to the time when the midpoint potential is turned off with a timer, and directly measures the on period of the switching element on the positive electrode side. Good.
  • the duty error correction unit 33 based on the off-off period GPR1 and the off-on period GPR0 measured during the previous PWM operation cycle ((n-1) in FIG. 4), the current PWM operation cycle ((n in FIG. 4). )), The actual on-duty Dr is calculated.
  • the actual on-duty Dr calculated in the current PWM calculation cycle ((n) in FIG. 4) is calculated in the PWM calculation cycle two cycles before ((n-2) in FIG. 4) It corresponds to the command voltage set at the end of the calculation cycle ((a) in FIG. 4).
  • the duty error correction unit 33 calculates the command on-duty Do_u (n-2) for the U phase calculated in the PWM operation cycle two cycles before ((n-2) in FIG. 4) as shown in the following equation. Then, the actual on-duty Dr_u (n) calculated in the current PWM calculation cycle ((n) in FIG. 4) is subtracted to calculate the on-duty error ⁇ Der_u (n) in the current PWM calculation cycle.
  • the duty error correction unit 33 calculates the on-duty errors ⁇ Der_v, ⁇ Der_w based on the actual on-duty Dr_v, Dr_w and the command on-duty Do_v, Do_w for the V-phase and the W-phase as well.
  • the duty error correction unit 33 may reflect the detected on-duty errors ⁇ Der_u, ⁇ Der_v, and ⁇ Der_w of each of the three phases in the voltage command of each of the three phases to be set next.
  • the detected on-duty error ⁇ Der corresponds to the control state of the PWM operation cycle that is two cycles before, the information is delayed. Further, in this method, it is always necessary to detect the midpoint voltage of all three phases, detect the actual on-duty Dr, and detect the on-duty error.
  • the duty error correction unit 33 learns the on-duty error characteristic, calculates the correction on-duty error ⁇ Derc using the learned error characteristic, and corrects the on-duty error.
  • the error ⁇ Derc is configured to correct the voltage command for each of the three phases.
  • the on-duty error ⁇ Der varies depending on the positive / negative of the winding current and the magnitude of the winding current.
  • FIG. 6 shows an example of the on-duty error ⁇ Der according to the winding current.
  • the on-duty error ⁇ Der changes according to the operating point of the winding current.
  • the on-duty error ⁇ Der When the winding current is 0, the on-duty error ⁇ Der becomes 0. Before and after the winding current is 0, the non-linearity is strong, the on-duty error ⁇ Der increases rapidly as the winding current increases from 0, and the on-duty error decreases as the winding current decreases from 0. The error ⁇ Der of is rapidly reduced.
  • the on-duty error ⁇ Der basically has a characteristic of 0-point symmetry between positive and negative winding currents.
  • the duty error correction unit 33 learns the duty error characteristic that represents the relationship between the winding current and the on-duty error ⁇ Der based on the detected value of the winding current and the on-duty error ⁇ Der. Then, the duty error correction unit 33 refers to the learned duty error characteristics, calculates the correction on-duty error ⁇ Derc corresponding to the detected value of the winding current, and based on the correction on-duty error ⁇ Derc. Then, the voltage command for each of the three phases is corrected.
  • the actual on-duty Dr calculated in the current PWM calculation cycle ((n) in FIG. 4) is calculated in the PWM calculation cycle two cycles before ((n ⁇ 2) in FIG. 4) as described above.
  • the duty error correction unit 33 uses the detected value of the winding current corresponding to the timing at which the actual on-duty Dr is detected as the detected value of the learning winding current.
  • the duty error correction unit 33 uses the winding current Iud (n ⁇ 1) detected at the start point of the previous PWM calculation cycle ((a) in FIG. 4) and the start of the current PWM calculation cycle. Based on the winding current Iud (n) detected at the time point ((b) in FIG. 4), the learning winding current corresponding to the on-duty error ⁇ Der_u (n) calculated in the current PWM calculation cycle The detected value IL_ud (n) of is calculated.
  • the duty error correction unit 33 calculates using the interpolation coefficient ⁇ as shown in the following equation.
  • the interpolation coefficient ⁇ is set to a value between 0 and 1, and is set to 0.5, for example.
  • the detection values IL_v and IL_w of the learning winding current are calculated.
  • IL_u (n) ⁇ ⁇ Iud (n ⁇ 1) + (1- ⁇ ) ⁇ Iud (n)
  • IL_v (n) ⁇ ⁇ Ivd (n ⁇ 1) + (1 ⁇ ) ⁇ Ivd (n)
  • IL_w (n) ⁇ ⁇ Iwd (n ⁇ 1) + (1 ⁇ ) ⁇ Iwd (n) ... (4)
  • the duty error correction unit 33 uses the detected values IL_u, IL_v, and IL_w of the winding current for learning to calculate the dq-axis current commands Ido and Iqo on the dq-axis rotating coordinate system.
  • the current values IL_ue, IL_ve, and IL_we obtained by performing the fixed coordinate conversion and the two-phase / three-phase conversion based on the magnetic pole position ⁇ est corresponding to the timing of detecting the on-duty Dr may be used.
  • the duty error correction unit 33 uses the magnetic pole position ⁇ est after 1 to 2 cycles (1.5 cycles in this example) from the start point of the PWM calculation cycle in each PWM calculation cycle, Estimate the current value.
  • the duty error correction unit 33 calculates the current values IL_ue (n ⁇ 2), IL_ve (n ⁇ 2), and IL_we (n ⁇ 2) estimated in the PWM calculation cycle two cycles before in the current PWM calculation cycle.
  • the detected values IL_u (n), IL_v (n), and IL_w (n) of the winding current for learning corresponding to the on-duty error ⁇ Der_u (n) are set.
  • ⁇ is the magnetic pole position detected at the start of each PWM calculation cycle
  • ⁇ is the rotational angular velocity of the magnetic pole position detected at the start of each PWM calculation cycle
  • ⁇ is the preset cycle. This is a coefficient and is set to, for example, 1.5, and the magnetic pole position ⁇ est is estimated 1.5 times after the PWM calculation cycle from the start point of each PWM calculation cycle.
  • the duty error correction unit 33 shows the duty error characteristics when the winding current is positive and the duty error characteristics when the winding current is negative as shown in FIG. 7 and the following equation.
  • a linear function is approximated, and learning is performed by changing the coefficients A and B of the linear function.
  • A is the slope
  • B is the intercept
  • I is the winding current.
  • A ⁇
  • the duty error correction unit 33 uses a sequential least squares method with a forgetting factor based on the learning winding current detection value IL and the on-duty error ⁇ Der calculated in the current PWM calculation cycle, and uses a linear function.
  • the coefficients A and B of are updated.
  • the duty error correction unit 33 uses the least squares method based on the detection value IL of the winding current for learning and the error ⁇ Der of the on-duty calculated in the current and past multiple PWM operation cycles, and uses a linear function.
  • the coefficients A and B of may be updated.
  • the duty error characteristic may be learned by using a higher-order polynomial.
  • FIG. 9 shows a graph of the output impossible area due to dead time. By setting the dead time Td, it is shown that the output disabled area occurs during the ON drive period of the switching elements on the positive electrode side and the negative electrode side with respect to the command on-duty Do. In the output impossible region, the ON drive period of the switching elements on the positive electrode side and the negative electrode side with respect to the command on-duty Do differs from the characteristic that the difference between the command on period and the actual on period becomes the dead time. Therefore, when the command on-duty Do is in the output disabled area, it is desirable not to learn the duty error characteristic.
  • the duty error correction unit 33 updates the learning value of the duty error characteristic, and the command on-duty determines the learning permission. If it is out of the range, the learning value of the duty error characteristic is not updated.
  • the duty error correction unit 33 determines the learned value of the duty error characteristic. (In this example, the coefficients A and B of the linear function) are updated, and when the absolute value of the detection value IL of the winding current for learning is less than the current threshold THi, the learning value of the duty error characteristic is updated. Do not do.
  • the duty error correction unit 33 refers to the duty error characteristic and A correction on-duty error ⁇ Derc corresponding to the detected current value is calculated.
  • SIGN (X) is a function that outputs the positive and negative signs of the input value X.
  • the duty error correction unit 33 when the absolute value of the detected value of the winding current is less than the current threshold value THi for each phase, the duty error correction unit 33, as shown in the following equation, relates the relationship between the winding current and the correction coefficient K0. Calculates the correction coefficient K0 corresponding to the detected value of the winding current by referring to the preset correction coefficient characteristic Fcmp, and refers to the duty error characteristic to refer to the on-duty corresponding to the detected value of the winding current. Is calculated, and the on-duty error is multiplied by the correction coefficient K0 to calculate the final on-duty error ⁇ Derc.
  • K0_u Fcmp (
  • ) ⁇ Derc_u SIGN (Iud) ⁇ K0_u ⁇ (A ⁇
  • ) ⁇ Derc_v SIGN (Ivd) ⁇ K0_v ⁇ (A ⁇
  • ) ⁇ Derc_w SIGN (Ivd) ⁇ K0_w ⁇ (A ⁇
  • Fcmp () is a function of the correction coefficient characteristic in which the absolute value of the winding current is an input variable. As shown in FIG. 8, 1 is set when the absolute value of the winding current is the current threshold value THi. When the absolute value of the winding current is 0, 0 is output to complement between both points.
  • the correction coefficient characteristic Fcmp is a linear function whose slope is 1 / THi and whose intercept is 0.
  • the correction coefficient characteristic may be a higher-order function or table data.
  • An estimate of the current may be used.
  • the duty error correction unit 33 uses the detected values Iud, Ivd, and Iwd of the winding current of each phase to rotate the dq axes as shown in the first and second expressions of the equation (5).
  • current values IL_ue, IL_ve, and IL_we obtained by performing fixed coordinate conversion and two-phase / three-phase conversion based on the magnetic pole position ⁇ est may be used.
  • the magnetic pole position ⁇ est is set to a magnetic pole position corresponding to the timing at which the switching element is actually turned on / off based on the corrected voltage command, and ⁇ is a value between 1 and 2 (1.5 in this example). Is set.
  • the duty error correction unit 33 uses the current values IL_ue, IL_ve, IL_we estimated in the current PWM calculation cycle as the detection values Iud, Ivd, Iwd of the winding current of each phase.
  • the duty error correction unit 33 supplies the basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob for each of the three phases to the on-duty errors ⁇ Derc_u, ⁇ Derc_v, and ⁇ Derc_w for correction of each of the three phases, as shown in the following equation.
  • the values multiplied by the voltage Vdc are added to calculate the voltage commands Vuo, Vvo, Vwo for each of the three phases.
  • the PWM control unit 34 performs on / off control of the switching element based on the corrected voltage commands Vuo, Vvo, and Vwo for each of the three phases.
  • Vuo Vuob + ⁇ Derc_u ⁇ Vdc
  • Vvo Vvob + ⁇ Derc_v ⁇ Vdc (9)
  • Vwo Vwob + ⁇ Derc_w ⁇ Vdc
  • Embodiment 2 Next, the control device 1 according to the second embodiment will be described. The description of the same components as those in the first embodiment is omitted.
  • the basic configuration of the control device 1 according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment, but the PWM control unit 34 calculates the command on-duty Do and the carrier wave calculated from the command voltage of each of the three phases. This is different from the first embodiment in that a PWM signal is generated based on the comparison result, and the duty error correction unit 33 corrects the command on-duty Do based on the on-duty error.
  • FIG. 10 shows a block diagram of the control device 1 according to the present embodiment.
  • the basic voltage command calculation unit 32 calculates the basic voltage commands Vuob, Vvob, and Vwob for each of the three phases calculated by the same method as in the first embodiment into a value obtained by dividing by the power supply voltage Vdc, as shown in the following equation.
  • 0.5 is added to calculate the basic command on-duty Dob_u, Dob_v, Dob_w for each of the three phases.
  • Dob_u Vuob / Vdc + 0.5
  • Dob_v Vvob / Vdc + 0.5 (10)
  • Dob_w Vwob / Vdc + 0.5
  • the duty error correction unit 33 calculates the on-duty errors ⁇ Derc_u, ⁇ Derc_v, and ⁇ Derc_w for correction of each of the three phases by the same method as in the first embodiment. Then, the duty error correction unit 33 sets the basic command on-duty Dob_u, Dob_v, Dob_w of each of the three phases to the on-duty error ⁇ Derc_u, ⁇ Derc_v, ⁇ Derc_w for correction of each of the three phases, as shown in the following equation. Addition is performed to calculate the command on-duty Do_u, Do_v, Do_w for each of the three phases.
  • Do_u Dob_u + ⁇ Derc_u
  • Do_v Dob_v + ⁇ Derc_v (11)
  • Do_w Dob_w + ⁇ Derc_w
  • the PWM control unit 34 controls ON / OFF of each switching element based on the corrected command on-duty Do_u, Do_v, Do_w of each phase.
  • the PWM control unit 34 generates a PWM signal for turning on and off each switching element based on the comparison result of the command on-duty Do_u, Do_v, Do_w of each of the three phases and the carrier wave CA.
  • the carrier wave CA is a triangular wave that oscillates between 0 and 1 in the PWM cycle Tcc, and when the command on-duty Do exceeds the carrier wave CA, the PWM signal is turned on. If the command on-duty Do falls below the triangular wave, the PWM signal is turned off. Similar to the first embodiment, the PWM control unit 34 alternately turns on the positive side switching element and the negative side switching element for each phase with a dead time between them.
  • control device 1 according to the third embodiment will be described.
  • the description of the same components as those in the first embodiment is omitted.
  • the basic configuration of the control device 1 according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment, but the duty error correction unit 33 individually determines whether the winding current is positive or negative.
  • the difference from the first embodiment is that the duty error characteristic is learned.
  • the drive signal of the gate drive circuit 12 is input to the gate terminal of the switching element via the redundant three-phase short circuit 19. Therefore, turn-off delay and turn-on delay occur due to the interposition of the redundant three-phase short circuit 19.
  • the redundant three-phase short circuit 19 is forcibly driven with respect to the drive signal of the switching element on the positive side of the three phases, or is forcibly driven with respect to the drive signal of the switching element on the negative side of the three phases.
  • the switching element in which the redundant three-phase short circuit 19 is interposed and the switching element in which the redundant three-phase short circuit 19 is not interposed differ in turn-off delay and turn-on delay.
  • the turn-off delay and the turn-on delay of the switching element on the positive side and the switching element on the negative side may differ due to the characteristic difference. Therefore, since the duty error characteristic changes depending on whether the winding current is positive or negative, the correction accuracy can be improved by individually learning.
  • the duty error correction unit 33 learns the positive duty error characteristic as shown in Expression (12), and the winding current I is negative. If there is, the negative duty error characteristic is learned.
  • the duty error correction unit 33 learns by changing the coefficients Ap and Bp of the positive linear function and the coefficients An and Bn of the negative linear function.
  • the duty error correction unit 33 adds the forgetting factor based on the learning winding current detection value IL and the on-duty error ⁇ Der.
  • the coefficients Ap and Bp of the positive-order linear function are updated by using the recursive least squares method, and the detected value IL of the winding current for learning is negative, the recursive least squares method with a forgetting coefficient is used. Based on the detected value IL of the winding current and the error ⁇ Der of the on-duty, the coefficients An and Bn of the negative linear function are updated.
  • the duty error correction unit 33 determines whether the detected value of the winding current is positive or negative, as shown in the following equation. By referring to the positive or negative duty error characteristic, the correction on-duty error ⁇ Derc corresponding to the detected winding current value is calculated.
  • the duty error correction unit 33 when the absolute value of the detected value of the winding current is less than the current threshold value THi for each phase, the duty error correction unit 33, as shown in the following equation, relates the relationship between the winding current and the correction coefficient K0.
  • the preset correction coefficient characteristic Fcmp calculates the correction coefficient K0 corresponding to the detected value of the winding current, and determines a positive or negative duty error depending on whether the detected value of the winding current is positive or negative.
  • the on-duty error corresponding to the detected value of the winding current is calculated with reference to the characteristic, and the on-duty error is multiplied by the correction coefficient K0 to calculate the final on-duty error ⁇ Derc.
  • control device 1 according to the fourth embodiment will be described.
  • the description of the same components as those in the first embodiment is omitted.
  • the basic configuration of the control device 1 according to the present embodiment is the same as that of the third embodiment, but the duty error correction unit 33 divides the time into a plurality of periods, and for learning the phase set in each period. Is different from that of the first embodiment.
  • the duty error correction unit 33 divides the time into a plurality of periods, and sets one phase in which the winding current is positive and one phase in which the winding current is negative in each period, For the two phases set in each period, the actual on-duty Dr is detected based on the detected value of the midpoint potential, and the on-duty error ⁇ Der is calculated from the difference between the command on-duty Do and the actual on-duty Dr. , The learning value of the duty error characteristic is updated based on the detected value of the winding current and the on-duty error ⁇ Der.
  • the time for the magnetic pole position to rotate by 720 deg is divided into 12 periods of 60 deg each, and the learning value IL of the learning winding current is positive in each period. , And one phase in which the detection value IL of the winding current for learning becomes negative. Further, the phases of the respective periods are set so that there is no bias in the number of periods between the phases.
  • the period is divided based on [rad].
  • the offset value ⁇ is calculated based on the dq axis current commands Ido and Iqo using the following equation. Note that although [rad] and [deg] are used for ease of explanation, both are simply converted units.
  • the number of phases for calculating the learning data at the same time can be reduced to two phases, one phase in which the winding current is positive and one phase in which the winding current is negative.
  • the load can be reduced.
  • the learning data of the positive phase and the negative phase of the winding current can be calculated at the same time, the learning value of the positive duty error characteristic and the learning value of the negative duty error characteristic are updated. And can be performed without bias.
  • the duty error correction unit 33 learns the common duty error characteristics between phases has been described as an example.
  • the duty error correction unit 33 may be configured to individually learn the duty error characteristics of each phase. According to this configuration, it is possible to learn the individual difference of the switching elements between the phases.
  • the midpoint potential detection circuit 18 detects the midpoint voltage of all three-phase series circuits, and the duty error correction unit 33 detects the actual on-duty of each of the three phases.
  • the case where the learning data is calculated has been described as an example.
  • the midpoint potential detection circuit 18 is a circuit that detects the midpoint voltage of the serial circuit of only one phase that can detect the midpoint voltage, and the duty error correction unit 33 uses the one phase that can detect the midpoint voltage. Only the actual on-duty is detected, the learning data is calculated, the duty error characteristic is learned based on the learning data of only one phase capable of detecting the midpoint voltage, and the learned duty error characteristic is calculated.
  • It may be configured to be used for calculating the on-duty error ⁇ Derc for correction of each of the three phases. According to this configuration, when the individual difference of the switching elements between the phases is small, the circuit configuration of the midpoint potential detection circuit 18 can be further simplified and the calculation load of the learning data can be reduced.

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Abstract

簡素な回路構成で、指令電圧から算出される指令オンデューティに対する実オンデューティの誤差を精度よく補償できる交流回転電機の制御装置を提供する。直列回路における直列接続の接続点の電位である中点電位の検出値に基づいて、スイッチング素子の実オンデューティ（Ｄｒ）を検出し、指令オンデューティ（Ｄｏ）と実オンデューティ（Ｄｒ）との差から、オンデューティの誤差（ΔＤｅｒ）を算出し、オンデューティの誤差（ΔＤｅｒ）に基づいて、電圧指令又は指令オンデューティ（Ｄｏ）を補正する交流回転電機の制御装置（１）。

Description

交流回転電機の制御装置
　本願は、交流回転電機の制御装置に関するものである。
　電気自動車及びハイブリッド自動車等の電動車両は、車両の駆動源としての交流回転電機を搭載している。インバータは、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換して、交流回転電機に供給する。インバータは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子を備えている。
　通常、スイッチング素子には、ターンオン遅れ及びターンオフ遅れの遅れ時間があるため、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とのオンオフの切り換えを同時に行うと、正極側及び負極側のスイッチング素子が短絡する場合がある。この短絡を防ぐために、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間の間に、双方のスイッチング素子をオフするデッドタイムが設けられる。デッドタイムが存在すると、電圧指令から算出されるスイッチング素子の指令オンデューティに対して、実際のオンデューティに誤差を生じる。
　特許文献１に開示された技術では、デッドタイムによるオンデューティの誤差を補償するため、電流制御ループのリファレンスモデル回路と電流指令値を使用したフィードフォワード制御により、デッドタイムの補償を行うように構成されている。
　また、特許文献２に開示された技術では、デューティ指令値に基づいて補正指令電圧を算出し、巻線の端子電圧に基づいて検出電圧を推定し、その差分からデッドタイムによる損失電圧を推定し、デッドタイム補償値をｄｑ軸電流指令値にフィードバックすることでデッドタイム補償を行うように構成されている。
特許第４６８１４５３号公報 特許第６３１９５３２号公報
　しかしながら、特許文献１の技術では、リファレンスモデル回路の閾値を決定する必要がある。補償精度を向上させるためには、種々の条件で閾値の切り換えが必要となり、実機でのチューニング作業が必要となるという課題があった。
　特許文献２の技術では、電動機の端子電圧に基づいて検出電圧を推定するため、電圧検出回路が必要となる。検出精度を確保するために、外来ノイズを除去するためのフィルタ回路も必要となり回路規模が大きくなるという課題があった。更に、検出電圧の推定、損失電圧の推定に演算処理の負荷が増加するという課題もあった。
　そこで、簡素な回路構成で、指令電圧から算出される指令オンデューティに対する実オンデューティの誤差を精度よく補償できる交流回転電機の制御装置が望まれる。
　本願に係る交流回転電機の制御装置は、ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線を設けた交流回転電機を制御する交流回転電機の制御装置であって、
　直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、前記ｎ相の各相に対応してｎセット設けたインバータと、
　前記直列回路における直列接続の接続点の電位である中点電位を検出する中点電位検出回路と、
　電圧指令又は前記電圧指令から算出した指令オンデューティに基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
　前記制御回路は、
　前記中点電位の検出値に基づいて、前記スイッチング素子の実オンデューティを検出し、
　前記指令オンデューティと前記実オンデューティとの差から、オンデューティの誤差を算出し、
　前記オンデューティの誤差に基づいて、前記電圧指令又は前記指令オンデューティを補正するものである。
　本願に係る交流回転電機の制御装置によれば、中点電位の検出値に基づいて、実オンデューティを検出し、オンデューティの誤差を算出することができる。そして、オンデューティの誤差により電圧指令又は指令オンデューティを補正することで、指令通りにスイッチング素子をオン又はオフさせることができ、巻線に印加される電圧の制御精度を向上できる。また、中点電位検出回路による中点電位の検出値を用いるので、簡素な回路構成により、オンデューティの誤差を検出することができる。
実施の形態１に係る交流回転電機及び交流回転電機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御回路のブロック図である。 実施の形態１に係る制御回路のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る制御挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１に係るデッドタイムの期間中の巻線電流の正負とスイッチング素子のオンオフとを説明する図である。 実施の形態１に係る巻線電流とオンデューティの誤差との関係特性を説明する図である。 実施の形態１に係るデューティ誤差特性の学習を説明する図である。 実施の形態１に係る補正係数特性を説明する図である。 実施の形態１に係る学習許可範囲を説明する図である。 実施の形態２に係る制御回路のブロック図である。 実施の形態４に係る時間分割の設定を説明する図である。 実施の形態４に係る時間分割の設定を説明するタイムチャートである。
１．実施の形態１
　実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１（以下、単に制御装置１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。
１－１．交流回転電機
　交流回転電機２は、ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線を設けている。本実施の形態では、交流回転電機２は、永久磁石式の同期交流回転電機とされており、ｎ相の巻線を設けたステータと、永久磁石を設けたロータと、を有している。本実施の形態では、ｎ＝３とされており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相とされている。ステータに、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。
　交流回転電機２は、ロータの回転角度に応じた電気信号を出力する回転センサ１６を備えている。回転センサ１６は、ホール素子、エンコーダ、又はレゾルバ等とされる。回転センサ１６の出力信号は、制御回路３０に入力される。
１－２．制御装置１
　制御装置１は、インバータ２０、電源電圧検出回路１３、電流検出回路１７、中点電位検出回路１８、ゲート駆動回路１２、冗長３相短絡回路１９、及び制御回路３０を備えている。
１－２－１．インバータ等
　インバータ２０は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源１０と３相巻線との間で直流交流変換を行う。インバータ２０は、直流電源１０の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの正極側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの負極側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
　具体的には、各相の直列回路において、正極側のスイッチング素子２３Ｈのコレクタ端子は、正極側電線１４に接続され、正極側のスイッチング素子２３Ｈのエミッタ端子は、負極側のスイッチング素子２３Ｌのコレクタ端子に接続され、負極側のスイッチング素子２３Ｌのエミッタ端子は、負極側電線１５に接続されている。正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとの接続点は、対応する相の巻線に接続されている。
　スイッチング素子には、逆並列接続されたダイオードの機能を有するものが用いられる。例えば、ダイオード２２が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又は逆並列接続された寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。
＜ゲート駆動回路１２＞
　ゲート駆動回路１２は、スイッチング素子をオンオフ駆動する。ゲート駆動回路１２は、冗長３相短絡回路１９を介して、各スイッチング素子のゲート端子に接続されている。ゲート駆動回路１２は、制御回路３０からフォトカプラ等を介して伝達された制御信号に応じて、各スイッチング素子に対してオン信号又はオフ信号を出力して、各スイッチング素子をオン駆動又はオフ駆動する。
＜冗長３相短絡回路１９＞
　冗長３相短絡回路１９は、制御回路３０からの指令信号等に応じて、各スイッチング素子を強制的に短絡又は開放（オン又はオフ）する。短絡又は開放するスイッチング素子は３相の正極側のスイッチング素子であってもよいし、３相の負極側のスイッチング素子であってもよいし、或いは全てのスイッチング素子であってもよい。
＜電流検出回路１７＞
　電流検出回路１７は、各相の巻線に流れる巻線電流を検出する。電流検出回路１７は、巻線電流に応じた電気信号を出力し、出力信号は、制御回路３０に入力される。本実施の形態では、電流検出回路１７は、スイッチング素子の直列回路の接続点と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられたホール素子等とされている。或いは、電流検出回路１７は、各相の直列回路に直列接続されたシャント抵抗であってもよい。
＜中点電位検出回路１８＞
　中点電位検出回路１８は、直列回路における正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子との接続点の電位である中点電位を検出する。電流検出回路１７は、中点電位に応じた電気信号を出力し、出力信号は、制御回路３０に入力される。本実施の形態では、中点電位検出回路１８は、３相各相の直列回路の接続点の中点電位を検出する。
　本実施の形態では、中点電位検出回路１８は、中点電位が電位閾値より大きいか小さいかに応じて、出力信号をオン又はオフさせる回路とされている。中点電位検出回路１８は、中点電位が電位閾値よりも大きい場合に、出力信号をオンにし、中点電位が電位閾値よりも小さい場合に、出力信号をオフにする。電位閾値は、０から電源電圧Ｖｄｃの範囲内の電圧（例えば、電源電圧Ｖｄｃの２分の１）に設定されている。中点電位の立ち上がりと立ち下りとで、異なる電位閾値が用いられてもよい。中点電位検出回路１８は、電位閾値と中点電位とを比較するコンパレータのような簡素な回路で構成されてもよい。
＜電源電圧検出回路１３＞
　電源電圧検出回路１３は、インバータ２０に供給される直流電源１０の電源電圧Ｖｄｃを検出する。電源電圧検出回路１３は、電源電圧Ｖｄｃに応じた電気信号を出力し、出力信号は、制御回路３０に入力される。
＜直流電源１０＞
　直流電源１０には、充放電可能な蓄電装置（例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ）が用いられる。なお、直流電源１０には、直流電圧を昇圧したり降圧したりする直流電力変換器であるＤＣ－ＤＣコンバータが設けられてもよい。平滑コンデンサが、インバータ２０の正極側電線１４と負極側電線１５との間に接続されてもよい。
１－２－２．制御回路３０
　制御回路３０は、インバータ２０を制御することにより、交流回転電機２を制御する。図２に示すように、制御回路３０は、後述する運転状態検出部３１、基本電圧指令演算部３２、デューティ誤差補正部３３、及びＰＷＭ制御部３４等を備えている。制御回路３０の各機能は、制御回路３０が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御回路３０は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
　演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転センサ１６、電源電圧検出回路１３、電流検出回路１７、中点電位検出回路１８等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器、入力ポート等を備えている。出力回路９３には、ゲート駆動回路１２及び冗長３相短絡回路１９等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０の制御信号を出力する出力ポート、駆動回路等を備えている。
　そして、制御回路３０が備える図２の各制御部３１～３４等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御回路３０の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３４等が用いる閾値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御回路３０の各機能について詳細に説明する。
１－２－２－１．運転状態検出部３１
　運転状態検出部３１は、電源電圧検出回路１３の出力信号に基づいて、電源電圧Ｖｄｃを検出する。運転状態検出部３１は、電流検出回路１７の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる巻線電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。また、運転状態検出部３１は、回転センサ１６の出力信号に基づいて、ロータの回転角度θ（磁極位置θ）及び回転角速度ωを検出する。運転状態検出部３１は、中点電位検出回路１８の出力信号に基づいて、中点電位を検出する。運転状態検出部３１は、キャリア波ＣＡの山の頂点及び谷の頂点の一方又は双方（本例では、キャリア波ＣＡの山の頂点）のタイミング（ＰＷＭ演算周期の開始時点）で、巻線電流、磁極位置θ、回転角速度ωを検出する。
１－２－２－２．基本電圧指令演算部３２
　基本電圧指令演算部３２は、後述するデューティ誤差補正部３３により補正される前の３相の電圧指令である３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂを算出する。例えば、基本電圧指令演算部３２は、公知のベクトル制御を用いて、３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂを算出する。
　本実施の形態では、基本電圧指令演算部３２は、ｄｑ軸の回転座標系上で、巻線に流れる電流を制御する電流フィードバック制御により、３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂを算出する。ｄｑ軸の回転座標系は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向き（磁極位置）に定めたｄ軸、及びｄ軸より電気角で９０°（π／２）進んだ方向に定めたｑ軸からなる、ロータの電気角での回転に同期して回転する２軸の回転座標系である。
　以下、詳細に説明する。基本電圧指令演算部３２は、目標トルク、電源電圧、及び回転速度等に基づいて、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの電流ベクトル制御方法に従って、ｄ軸電流指令Ｉｄｏ及びｑ軸電流指令Ｉｑｏを演算する。目標トルクは、外部の装置から伝達されてもよいし、基本電圧指令演算部３２内で演算されてもよい。
　基本電圧指令演算部３２は、３相の巻線電流の検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸回転座標系で表したｄ軸電流検出値Ｉｄｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｄに変換する。
　基本電圧指令演算部３２は、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｄ、Ｉｑｄが、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｏ、Ｉｑｏに近づくように、ＰＩ制御等により、ｄ軸電圧指令Ｖｄｏ及びｑ軸電圧指令Ｖｑｏを変化させるフィードバック制御を行う。
　基本電圧指令演算部３２は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂに変換する。３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂに３次高調波注入などの変調が加えられたものが用いられてもよい。
１－２－２－３．ＰＷＭ制御部３４
　ＰＷＭ制御部３４は、ＰＷＭ制御(Pulse Width Modulation)により各相の正極側及び負極側のスイッチング素子をオンオフ制御する。本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３４は、３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂに対して後述するデューティ誤差補正部３３による補正が行われた後の３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、各スイッチング素子をオンオフ制御する。なお、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏは、キャリア波ＣＡの山の頂点及び谷の頂点の一方又は双方（本例では、キャリア波ＣＡの山の頂点）のタイミング間の期間であるＰＷＭ演算周期中に演算され、ＰＷＭ演算周期の終了時点で更新される。
　ＰＷＭ制御部３４は、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、ＰＷＭ周期Ｔｃｃ、及び３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗでオンオフする３相各相のＰＷＭ信号を生成する。後述する式（１）に示すように、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを、電源電圧Ｖｄｃで除算した値に０．５を加算した値が、３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗとなる。指令オンデューティＤｏは、正極側のスイッチング素子のオンデューティに対応する。
　本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３４は、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏとキャリア波ＣＡとの比較結果に基づいて、各スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号を生成する。図４に示すように、キャリア波ＣＡは、ＰＷＭ周期Ｔｃｃで、０を中心に電源電圧Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされており、ＰＷＭ制御部３４は、電圧指令がキャリア波ＣＡを上回った場合は、ＰＷＭ信号をオンし、電圧指令が三角波を下回った場合は、ＰＷＭ信号をオフする。後述するデッドタイムを無視すると、各相について、ＰＷＭ信号がオンである場合は、正極側のスイッチング素子の制御信号がオンになり、負極側のスイッチング素子の制御信号がオフになり、ＰＷＭ信号がオフである場合は、正極側のスイッチング素子の制御信号がオフになり、負極側のスイッチング素子の制御信号がオンになる。
＜デッドタイム＞
　本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、デッドタイムを挟んで、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを交互にオン駆動するように構成されている。すなわち、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、正極側のスイッチング素子のオン駆動期間と、負極側のスイッチング素子のオン駆動期間との間に、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方の駆動をオフになるデッドタイムを設けている。
　本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、正極側のスイッチング素子のオン駆動期間を、指令オンデューティＤｏに対応するオン駆動期間よりもデッドタイムだけ短くし、負極側のスイッチング素子のオフ駆動期間を、１から指令オンデューティＤｏを減算したデューティに対応するオン駆動期間よりもデッドタイムだけ長くする。
　図４にＵ相の挙動を示すように、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、上述したように、指令オンデューティＤｏでオンオフするＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、ＰＷＭ信号がオンになった時に、負極側のスイッチング素子をオフ駆動し、ＰＷＭ信号がオンになった後、デッドタイムが経過した時に、正極側のスイッチング素子をオン駆動し、ＰＷＭ信号がオフになった時に、正極側のスイッチング素子をオフ駆動し、ＰＷＭ信号がオフになった後、デッドタイムが経過した時に、負極側のスイッチング素子をオン駆動する。
１－２－２－４．デューティ誤差補正部３３
　指令オンデューティＤｏと実オンデューティＤｒとの間には各種の要因により誤差が生じる。そこで、デューティ誤差補正部３３は、オンデューティの誤差ΔＤｅｒを検出し、オンデューティの誤差ΔＤｅｒに基づいて、３相各相の電圧指令を補正する。本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、３相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂに対して、オンデューティの誤差ΔＤｅｒに基づいた補正を行って、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。まず、オンデューティの誤差の要因について説明する。
＜巻線電流の正負による実オンデューティＤｒの変動＞
　デッドタイムの期間中も、巻線電流の正負に応じて、正極側又は負極側のスイッチング素子に設けられた逆並列接続のダイオードを電流が流れるため、正極側のスイッチング素子の実オンデューティＤｒが変動する。
　図５に示すように、デッドタイムの期間中に、巻線電流が正である場合は、負極側のスイッチング素子２３Ｌのダイオード２２を電流が流れるため、負極側のスイッチング素子２３Ｌは、実際にはオンになり、負極側の実際のオン期間はオン駆動期間よりもデッドタイムの２倍値だけ長くなる。一方、正極側のスイッチング素子２３Ｈは、デッドタイムの期間中に、実際にオフのままであるので、正極側の実際のオン期間は、オン駆動期間のままである。デッドタイムの期間中は、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌの接続点の中点電位は、直流電源１０の負極側と導通するため、直流電源１０の負極側と同等の電位（本例では、０、オフ）になる。
　よって、巻線電流が正である場合は、正極側のスイッチング素子２３Ｈの実オンデューティＤｒは、駆動オンデューティのままであり、指令オンデューティＤｏよりも、デッドタイムに対応するオンデューティ分だけ減少する。図４に示すように、この場合に、正極側のスイッチング素子２３Ｈが実際にオンになっている期間は、中点電位が、直流電源１０の正極側の同等の電位（本例では、電源電圧Ｖｄｃ、オン）になっていることで検出できる。
　一方、図５に示すように、デッドタイムの期間中に、巻線電流が負である場合は、正極側のスイッチング素子２３Ｈのダイオード２２を電流が流れるため、正極側のスイッチング素子２３Ｈは、実際にはオンになり、正極側の実際のオン期間はオン駆動期間よりもデッドタイムの２倍値だけ長くなる。一方、負極側のスイッチング素子２３Ｌは、デッドタイムの期間中に、実際にオフのままであるので、負極側の実際のオン期間は、オン駆動期間のままである。デッドタイムの期間中は、中点電位は、直流電源１０の正極側と導通するため、直流電源１０の正極側と同等の電位（本例では、電源電圧Ｖｄｃ、オン）となる。
　よって、巻線電流が負である場合は、正極側のスイッチング素子２３Ｈの実オンデューティＤｒは、駆動オンデューティよりも、デッドタイムの２倍値に対応するオンデューティ分だけ増加し、指令オンデューティＤｏよりも、デッドタイムに対応するオンデューティ分だけ増加する。図４に示すように、この場合に、正極側のスイッチング素子２３Ｈが実際にオンになっている期間は、中点電位が、直流電源１０の正極側の同等の電位（本例では、電源電圧Ｖｄｃ、オン）になっていることで検出できる。
＜ターンオフ遅れ及びターンオン遅れによる実オンデューティＤｒの変動＞
　ＰＷＭ信号をオフ駆動した後も、スイッチング素子を継続して電流が流れる時間があるため、スイッチング素子が実際にオフになるまでには時間遅れ（以下、ターンオフ遅れと称す）がある。また、ＰＷＭ信号をオン駆動した後も、スイッチング素子が実際にオンになるまでには時間遅れ（以下、ターンオン遅れと称す）がある。ターンオフ遅れ及びターンオン遅れは、巻線電流の大きさに応じて変化する。この場合も、正極側のスイッチング素子が実際にオンになっている期間は、中点電位が、直流電源の正極側の同等の電位（本例では、電源電圧Ｖｄｃ、オン）になっていることで検出できる。
＜検出したオンデューティの誤差ΔＤｅｒによる補正＞
　そこで、デューティ誤差補正部３３は、中点電位の検出値に基づいて、スイッチング素子の実オンデューティＤｒを検出し、電圧指令から算出した指令オンデューティＤｏと実オンデューティＤｒとの差から、オンデューティの誤差ΔＤｅｒを算出する。そして、デューティ誤差補正部３３は、オンデューティの誤差ΔＤｅｒに基づいて、電圧指令を補正する。
　この構成によれば、中点電位の検出値に基づいて、実オンデューティＤｒを検出し、オンデューティの誤差ΔＤｅｒを算出することができる。そして、オンデューティの誤差ΔＤｅｒにより電圧指令を補正することで、指令通りにスイッチング素子をオン又はオフさせることができ、巻線に印加される電圧の制御精度を向上できる。また、中点電位検出回路１８による中点電位の検出値を用いるので、簡素な回路構成により、オンデューティの誤差ΔＤｅｒを検出することができる。
　デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを電源電圧Ｖｄｃで除算した値に、０．５を加算して、３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗを算出する。
　　　Ｄｏ＿ｕ＝Ｖｕｏ／Ｖｄｃ＋０．５
　　　Ｄｏ＿ｖ＝Ｖｖｏ／Ｖｄｃ＋０．５　　　　　・・・（１）
　　　Ｄｏ＿ｗ＝Ｖｗｏ／Ｖｄｃ＋０．５
　デューティ誤差補正部３３は、中点電位が電位閾値より大きくなった時点、及び中点電位が電位閾値より小さくなった時点に基づいて、実オンデューティＤｒを検出する。
　本実施の形態では、図４にＵ相の挙動に示すように、デューティ誤差補正部３３は、Ｕ相の直列回路の中点電位が電位閾値より小さくなり、中点電位がオフになった時点から、次に、中点電位がオフになる時点までの期間であるオフオフ期間ＧＰＲ１＿ｕをタイマにより計測する。また、デューティ誤差補正部３３は、中点電位がオフになった時点から、中点電位が電位閾値より大きくなり、中点電位がオンになる時点までの期間であるオフオン期間ＧＰＲ０＿ｕをタイマにより計測する。そして、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、オフオフ期間ＧＰＲ１＿ｕからオフオン期間ＧＰＲ０＿ｕを減算して、正極側のスイッチング素子のオン期間を算出し、正極側のオン期間をＰＷＭ周期Ｔｃｃで除算した値を、Ｕ相の実オンデューティＤｒ＿ｕとして検出する。
　　Ｄｒ＿ｕ＝（ＧＰＲ１＿ｕ－ＧＰＲ０＿ｕ）／Ｔｃｃ
　　Ｄｒ＿ｖ＝（ＧＰＲ１＿ｖ－ＧＰＲ０＿ｖ）／Ｔｃｃ
　　Ｄｒ＿ｗ＝（ＧＰＲ１＿ｗ－ＧＰＲ０＿ｗ）／Ｔｃｃ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
　式（２）に示すように、デューティ誤差補正部３３は、Ｖ相についても、Ｖ相の直列回路の中点電位に基づいて、オフオン期間ＧＰＲ０＿ｖ及びオフオフ期間ＧＰＲ１＿ｖを計測して、Ｖ相の実オンデューティＤｒ＿ｖを算出し、Ｗ相についても、Ｗ相の直列回路の中点電位に基づいて、オフオン期間ＧＰＲ０＿ｗ及びオフオフ期間ＧＰＲ１＿ｗを計測して、Ｗ相の実オンデューティＤｒ＿ｗを算出する。
　なお、デューティ誤差補正部３３は、中点電位がオンになった時点から、中点電位がオフになる時点までの期間をタイマにより計測し、正極側のスイッチング素子のオン期間を直接計測してもよい。
　デューティ誤差補正部３３は、前回のＰＷＭ演算周期中（図４中の（ｎ－１））に計測したオフオフ期間ＧＰＲ１及びオフオン期間ＧＰＲ０に基づいて、今回のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ））で実オンデューティＤｒを算出する。
　今回のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ））で算出する実オンデューティＤｒは、２周期前のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ－２））で演算され、２周期前のＰＷＭ演算周期の終了時点（図４中の（ａ））で設定された指令電圧に対応する。
　よって、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、Ｕ相について、２周期前のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ－２））で算出した指令オンデューティＤｏ＿ｕ（ｎ－２）から今回のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ））で算出した実オンデューティＤｒ＿ｕ（ｎ）を減算して、今回のＰＷＭ演算周期のオンデューティの誤差ΔＤｅｒ＿ｕ（ｎ）を算出する。
　ΔＤｅｒ＿ｕ（ｎ）＝Ｄｏ＿ｕ（ｎ－２）－Ｄｒ＿ｕ（ｎ）
　ΔＤｅｒ＿ｖ（ｎ）＝Ｄｏ＿ｖ（ｎ－２）－Ｄｒ＿ｖ（ｎ）
　ΔＤｅｒ＿ｗ（ｎ）＝Ｄｏ＿ｗ（ｎ－２）－Ｄｒ＿ｗ（ｎ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
　デューティ誤差補正部３３は、Ｖ相、Ｗ相についても、実オンデューティＤｒ＿ｖ、Ｄｒ＿ｗ及び指令オンデューティＤｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗに基づいて、オンデューティの誤差ΔＤｅｒ＿ｖ、ΔＤｅｒ＿ｗを算出する。
＜オンデューティの誤差の学習＞
　デューティ誤差補正部３３は、検出した３相各相のオンデューティの誤差ΔＤｅｒ＿ｕ、ΔＤｅｒ＿ｖ、ΔＤｅｒ＿ｗを、次に設定する３相各相の電圧指令に反映させてもよい。しかし、検出したオンデューティの誤差ΔＤｅｒは、２周期前のＰＷＭ演算周期の制御状態に対応するため、情報が遅れている。また、この方法では、常時、３相全ての中点電圧を検出し、実オンデューティＤｒを検出し、オンデューティの誤差を検出する必要がある。
　本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、オンデューティの誤差の特性を学習し、学習後の誤差特性を用いて、補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出し、補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃにより、３相各相の電圧指令を補正するように構成されている。
　上述したように、巻線電流の正負、及び巻線電流の大きさに応じて、オンデューティの誤差ΔＤｅｒが変動する。この巻線電流に応じたオンデューティの誤差ΔＤｅｒの例を、図６に示す。上述したように、巻線電流が正の場合は、デッドタイム期間中に負極側のスイッチング素子のダイオードを電流が流れるため、実オンデューティＤｒは、指令オンデューティＤｏよりもデッドタイムに対応するオンデューティ分減少し、オンデューティの誤差ΔＤｅｒは、デッドタイムに対応するオンデューティ分増加する。しかし、巻線電流の大きさに応じてターンオフ遅れ及びターンオン遅れが変化するため、巻線電流の動作点に応じて、オンデューティの誤差ΔＤｅｒが変化している。
　巻線電流が負の場合は、デッドタイム期間中に正極側のスイッチング素子のダイオードを電流が流れるため、実オンデューティＤｒは、指令オンデューティＤｏよりもデッドタイムに対応するオンデューティ分増加し、オンデューティの誤差ΔＤｅｒは、デッドタイムに対応するオンデューティ分減少する。しかし、巻線電流に応じてターンオフ遅れ及びターンオン遅れが変化するため、巻線電流の動作点に応じて、オンデューティの誤差ΔＤｅｒが変化している。
　巻線電流が０の場合は、オンデューティの誤差ΔＤｅｒは０になる。巻線電流が０の前後では、非線形性が強くなっており、巻線電流が０から増加するに従って、オンデューティの誤差ΔＤｅｒが急速に増加し、巻線電流が０から減少するに従って、オンデューティの誤差ΔＤｅｒが急速に減少する。巻線電流の正と負とで、オンデューティの誤差ΔＤｅｒは、基本的には０点対称の特性になる。
　そこで、デューティ誤差補正部３３は、巻線電流の検出値とオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、巻線電流とオンデューティの誤差ΔＤｅｒとの関係を表すデューティ誤差特性を学習する。そして、デューティ誤差補正部３３は、学習したデューティ誤差特性を参照して、巻線電流の検出値に対応する補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出し、補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃに基づいて、３相各相の電圧指令を補正する。
＜学習用の巻線電流の検出値＞
　今回のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ））で算出された実オンデューティＤｒは、上述したように、２周期前のＰＷＭ演算周期（図４中の（ｎ－２））で算出され、２周期前のＰＷＭ演算周期の終了時点（図４中の（ａ））で設定された指令オンデューティＤｏに対応し、前回のＰＷＭ演算周期中（図４中の（ｎ－１））の巻線電流に応じて変化する。
　そこで、デューティ誤差補正部３３は、学習用の巻線電流の検出値として、実オンデューティＤｒを検出したタイミングに対応する巻線電流の検出値を用いる。本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、前回のＰＷＭ演算周期の開始時点（図４中の（ａ））で検出した巻線電流Ｉｕｄ（ｎ－１）及び今回のＰＷＭ演算周期の開始時点（図４中の（ｂ））で検出した巻線電流Ｉｕｄ（ｎ）に基づいて、今回のＰＷＭ演算周期で算出するオンデューティの誤差ΔＤｅｒ＿ｕ（ｎ）に対応させる、学習用の巻線電流の検出値ＩＬ＿ｕｄ（ｎ）を算出する。例えば、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、補間係数αを用いて算出する。補間係数αは、０から１の間の値に設定されており、例えば、０．５に設定される。なお、Ｖ相、Ｗ相についても、同様に、学習用の巻線電流の検出値ＩＬ＿ｖ、ＩＬ＿ｗを算出する。
　ＩＬ＿ｕ（ｎ）＝α×Ｉｕｄ（ｎ－１）＋（１－α）×Ｉｕｄ（ｎ）
　ＩＬ＿ｖ（ｎ）＝α×Ｉｖｄ（ｎ－１）＋（１－α）×Ｉｖｄ（ｎ）
　ＩＬ＿ｗ（ｎ）＝α×Ｉｗｄ（ｎ－１）＋（１－α）×Ｉｗｄ（ｎ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　或いは、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、学習用の巻線電流の検出値ＩＬ＿ｕ、ＩＬ＿ｖ、ＩＬ＿ｗとして、ｄｑ軸の回転座標系上のｄｑ軸電流指令Ｉｄｏ、Ｉｑｏを、実オンデューティＤｒを検出するタイミングに対応する磁極位置θｅｓｔに基づいて固定座標変換及び２相３相変換を行った電流値ＩＬ＿ｕｅ、ＩＬ＿ｖｅ、ＩＬ＿ｗｅを用いてもよい。本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、各ＰＷＭ演算周期で、ＰＷＭ演算周期の開始時点よりも１から２周期（本例では、１．５周期）後の磁極位置θｅｓｔを用いて、電流値を推定する。そして、デューティ誤差補正部３３は、２周期前のＰＷＭ演算周期で推定した電流値ＩＬ＿ｕｅ（ｎ－２）、ＩＬ＿ｖｅ（ｎ－２）、ＩＬ＿ｗｅ（ｎ－２）を、今回のＰＷＭ演算周期で算出するオンデューティの誤差ΔＤｅｒ＿ｕ（ｎ）に対応させる、学習用の巻線電流の検出値ＩＬ＿ｕ（ｎ）、ＩＬ＿ｖ（ｎ）、ＩＬ＿ｗ（ｎ）に設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、θは、各ＰＷＭ演算周期の開始時点で検出した磁極位置であり、ωは、各ＰＷＭ演算周期の開始時点で検出した磁極位置の回転角速度であり、βは、予め設定された周期係数であり、例えば、１．５に設定され、各ＰＷＭ演算周期の開始時点よりもＰＷＭ演算周期の１．５倍後の磁極位置θｅｓｔが推定される。
＜デューティ誤差特性の学習＞
　本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、巻線電流が正である場合のデューティ誤差特性、及び巻線電流が負である場合のデューティ誤差特性を、図７及び次式に示すような、一次関数で近似し、一次関数の係数Ａ、Ｂを変化させることで学習するように構成されている。ここで、Ａは、傾きであり、Ｂは、切片であり、Ｉは、巻線電流である。
　｜ΔＤｅｒ｜＝Ａ×｜Ｉ｜＋Ｂ　　　　・・・（６）
　巻線電流が正の場合のデューティ誤差特性と、巻線電流が負の場合のデューティ誤差特性とが、０点対称であるので、巻線電流が正であるの場合と巻線電流が負の場合とを１つの一次関数でまとめて学習するために、巻線電流の絶対値｜Ｉ｜と、オンデューティの誤差の絶対値｜ΔＤｅｒ｜との関係が学習される。また、相間でデューティ誤差特性が同等であるので、各相のデューティ誤差特性を１つの一次関数でまとめて学習する。
　例えば、デューティ誤差補正部３３は、今回のＰＷＭ演算周期で算出した学習用の巻線電流の検出値ＩＬとオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、忘却係数つき逐次最小２乗法を用い、一次関数の係数Ａ、Ｂを更新する。なお、デューティ誤差補正部３３は、今回及び過去の複数のＰＷＭ演算周期で算出した学習用の巻線電流の検出値ＩＬとオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、最小２乗法を用い、一次関数の係数Ａ、Ｂを更新してもよい。また、より高次の多項式を用いて、デューティ誤差特性を学習してもよい。
＜出力不可領域の場合に、学習の禁止＞
　図９に、デッドタイムによる出力不可領域のグラフを示す。デッドタイムＴｄを設定することにより、指令オンデューティＤｏに対して正極側及び負極側のスイッチング素子のオン駆動期間に出力不可領域が発生することを示している。出力不可領域では、指令オンデューティＤｏに対する正極側及び負極側のスイッチング素子のオン駆動期間が、指令オン期間と実オン期間との差がデッドタイムになる特性と異なる。従って、指令オンデューティＤｏが出力不可領域にある場合は、デューティ誤差特性の学習を行わないことが望ましい。よって、デューティ誤差補正部３３は、各相について、指令オンデューティＤｏが、予め設定された学習許可範囲内である場合は、デューティ誤差特性の学習値の更新を行い、指令オンデューティが、学習許可範囲外である場合は、デューティ誤差特性の学習値の更新を行わない。
＜巻線電流が０付近である場合に、学習の禁止＞
　図６を用いて説明したように、巻線電流が０の前後では、非線形性が強くなっており、一次関数では近似できない。よって、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、学習用の巻線電流の検出値ＩＬの絶対値が、予め設定された電流閾値ＴＨｉ以上である場合は、デューティ誤差特性の学習値（本例では、一次関数の係数Ａ、Ｂ）の更新を行い、学習用の巻線電流の検出値ＩＬの絶対値が、電流閾値ＴＨｉ未満である場合は、デューティ誤差特性の学習値の更新を行わない。
＜補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃの算出＞
　そして、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、各相について、巻線電流の検出値の絶対値が、電流閾値ＴＨｉ以上である場合は、デューティ誤差特性を参照して、巻線電流の検出値に対応する補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出する。ここで、ＳＩＧＮ（Ｘ）は、入力値Ｘの正負の符号を出力する関数である。
・｜Ｉｕｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝ＳＩＧＮ（Ｉｕｄ）×Ａ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂ
・｜Ｉｖｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝ＳＩＧＮ（Ｉｖｄ）×Ａ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂ
・｜Ｉｗｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝ＳＩＧＮ（Ｉｗｄ）×Ａ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂ
　Ｘ≧０の場合、ＳＩＧＮ（Ｘ）＝＋１
　Ｘ＜０の場合、ＳＩＧＮ（Ｘ）＝－１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）
　一方、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、各相について、巻線電流の検出値の絶対値が、電流閾値ＴＨｉ未満である場合は、巻線電流と補正係数Ｋ０との関係が予め設定された補正係数特性Ｆｃｍｐを参照して、巻線電流の検出値に対応する補正係数Ｋ０を算出すると共に、デューティ誤差特性を参照して、巻線電流の検出値に対応するオンデューティの誤差を算出し、オンデューティの誤差に補正係数Ｋ０を乗算して、最終的なオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出する。
・｜Ｉｕｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｕ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｕｄ｜）
　　ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝ＳＩＧＮ（Ｉｕｄ）×Ｋ０＿ｕ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　×（Ａ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂ）
・｜Ｉｖｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｖ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｖｄ｜）
　　ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝ＳＩＧＮ（Ｉｖｄ）×Ｋ０＿ｖ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　×（Ａ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂ）
・｜Ｉｗｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｗ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｗｄ｜）
　　ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝ＳＩＧＮ（Ｉｖｄ）×Ｋ０＿ｗ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　×（Ａ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（８）
　ここで、Ｆｃｍｐ（）は、巻線電流の絶対値を入力変数とする補正係数特性の関数であり、図８に示すように、巻線電流の絶対値が電流閾値ＴＨｉである場合に１を出力し、巻線電流の絶対値が０である場合に０を出力し、両点の間を補完する。本実施の形態では、補正係数特性Ｆｃｍｐは、傾きが１／ＴHｉであり、切片が０である一次関数とされている。なお、補正係数特性は、高次の関数又はテーブルデータであってもよい。
　なお、式（７）及び式（８）で用いられる各相の巻線電流の検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄとして、補正後の電圧指令に基づいて実際にスイッチング素子がオンオフされるタイミングにおける巻線電流の推定値が用いられてもよい。具体的には、デューティ誤差補正部３３は、式（５）の第１式及び第２式に示したように、各相の巻線電流の検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄとして、ｄｑ軸の回転座標系上のｄｑ軸電流指令Ｉｄｏ、Ｉｑｏを、磁極位置θｅｓｔに基づいて固定座標変換及び２相３相変換を行った電流値ＩＬ＿ｕｅ、ＩＬ＿ｖｅ、ＩＬ＿ｗｅを用いてもよい。磁極位置θｅｓｔは、補正後の電圧指令に基づいて実際にスイッチング素子がオンオフされるタイミングに対応する磁極位置に設定され、βは、１から２間の値（本例では、１．５）に設定される。そして、デューティ誤差補正部３３は、今回のＰＷＭ演算周期で推定した電流値ＩＬ＿ｕｅ、ＩＬ＿ｖｅ、ＩＬ＿ｗｅを、各相の巻線電流の検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄとして用いる。
　そして、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、３相各相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂに、３相各相の補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃ＿ｕ、ΔＤｅｒｃ＿ｖ、ΔＤｅｒｃ＿ｗに電源電圧Ｖｄｃを乗算した値を加算して、３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。そして、ＰＷＭ制御部３４は、補正後の３相各相の電圧指令Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御する。
　　Ｖｕｏ＝Ｖｕｏｂ＋ΔＤｅｒｃ＿ｕ×Ｖｄｃ
　　Ｖｖｏ＝Ｖｖｏｂ＋ΔＤｅｒｃ＿ｖ×Ｖｄｃ　　・・・（９）
　　Ｖｗｏ＝Ｖｗｏｂ＋ΔＤｅｒｃ＿ｗ×Ｖｄｃ
２．実施の形態２
　次に、実施の形態２に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る制御装置１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、ＰＷＭ制御部３４が、３相各相の指令電圧から算出した指令オンデューティＤｏとキャリア波との比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成し、デューティ誤差補正部３３が、オンデューティの誤差に基づいて、指令オンデューティＤｏを補正する点が実施の形態１と異なる。
　図１０に、本実施形態に係る制御装置１のブロック図を示す。基本電圧指令演算部３２は、次式に示すように、上記の実施の形態１と同様の方法で算出した３相各相の基本電圧指令Ｖｕｏｂ、Ｖｖｏｂ、Ｖｗｏｂを電源電圧Ｖｄｃで除算した値に０．５を加算して、３相各相の基本指令オンデューティＤｏｂ＿ｕ、Ｄｏｂ＿ｖ、Ｄｏｂ＿ｗを算出する。
　　Ｄｏｂ＿ｕ＝Ｖｕｏｂ／Ｖｄｃ＋０．５
　　Ｄｏｂ＿ｖ＝Ｖｖｏｂ／Ｖｄｃ＋０．５　　　・・・（１０）
　　Ｄｏｂ＿ｗ＝Ｖｗｏｂ／Ｖｄｃ＋０．５
　デューティ誤差補正部３３は、実施の形態１と同様の方法により、３相各相の補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃ＿ｕ、ΔＤｅｒｃ＿ｖ、ΔＤｅｒｃ＿ｗを算出する。そして、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、３相各相の基本指令オンデューティＤｏｂ＿ｕ、Ｄｏｂ＿ｖ、Ｄｏｂ＿ｗに、３相各相の補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃ＿ｕ、ΔＤｅｒｃ＿ｖ、ΔＤｅｒｃ＿ｗを加算して、３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗを算出する。
　　Ｄｏ＿ｕ＝Ｄｏｂ＿ｕ＋ΔＤｅｒｃ＿ｕ
　　Ｄｏ＿ｖ＝Ｄｏｂ＿ｖ＋ΔＤｅｒｃ＿ｖ　　　・・・（１１）
　　Ｄｏ＿ｗ＝Ｄｏｂ＿ｗ＋ΔＤｅｒｃ＿ｗ
　ＰＷＭ制御部３４は、補正後の３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗに基づいて、各スイッチング素子をオンオフ制御する。ＰＷＭ制御部３４は、３相各相の指令オンデューティＤｏ＿ｕ、Ｄｏ＿ｖ、Ｄｏ＿ｗとキャリア波ＣＡとの比較結果に基づいて、各スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号を生成する。本実施の形態では、キャリア波ＣＡは、ＰＷＭ周期Ｔｃｃで、０と１との間を振動する三角波とされており、指令オンデューティＤｏがキャリア波ＣＡを上回った場合は、ＰＷＭ信号をオンし、指令オンデューティＤｏが三角波を下回った場合は、ＰＷＭ信号をオフする。実施の形態１と同様に、ＰＷＭ制御部３４は、各相について、デッドタイムを挟んで、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを交互にオン駆動する。
３．実施の形態３
　次に、実施の形態３に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る制御装置１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、デューティ誤差補正部３３が、巻線電流が正である場合と負である場合とで、個別にデューティ誤差特性を学習する点が実施の形態１と異なる。
　ゲート駆動回路１２の駆動信号は、冗長３相短絡回路１９を介して、スイッチング素子のゲート端子に入力される。そのため、冗長３相短絡回路１９の介在によるターンオフ遅れ及びターンオン遅れが生じる。特に、冗長３相短絡回路１９が、３相の正極側のスイッチング素子の駆動信号に対して強制駆動する場合、又は３相の負極側のスイッチング素子の駆動信号に対して強制駆動する場合は、冗長３相短絡回路１９が介在するスイッチング素子と介在しないスイッチング素子とで、ターンオフ遅れ及びターンオン遅れが異なる。また、冗長３相短絡回路１９の有無にかかわらず、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子のターンオフ遅れ及びターンオン遅れが、特性差により異なる場合がある。よって、巻線電流が正である場合と、巻線電流が負である場合とで、デューティ誤差特性が変化するため、個別に学習することによって、補正精度を高めることができる。
　本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、式（１２）に示すように、巻線電流Ｉが正である場合は、正用のデューティ誤差特性を学習し、巻線電流Ｉが負である場合は、負用のデューティ誤差特性を学習する。デューティ誤差補正部３３は、正用の一次関数の係数Ａｐ、Ｂｐ、負用の一次関数の係数Ａｎ、Ｂｎを変化させることで学習する。
・Ｉ≧０の場合
　　　｜ΔＤｅｒ｜＝Ａｐ×｜Ｉ｜＋Ｂｐ
・Ｉ＜０の場合　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１２）
　　　｜ΔＤｅｒ｜＝Ａｎ×｜Ｉ｜＋Ｂｎ
　例えば、デューティ誤差補正部３３は、学習用の巻線電流の検出値ＩＬが正である場合は、学習用の巻線電流の検出値ＩＬとオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、忘却係数つき逐次最小２乗法を用い、正用の一次関数の係数Ａｐ、Ｂｐを更新し、学習用の巻線電流の検出値ＩＬが負である場合は、忘却係数つき逐次最小２乗法を用い、学習用の巻線電流の検出値ＩＬとオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、負用の一次関数の係数Ａｎ、Ｂｎを更新する。
　そして、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、各相について、巻線電流の検出値の絶対値が、電流閾値ＴＨｉ以上である場合は、巻線電流の検出値の正負に応じて正用又は負用のデューティ誤差特性を参照して、巻線電流の検出値に対応する補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出する。
・｜Ｉｕｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　Ｉｕｄ≧０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝Ａｐ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｕｄ＜０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝－（Ａｎ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂｎ）
・｜Ｉｖｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　Ｉｖｄ≧０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝Ａｐ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｖｄ＜０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝－（Ａｎ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂｎ）
・｜Ｉｗｄ｜≧ＴＨｉの場合
　　Ｉｗｄ≧０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝Ａｐ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｗｄ＜０の場合、ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝－（Ａｎ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂｎ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１３）
　一方、デューティ誤差補正部３３は、次式に示すように、各相について、巻線電流の検出値の絶対値が、電流閾値ＴＨｉ未満である場合は、巻線電流と補正係数Ｋ０との関係が予め設定された補正係数特性Ｆｃｍｐを参照して、巻線電流の検出値に対応する補正係数Ｋ０を算出すると共に、巻線電流の検出値の正負に応じて正用又は負用のデューティ誤差特性を参照して、巻線電流の検出値に対応するオンデューティの誤差を算出し、オンデューティの誤差に補正係数Ｋ０を乗算して、最終的なオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃを算出する。
・｜Ｉｕｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｕ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｕｄ｜）
　　Ｉｕｄ≧０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝Ｋ０＿ｕ×Ａｐ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｕｄ＜０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｕ＝－Ｋ０＿ｕ×（Ａｎ×｜Ｉｕｄ｜＋Ｂｎ）
・｜Ｉｖｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｖ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｖｄ｜）
　　Ｉｖｄ≧０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝Ｋ０＿ｖ×Ａｐ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｖｄ＜０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｖ＝－Ｋ０＿ｖ×（Ａｎ×｜Ｉｖｄ｜＋Ｂｎ）
・｜Ｉｗｄ｜＜ＴＨｉの場合
　　Ｋ０＿ｗ＝Ｆｃｍｐ（｜Ｉｗｄ｜）
　　Ｉｗｄ≧０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝Ｋ０＿ｗ×Ａｐ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂｐ
　　Ｉｗｄ＜０の場合、
　　　　ΔＤｅｒｃ＿ｗ＝－Ｋ０＿ｗ×（Ａｎ×｜Ｉｗｄ｜＋Ｂｎ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１４）
４．実施の形態４
　次に、実施の形態４に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る制御装置１の基本的な構成は実施の形態３と同様であるが、デューティ誤差補正部３３が、時間を複数の期間に分割し、各期間に設定した相の学習用のデータを取得する点が実施の形態１と異なる。
　本実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、時間を複数の期間に分割し、各期間に巻線電流が正になる１つの相と巻線電流が負になる１つの相を設定し、各期間に設定した２つの相について、中点電位の検出値に基づいて、実オンデューティＤｒを検出し、指令オンデューティＤｏと実オンデューティＤｒとの差から、オンデューティの誤差ΔＤｅｒを算出し、巻線電流の検出値とオンデューティの誤差ΔＤｅｒとに基づいて、デューティ誤差特性の学習値を更新する。
　本実施の形態では、図１１及び図１２に示すように、磁極位置が７２０ｄｅｇ回転する時間を、６０ｄｅｇずつ１２の期間に分割し、各期間に、学習用の巻線電流の検出値ＩＬが正になる１つの相と、学習用の巻線電流の検出値ＩＬが負になる１つの相と、を設定している。また、相間で期間数の偏りがないように、各期間の相が設定されている。本実施の形態では、Ｕ相の学習用の巻線電流の検出値ＩＬ＿ｕ、ＩＬ＿ｕｅが０になるときに、磁極位置が０になるように、オフセット値ηを調整した調整磁極位置θｅｓｔη（＝θｅｓｔ＋η＋π）［ｒａｄ］に基づいて、期間が分割されている。オフセット値ηは、次式を用いて、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｏ，Ｉｑｏに基づいて算出される。なお、説明の容易化のために、［ｒａｄ］と［ｄｅｇ］とを用いているが、両者は単に単位を変換したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　この構成によれば、同時期に学習用のデータを算出する相数を、巻線電流が正である１つ相と負である１つの相との２つの相に減少させることができ、演算負荷を低減できる。また、同時期に巻線電流が正の相と負の相の学習用のデータを算出できるので、正用のデューティ誤差特性の学習値の更新と、負用のデューティ誤差特性の学習値の更新とを、偏りなく行うことができる。
〔その他の実施の形態〕
　最後に、本開示のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記の各実施の形態では、ｎ＝３の３相である場合を例として説明した。しかし、ｎ＝２、４等、ｎは、２以上の任意の自然数に設定されてもよい。
（２）上記の各実施の形態では、デューティ誤差補正部３３は、相間で共通のデューティ誤差特性を学習する場合を例として説明した。しかし、デューティ誤差補正部３３は、各相のデューティ誤差特性を個別に学習するように構成されてもよい。この構成によれば、相間のスイッチング素子の個体差を学習することができる。
（３）上記の各実施の形態では、中点電位検出回路１８は、３相全ての直列回路の中点電圧を検出し、デューティ誤差補正部３３は、３相各相の実オンデューティを検出し、学習用のデータを算出する場合を例として説明した。しかし、中点電位検出回路１８は、中点電圧を検出可能な１相のみの直列回路の中点電圧を検出する回路とされ、デューティ誤差補正部３３は、中点電圧を検出可能な１相のみの実オンデューティを検出して、学習用のデータを算出し、中点電圧を検出可能な１相のみの学習用のデータに基づいて、デューティ誤差特性を学習し、学習したデューティ誤差特性を３相各相の補正用のオンデューティの誤差ΔＤｅｒｃの算出に用いるように構成されてもよい。この構成によれば、相間のスイッチング素子の個体差が小さい場合に、中点電位検出回路１８の回路構成を更に簡素化できると共に、学習用のデータの演算負荷を低減できる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　交流回転電機の制御装置、２　交流回転電機、１０　直流電源、１７　電流検出回路、１８　中点電位検出回路、１９　冗長３相短絡回路、２０　インバータ、２２　ダイオード、２３Ｈ　正極側のスイッチング素子、２３Ｌ　負極側のスイッチング素子、３０　制御回路、３１　運転状態検出部、３２　基本電圧指令演算部、３３　デューティ誤差補正部、３４　ＰＷＭ制御部、Ｄｏ　指令オンデューティ、Ｄｒ　実オンデューティ、Ｆｃｍｐ　補正係数特性、ＩＬ　巻線電流の検出値、Ｋ０　補正係数、ＴＨｉ　電流閾値、ΔＤｅｒ　オンデューティの誤差

Claims (14)

  1. 　ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線を設けた交流回転電機を制御する交流回転電機の制御装置であって、
    　直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、前記ｎ相の各相に対応してｎセット設けたインバータと、
    　前記直列回路における直列接続の接続点の電位である中点電位を検出する中点電位検出回路と、
    　電圧指令又は前記電圧指令から算出した指令オンデューティに基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記中点電位の検出値に基づいて、前記スイッチング素子の実オンデューティを検出し、
    　前記指令オンデューティと前記実オンデューティとの差から、オンデューティの誤差を算出し、
    　前記オンデューティの誤差に基づいて、前記電圧指令又は前記指令オンデューティを補正する交流回転電機の制御装置。
  2. 　各相の前記巻線に流れる巻線電流を検出する電流検出回路を更に備え、
    　前記制御回路は、前記巻線電流の検出値と前記オンデューティの誤差とに基づいて、前記巻線電流と前記オンデューティの誤差との関係を表すデューティ誤差特性を学習し、
    　学習した前記デューティ誤差特性を参照して、前記巻線電流の検出値に対応する前記オンデューティの誤差を算出し、算出した前記オンデューティの誤差に基づいて、前記電圧指令又は前記指令オンデューティを補正する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
  3. 　前記制御回路は、前記巻線電流が正である場合の前記デューティ誤差特性、及び前記巻線電流が負である場合の前記デューティ誤差特性を、一次関数で近似し、一次関数の係数を変化させることで学習する請求項２に記載の交流回転電機の制御装置。
  4. 　前記制御回路は、前記デューティ誤差特性の学習を行う時に、前記実オンデューティを検出したタイミングに対応する前記巻線電流の検出値を用いる請求項２又は３に記載の交流回転電機の制御装置。
  5. 　前記制御回路は、前記デューティ誤差特性の学習に用いる前記巻線電流の検出値として、ｄｑ軸の回転座標系上のｄｑ軸の電流指令を、前記実オンデューティを検出するタイミングに対応する磁極位置に基づいて固定座標変換及び２相３相変換を行った電流値を用いる請求項２又は３に記載の交流回転電機の制御装置。
  6. 　前記制御回路は、前記巻線電流の検出値の絶対値が、予め設定された電流閾値以上である場合は、前記デューティ誤差特性の学習値の更新を行い、前記巻線電流の検出値の絶対値が、前記電流閾値未満である場合は、前記デューティ誤差特性の学習値の更新を行わない請求項２から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  7. 　前記制御回路は、各相について、前記巻線電流の検出値の絶対値が、前記電流閾値以上である場合は、前記デューティ誤差特性を参照して、前記巻線電流の検出値に対応する前記オンデューティの誤差を算出し、
    　各相について、前記巻線電流の検出値の絶対値が、前記電流閾値未満である場合は、前記巻線電流と補正係数との関係が予め設定された補正係数特性を参照して、前記巻線電流の検出値に対応する前記補正係数を算出すると共に、前記デューティ誤差特性を参照して、前記巻線電流の検出値に対応する前記オンデューティの誤差を算出し、前記オンデューティの誤差に前記補正係数を乗算して、最終的な前記オンデューティの誤差を算出する請求項６に記載の交流回転電機の制御装置。
  8. 　前記制御回路は、前記デューティ誤差特性を参照して前記オンデューティの誤差を算出する時に用いる前記巻線電流の検出値として、ｄｑ軸の回転座標系上のｄｑ軸の電流指令を、補正後の前記電圧指令又は前記指令オンデューティに基づいて実際に前記スイッチング素子がオンオフされるタイミングに対応する磁極位置に基づいて固定座標変換及び２相３相変換を行った電流値を用いる請求項２から７のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  9. 　前記制御回路は、前記指令オンデューティが、予め設定された学習許可範囲内である場合は、前記デューティ誤差特性の学習値の更新を行い、前記指令オンデューティが、前記学習許可範囲外である場合は、前記デューティ誤差特性の学習値の更新を行わない請求項２から８のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  10. 　前記制御回路は、時間を複数の期間に分割し、各期間に前記巻線電流が正になる１つの相と前記巻線電流が負になる１つの相を設定し、各期間に設定した２つの相について、前記中点電位の検出値に基づいて、前記実オンデューティを検出し、前記指令オンデューティと前記実オンデューティとの差から、前記オンデューティの誤差を算出し、前記巻線電流の検出値と前記オンデューティの誤差とに基づいて、前記デューティ誤差特性の学習値を更新する請求項２から９のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  11. 　前記中点電位検出回路は、前記中点電位が電位閾値より大きいか小さいかに応じて、出力信号をオン又はオフさせる回路である請求項１から１０のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  12. 　前記制御回路は、前記中点電位が電位閾値より大きくなった時点、及び前記中点電位が前記電位閾値より小さくなった時点に基づいて、前記実オンデューティを検出する請求項１から１１のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  13. 　前記制御回路は、各相について、デッドタイムを挟んで、前記正極側のスイッチング素子と前記負極側のスイッチング素子とを交互にオン駆動し、
    　各相について、前記正極側のスイッチング素子のオン駆動期間を、前記指令オンデューティに対応するオン駆動期間よりも前記デッドタイムだけ短くし、前記負極側のスイッチング素子のオフ駆動期間を、前記指令オンデューティに対応するオン駆動期間よりも前記デッドタイムだけ長くする請求項１から１２のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  14. 　前記制御回路は、各相について、前記指令オンデューティでオンオフするＰＷＭ信号を生成し、前記ＰＷＭ信号がオンになった時に、前記負極側のスイッチング素子をオフ駆動し、前記ＰＷＭ信号がオンになった後、デッドタイムが経過した時に、前記正極側のスイッチング素子をオン駆動し、前記ＰＷＭ信号がオフになった時に、前記正極側のスイッチング素子をオフ駆動し、前記ＰＷＭ信号がオフになった後、前記デッドタイムが経過した時に、前記負極側のスイッチング素子をオン駆動する請求項１３に記載の交流回転電機の制御装置。
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