JP5924353B2 - 直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置に関する。

マトリクスコンバータは、高調波電流の抑制や回生電力の有効利用が可能であることから、新しい電力変換装置として注目されている。

かかるマトリクスコンバータとして、複数の双方向スイッチによって三相交流電力を単相交流電力へ電力変換を行う単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成した単相電力変換セル部を出力相毎に設けた直列多重マトリクスコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００６−１７４５５９号公報

従来の直列多重マトリクスコンバータでは、双方向スイッチのスイッチング損失により電力損失が発生する。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、所定の条件下において電力損失を抑制することができる直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置を提供することを目的とする。

本願の開示する直列多重マトリクスコンバータは、一つの態様において、変圧器と、電力変換部と、スイッチ駆動部とを備える。前記変圧器は、一次巻線と複数の二次巻線とを有し、三相交流電源から前記一次巻線に供給される三相交流電力を前記複数の二次巻線に分配する。前記電力変換部は、前記二次巻線に接続され、複数の双方向スイッチを有する単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成される単相電力変換セル部を出力相毎に有する。前記スイッチ駆動部は、前記複数の双方向スイッチをスイッチング制御する第１の制御モード、および、前記複数の双方向スイッチのうちの一部の双方向スイッチを継続してオン制御する第２の制御モードを選択的に実行する。さらに、前記スイッチ駆動部は、前記電力変換部から負荷への出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内となった場合に、前記複数の双方向スイッチを制御するモードを第１の制御モードから第２の制御モードへ移行する。

実施形態の一態様によれば、所定の条件下において電力損失を抑制することができる直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置を提供することができるという効果を奏する。

図１は、第１の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示す直列多重マトリクスコンバータの単相電力変換セルの具体的構成の一例を示す図である。 図３は、図２に示す双方向スイッチの他の構成例を示す図である。 図４は、出力相に出力されるパルス電圧の模式説明図である。 図５は、第２の制御モードにおける各単相電力変換セルに対する駆動信号の状態を示す図である。 図６は、第１の制御モードと第２の制御モードとの切り替えについての説明図である。 図７は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図８は、第２の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。 図９は、図８に示す変圧器の一次巻線と二次巻線との間の電圧位相差を示す図である。 図１０は、同一出力相の単相電力変換セルからそれぞれ出力される電圧ベクトルの一例を示す図である。 図１１は、図８に示す変圧器の一次巻線と二次巻線との間の電圧位相差の他の例を示す図である。 図１２は、第２の実施形態に係る第２の制御モードでの各単相電力変換セルに対する駆動信号の状態を示す図である。 図１３は、第３の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。 図１４は、図１３に示す変圧器の一次巻線と二次巻線との間の電圧位相差の一例を示す図である。 図１５は、第３の実施形態に係る第２の制御モードでの各単相電力変換セルに対する駆動信号の状態を示す図である。 図１６は、同一出力相の単相電力変換セルからそれぞれ出力される電圧ベクトルの一例を示す図である。 図１７は、図１３に示す変圧器の一次巻線と二次巻線との間の電圧位相差の他の例を示す図である。 図１８は、第３の実施形態に係る第２の制御モードでの各単相電力変換セルに対する駆動信号の状態を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示する直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置の実施形態を詳細に説明する。以下の実施形態では、交流電源からの三相交流電力を変換して負荷へ供給する直列多重マトリクスコンバータおよび電動機駆動装置を例に挙げて説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［１．第１の実施形態］
［１．１．マトリクスコンバータの構成］
図１は、第１の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る電動機駆動装置１００は、直列多重マトリクスコンバータ１と、三相交流電源２（以下、交流電源２と記載する）と、回転電機３とを有する。

直列多重マトリクスコンバータ１は、交流電源２と回転電機３との間に設けられ、交流電源２と回転電機３との間の電力変換を行う。交流電源２は、例えば、電力系統（Ｇｒｉｄ）であるが、交流電源２は電力系統に限られない。

回転電機３は、例えば、同期発電／電動機、誘導発電／電動機等であり、直列多重マトリクスコンバータ１からの三相交流電力の出力と停止により交流電源２と等しい周波数での運転と停止を繰り返す。なお、負荷の一例として回転電機３を説明するが、負荷は、回転電機３に限られない。

直列多重マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔ_Ｒ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｔと、出力端子Ｔ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗと、変圧器１０と、電圧検出部２０と、電力変換部３０と、制御部４０とを備える。

入力端子Ｔ_Ｒ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｔには、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相がそれぞれ接続され、かかる入力端子Ｔ_Ｒ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｔを介して交流電源２の三相交流電力が直列多重マトリクスコンバータ１の変圧器１０へ入力される。出力端子Ｔ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗには、回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ接続され、かかる出力端子Ｔ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗを介して三相交流電力が電力変換部３０から回転電機３へ出力される。以下、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する場合がある。

直列多重マトリクスコンバータ１は、第１の制御モードと第２の制御モードを有する。直列多重マトリクスコンバータ１は、第１の制御モードにおいて、交流電源２から供給される三相交流電力を電力変換部３０により任意の周波数および電圧の三相交流電力へ変換して回転電機３へ供給する。また、直列多重マトリクスコンバータ１は、第２の制御モードにおいて、電力変換部３０による電力変換を行わずに電力変換部３０から電圧を出力させる。かかる制御モードについては、後で詳述する。

変圧器１０は、一次巻線１１と、９つの二次巻線１２ａ〜１２ｉ（以下、二次巻線１２と総称する場合がある）とを備える。交流電源２から一次巻線１１に供給される三相交流電力は変圧器１０により９つの二次巻線１２ａ〜１２ｉに分配される。

ここでは、一次巻線１１と二次巻線１２ａ〜１２ｉとの電圧位相差は、ゼロであり、二次巻線１２ａ〜１２ｉの変圧比（例えば、１）は同じであるものとする。また、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相にそれぞれ対応する二次巻線１２の相をｒ相、ｓ相およびｔ相とし、ｒ相、ｓ相およびｔ相の電圧を入力相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔとする。

電圧検出部２０は、交流電源２と変圧器１０との間に設けられ、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の瞬時電圧値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔ（以下、入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔと記載する）を検出する。なお、以下、交流電源２の各相の電圧を総称して入力電圧Ｖｉと記載する場合がある。また、電力変換部３０から回転電機３の各相へ出力される電圧Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗを総称して出力電圧Ｖｏと記載する場合がある。

電力変換部３０は、回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応する単相電力変換セル部３１ａ〜３１ｃ（以下、単相電力変換セル部３１と総称する場合がある）を備え、回転電機３へ三相交流電力を出力する。単相電力変換セル部３１ａ〜３１ｃは、一端が互いに中性点Ｎに接続され、他端が回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に接続される。

単相電力変換セル部３１は、三相交流電力を単相交流電力に変換する３つの単相電力変換セルを有する。具体的には、単相電力変換セル部３１ａは、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇを有し、単相電力変換セル部３１ｂは、単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈを有し、単相電力変換セル部３１ｃは、単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉを有する。なお、以下において、単相電力変換セル３２ａ〜３２ｉを単相電力変換セル３２と総称する場合がある。

各単相電力変換セル３２は、入力端子Ｔ３（後述する入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔ）と出力端子Ｔ１、Ｔ２とを有し、二次巻線１２を介して入力端子Ｔ３に入力される三相交流電力を単相交流電力に変換して出力端子Ｔ１、Ｔ２から出力する。

具体的には、単相電力変換セル部３１ａにおいて、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇの出力が直列に接続され、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇの出力電圧が加算されて回転電機３のＵ相へ出力される。単相電力変換セル部３１ｂにおいて、単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈの出力が直列へ接続され、単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈの出力電圧が加算されて回転電機３のＶ相に出力される。単相電力変換セル部３１ｃにおいて、単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉの出力が直列へ接続され、単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉの出力電圧が加算されて回転電機３のＷ相に出力される。

図２は、単相電力変換セル３２の具体的構成の一例を示す図である。図２に示すように、単相電力変換セル３２は、スイッチ回路３３と、フィルタ３４とを備える。かかる単相電力変換セル３２は、単相マトリクスコンバータとも呼ばれる。なお、単相電力変換セル３２には、例えば、不図示のスナバ回路が設けられる。

スイッチ回路３３は、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６（以下、双方向スイッチＳｗと記載する場合がある）を備える。かかる双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６は、各端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと各端子Ｔ１、Ｔ２との間にそれぞれ接続される。

双方向スイッチＳｗ１は、片方向スイッチング素子１５とダイオード１８とを逆並列接続した回路と片方向スイッチング素子１６とダイオード１７とを逆並列接続した回路とを逆方向に直列に接続されて構成される。双方向スイッチＳｗ２〜Ｓｗ６も、双方向スイッチＳｗ１と同様の構成である。

片方向スイッチング素子１５、１６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、片方向スイッチング素子１５、１６は、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６を構成する片方向スイッチング素子１５、１６を個別にオン／オフすることで、通電方向を制御することができる。

なお、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６は、図２に示す構成に限られない。例えば、図３に示すように、各双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６は、片方向スイッチング素子１５とダイオード１７とによる直列接続体と、片方向スイッチング素子１６とダイオード１８とによる直列接続体とが、逆方向に並列に接続された構成であってもよい。図３は、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６の他の構成例を示す図である。

また、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６は、片方向スイッチング素子１５、１６をそれぞれ逆阻止型のスイッチング素子とし、これらのスイッチング素子を互いに逆方向に並列接続した構成でもよい。

フィルタ３４は、スイッチ回路３３と端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔとの間に設けられ、スイッチ回路３３によって発生する高周波成分（ＰＷＭ成分）の交流電源２への影響を抑制する。かかるフィルタ３４は、３つのリアクトルＬ１ｒ、Ｌ１ｓ、Ｌ１ｔと、３つのコンデンサＣ１ｒｓ、Ｃ１ｓｔ、Ｃ１ｒｔによって構成される。

リアクトルＬ１ｒ、Ｌ１ｓ、Ｌ１ｔは、端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔに一端がそれぞれ接続され、スイッチ回路３３側に他端が接続される。また、コンデンサＣ１ｒｓ、Ｃ１ｓｔ、Ｃ１ｒｔは、リアクトルＬ１ｒ、Ｌ１ｓ、Ｌ１ｔのうち異なるリアクトルの他端間に接続される。なお、フィルタ３４は、図２に示す構成に限られず、例えば、リアクトルＬ１ｒ、Ｌ１ｓ、Ｌ１ｔを設けない構成でもよい。

［１．２．制御部４０］
図１に示す制御部４０は、各単相電力変換セル３２を駆動する駆動信号を制御モードに応じて生成するスイッチ駆動器４７（スイッチ駆動部の一例）を有する。

スイッチ駆動器４７は、単相電力変換セル３２毎に、駆動信号Ｇｒ１、Ｇｓ１、Ｇｔ１、Ｇｒ２、Ｇｓ２、Ｇｔ２、Ｇ１ｒ、Ｇ１ｓ、Ｇ１ｔ、Ｇ２ｒ、Ｇ２ｓ、Ｇ２ｔ（以下、駆動信号Ｇと総称する場合がある）を出力する。かかる駆動信号Ｇにより、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６を構成する片方向スイッチング素子１５、１６のオン／オフ制御が行われる。

駆動信号Ｇｒ１、Ｇｓ１、Ｇｔ１、Ｇｒ２、Ｇｓ２、Ｇｔ２は、図２に示すように、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６を構成する片方向スイッチング素子１５のゲートに入力される。駆動信号Ｇ１ｒ、Ｇ１ｓ、Ｇ１ｔ、Ｇ２ｒ、Ｇ２ｓ、Ｇ２ｔは、図２に示すように、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６を構成する片方向スイッチング素子１６のゲートに入力される。

スイッチ駆動器４７は、第１の制御モードと第２の制御モードを有する。第１の制御モードは、電力変換部３０による電力変換を行う制御モードであり、第１のスイッチ駆動器６１により実行される。第２の制御モードは、電力変換部３０による電力変換を行わない制御モードであり、第２のスイッチ駆動器６２により実行される。

直列多重マトリクスコンバータ１は、第１の制御モードと第２の制御モードとを切り換えて実行する。これにより、交流電源２の電力により回転電機３を直接駆動する装置と交流電源２の電力を変換して回転電機３を駆動する装置とを切り換える装置が不要になるため、ハードウェアの小型化を図ることができる。以下、それぞれの制御モードについて具体的に説明する。

［１．２．１．第１の制御モード］
第１のスイッチ駆動器６１は、入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔおよび出力周波数指令ω^*に基づいて、各単相電力変換セル３２を駆動する駆動信号Ｇを生成する。

具体的には、第１のスイッチ駆動器６１は、出力周波数指令ω^*に基づき、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれに対応する出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*を生成する。出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*は、それぞれ基本周波数ωｂをもつ電圧指令と３倍周波数ωｔ（＝３×ωｂ）をもつ電圧指令との和である。これにより、基本周波数ωｂと３倍周波数ωｔとを有する電圧Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗを電力変換部３０から回転電機３の各相へ出力させることができる。なお、基本周波数ωｂは、出力周波数指令ω^*で指定される周波数である。

第１のスイッチ駆動器６１は、例えば、入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔの大小関係および出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*に基づき空間ベクトル法や三角波比較等の手法によりＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である駆動信号Ｇを単相電力変換セル３２毎に生成する。第１のスイッチ駆動器６１は、生成した駆動信号Ｇを対応する単相電力変換セル３２へそれぞれ出力する。

図４は、出力相に出力されるパルス電圧の模式説明図である。図４に示すように、第１のスイッチ駆動器６１から出力される駆動信号Ｇに基づき、出力相に出力する入力相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔが切り替えられてパルス電圧が回転電機３へ出力される。第１のスイッチ駆動器６１は、例えば、回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相にパルス電圧を出力させる駆動信号Ｇを生成して電力変換部３０へ出力し、電力変換部３０をＰＷＭ制御する。

第１のスイッチ駆動器６１から出力される駆動信号Ｇにより、基本周波数ωｂをもつ相電圧指令と３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令との和に応じた相電圧がＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれに出力される。

基本周波数ωｂをもつ相電圧指令と３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令との和に応じた相電圧をＵ相、Ｖ相およびＷ相のすべてに出力すると、これら２つの相電圧指令のうち３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令に応じた相電圧はＵ相、Ｖ相、Ｗ相で常に同じ値となる。したがって、出力線間電圧（Ｕ相とＶ相の間の電圧、Ｖ相とＷ相の間の電圧、および、Ｗ相とＵ相の間の電圧）には、３倍の周波数ωｔをもつ相電圧指令に応じた相電圧は相殺されて現れない。すなわち、出力相電圧は、基本周波数ωｂと３倍周波数ωｔとをもつ相電圧指令に応じた電圧成分を含みつつ、出力線間電圧は、基本周波数ωｂをもつ相電圧指令によってのみ定まる電圧になる。

基本周波数ωｂをもつ相電圧指令に３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令を加えることにより、加える前より出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*のピーク値が小さくなる。したがって、出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*のピーク値の√３倍よりも出力線間電圧のピーク値を大きくすることができる。出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*の最大ピーク値は入力線間電圧の０．８６６倍に制限されるが、このようなとき、３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令を加えることにより、３倍周波数ωｔをもつ相電圧指令を加えない場合に比べ、出力線間電圧を大きくすることができる。

［１．２．２．第２の制御モード］
第２のスイッチ駆動器６２は、各単相電力変換セル３２に対して、電力変換動作を行わずに二次巻線１２から入力される三相電圧のうち線間電圧を出力させる駆動信号Ｇを生成する。具体的には、第２のスイッチ駆動器６２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相間（Ｕ相とＶ相の間、Ｖ相とＷ相の間、および、Ｗ相とＵ相の間）に、異なる線間電圧が出力されるように駆動信号Ｇを生成する。

図５は、第２の制御モードでの各単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態を示す図である。なお、図５に示すＵ１〜Ｕ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｗ１〜Ｗ３は、図１に示す位置Ｕ１〜Ｕ３、Ｖ１〜Ｖ３、Ｗ１〜Ｗ３の単相電力変換セル３２に対応する。ここでは、駆動信号ＧがＨｉｇｈアクティブの信号である場合の例であるが、駆動信号ＧがＬｏｗアクティブの信号であってもよい。

図５に示すように、第２のスイッチ駆動器６２は、複数の双方向スイッチＳｗのうちの一部の双方向スイッチＳｗを継続してオン制御する駆動信号Ｇを単相電力変換セル３２毎に生成し、各単相電力変換セル３２へ出力する。これにより、二次巻線１２から出力される三相交流電圧の三つの線間電圧のうち一つの線間電圧が各単相電力変換セル３２から継続して出力される。

具体的には、第２のスイッチ駆動器６２は、Ｕ相の単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇに対し、駆動信号Ｇｒ１、Ｇ１ｒ、Ｇ２ｓ、Ｇｓ２がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、双方向スイッチＳｗ１と双方向スイッチＳｗ５とがオン、それ以外の双方向スイッチＳｗはオフになる。そのため、Ｕ相の単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇからｒ相とｓ相の間の線間電圧が出力される。

また、第２のスイッチ駆動器６２は、Ｖ相の単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈに対し、駆動信号Ｇｓ１、Ｇ１ｓ、Ｇ２ｔ、Ｇｔ２がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、双方向スイッチＳｗ２と双方向スイッチＳｗ６とがオン、それ以外の双方向スイッチＳｗはオフになり、Ｖ相の単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈからｓ相とｔ相の間の線間電圧が出力される。

また、第２のスイッチ駆動器６２は、Ｗ相の単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉに対し、駆動信号Ｇｒ２、Ｇ２ｒ、Ｇ１ｔ、Ｇｔ１がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、双方向スイッチＳｗ３と双方向スイッチＳｗ４とがオン、それ以外の双方向スイッチＳｗはオフになり、Ｗ相の単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉからｔ相とｒ相の間の線間電圧が出力される。

このように、第２のスイッチ駆動器６２は、第２の制御モードにおいて、各単相電力変換セル３２から出力される線間電圧が出力相毎に異なるように双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ６を制御する。これにより、電力変換部３０のスイッチング動作が行われずに、各単相電力変換セル部３１から各出力相の電圧が出力されることから、スイッチング動作による電力損失を抑制できる。

［１．２．３．制御モードの切り替え］
図６は、第１の制御モードと第２の制御モードとの切り替えについての説明図である。図６に示す例では、出力周波数指令ω^*がゼロから入力周波数ωｉまで緩やかに上昇後、出力周波数指令ω^*が入力周波数ωｉからゼロまで緩やかに下降する場合の制御モードとの切り替えを示す。入力周波数ωｉは、入力電圧Ｖｉの周波数である。

制御部４０は、例えば、上位装置（図示せず）から入力される設定周波数ω_TG（出力電圧Ｖｏの周波数の目標値）に基づき、出力周波数指令ω^*を生成する。なお、ここでは、ω_TG＝ωｉであるものとして説明する。また、制御部４０は、通常運転モードから各単相電力変換セル３２の駆動を開始する。

通常運転モードにおいて、第１のスイッチ駆動器６１は、出力周波数指令ω^*に応じた駆動信号Ｇを出力し、スイッチ回路３３をＰＷＭ制御する。これにより、出力電圧Ｖｏの周波数ωｏ（以下、出力周波数ωｏと記載する）が上昇する（タイミングｔ０〜ｔ１）。出力周波数指令ω^*が入力周波数ωｉに近づいて、出力周波数ωｏと入力周波数ωｉとの差が所定範囲内となると（タイミングｔ１）、制御部４０は、出力周波数ωｏが入力周波数ωｉと一致すると判定し、通常運転モードから第１移行モードに移行する。

この第１移行モードにおいて、制御部４０は、通常運転モードと同様に、第１のスイッチ駆動器６１により双方向スイッチＳｗをＰＷＭ制御して交流電源２と回転電機３との間の電力変換を行う。なお、入力周波数ωｉは、例えば、商用周波数で５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。また、所定範囲は、例えば、１Ｈｚまたは２Ｈｚである。

第１移行モードに移行すると、制御部４０は、出力電圧Ｖｏの位相θｏ（以下、出力位相θｏと記載する）を入力電圧Ｖｉの位相θｉ（以下、入力位相θｉと記載する）に追従させる位相追従制御を実行する。制御部４０は、かかる位相追従制御により出力位相θｏと入力位相θｉとの差が所定範囲内になった場合に、出力位相θｏと入力位相θｉとが一致すると判定し、位相追従制御を終了する。

制御部４０は、出力位相θｏと入力位相θｉとが一致すると判定した後、制御モードを第１の制御モードから第２の制御モードへ移行し、第２のスイッチ駆動器６２から出力される駆動信号Ｇに基づいてスイッチ回路３３を制御する（タイミングｔ２）。

以上のように、制御部４０は、回転電機３を第１の制御モードで起動後、出力周波数ωｏを入力周波数ωｉと等しい周波数まで上昇させて第２の制御モードに移行する際に、位相追従制御を行う。これは、周波数が一致しても、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの位相に差があれば、第１の制御モードから第２の制御モードへ移行する場合、出力電流Ｉｏにショックが発生し、過電流状態を引き起こす場合もあるからである。

また、制御部４０は、周波数が一致すると判定した場合に位相追従を行うことから、加速度の変化幅を抑制することができ、第１移行モードにおける出力電流Ｉｏの変動を抑制することができる。

制御部４０は、第２の制御モードで双方向スイッチＳｗを制御している状態で設定周波数ω_TGの値が変更されたときに、周波数が不一致と判定した場合、第２の制御モードから第１の制御モードにおける第２の移行モードへ移行する（タイミングｔ４）。制御部４０は、例えば、設定周波数ω_TGと入力周波数ωｉとの差が所定範囲外となった場合、周波数が不一致と判定する。

制御部４０は、第２の移行モードへ移行すると、出力位相θｏの入力位相θｉへの追従を徐々に解除する位相追従停止制御を実行する。位相追従停止制御が終了すると（タイミングｔ５）、制御部４０は、出力周波数指令ω^*が設定周波数ω_TGに近づくように、出力周波数指令ω^*を変化させることで出力周波数ωｏを変化させる。もし設定周波数がω_TGゼロであり停止を指令されている場合は、出力周波数指令ω^*が所定周波数になると（タイミングｔ６）、制御部４０は、通常運転モードを停止する。

このように、直列多重マトリクスコンバータ１は、周波数が不一致と判定した場合、位相追従停止制御を実行して、第２の制御モードから第１の制御モードへ移行する。そのため、出力電流Ｉｏにショックが発生することを抑制することができる。

なお、第１のスイッチ駆動器６１は、基本周波数ωｂの３倍の周波数ωｔの成分が含まれないように出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*を生成できるが、この場合、各単相電力変換セル３２は入力される電圧の０．８６６倍程度までしか歪みのない正弦波電圧を出力できない。

そこで、この場合、制御部４０は、出力位相θｏと入力位相θｉとが一致すると判定した後、出力位相θｏの基準をＵ相電圧が正の最大値となる位相とした場合、出力位相θｏがπ／６＋ｎπ／３（ｎは、１〜５のうち１つ以上の整数）−θ_ZE＿Bandndからπ／６＋ｎπ／３＋θ_ZE＿Bandの範囲内にあるか否かを判定する。

制御部４０は、出力位相θｏがπ／６＋ｎπ／３−θ_ZE＿Bandndからπ／６＋ｎπ／３＋θ_ZE＿Bandの範囲内にある場合、双方向スイッチＳｗを駆動するモードを第１の制御モードから第２の制御モードへ移行する。これにより、モード切り替え時の出力位相θｏを最適化し、出力電流Ｉｏの変動を低減することができる。なお、制御部４０は、入力位相θｉがπ／６＋ｎπ／３−θ_ZE＿Bandからπ／６＋ｎπ／３＋θ_ZE＿Bandの範囲内にある場合に、第１の制御モードから第２の制御モードへ移行することもできる。

［１．３．制御部４０の具体例］
図７は、制御部４０の構成例を示す図である。図７に示すように、制御部４０は、周波数指令生成器４１と、Ｖ／ｆ制御器４２と、ｄ軸電圧指令生成器４３と、指令振幅演算器４４と、指令位相演算器４５と、出力位相演算器４６（位相演算部の一例）と、スイッチ駆動器４７とを備える。

また、制御部４０は、入力周波数検出器４８と、積分器４９と、出力周波数判定器５０（周波数判定部の一例）と、出力位相判定器５１（位相判定部の一例）と、モード切替判定器５２（モード切替判定部の一例）と、モード判定器５３とを備える。

かかる制御部４０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。かかるマイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行することにより、各部位４１〜５３として機能する。なお、各部位４１〜５３は、プログラムを用いずにハードウェアのみで構成してもよい。

周波数指令生成器４１は、設定周波数ω_TGに応じた出力周波数指令ω^*を生成し、Ｖ／ｆ制御器４２へ出力する。例えば、周波数指令生成器４１は、設定変更により、設定周波数ω_TGの値が現在の値よりも大きい値に変更された場合、出力周波数ωｏを所定期間で設定周波数ω_TGへ到達させる出力周波数指令ω^*を生成する。

周波数指令生成器４１は、例えば、図６に示すタイミングｔ０で現在値より大きい設定周波数ω_TGが入力されると、時間の経過に伴い一定の増加率で直線的に増加し、タイミングｔ１で設定周波数ω_TGと一致する出力周波数指令ω^*を生成する。

また、周波数指令生成器４１は、例えば、ω_TG＝ω^*の状態において、設定変更により、設定周波数ω_{TG G}の値が現在の値よりも小さい値に変更された場合、出力周波数指令ω^*を所定期間で設定周波数ω_TGへ到達させる出力周波数指令ω^*を生成する。

Ｖ／ｆ制御器４２は、出力周波数指令ω^*に応じたｑ軸出力電圧指令Ｖｑ^*を指令振幅演算器４４および指令位相演算器４５へ出力する。また、ｄｑ座標系は出力周波数指令ω^*により回転する２軸直交座標系であり、ｄ軸の回転角度は出力位相θｏに一致するものとする。

ｄ軸電圧指令生成器４３は、ｄ軸出力電圧指令Ｖｄ^*を指令振幅演算器４４および指令位相演算器４５へ出力する。ｄ軸出力電圧指令Ｖｄ^*は、ｄ軸の成分に対応する電圧指令であり、例えば、ゼロが設定される。なお、ｄ軸電圧指令生成器４３は、第１の制御モードにおいて、出力周波数ωｏに応じた値のｄ軸出力電圧指令Ｖｄ^*を指令振幅演算器４４および指令位相演算器４５へ出力することも可能である。

指令振幅演算器４４は、ｄ軸出力電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸出力電圧指令Ｖｑ^*とに基づき、出力電圧指令振幅ｖ１を演算する。指令振幅演算器４４は、例えば、以下の式（１）から出力電圧指令振幅ｖ１を演算する。指令振幅演算器４４は、出力電圧指令振幅ｖ１をスイッチ駆動器４７へ出力する。

指令位相演算器４５は、ｄ軸出力電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸出力電圧指令Ｖｑ^*とに基づき、出力電圧指令位相θｖを求める。例えば、指令位相演算器４５は、以下の式（２）から出力電圧指令位相θｖを求める。かかる出力電圧指令位相θｖは、指令位相演算器４５から出力位相演算器４６へ出力される。なお、Ｖｄ＝０の場合は式（２）においてＶｑ^*／Ｖｄ^*の演算は行わず、ｑ軸出力電圧指令Ｖｑ^*が正であればθｖ＝π／２とし、ｑ軸出力電圧指令Ｖｑ^*が負であればθｖ＝３π／２とする。

出力位相演算器４６は、モード判定器５３から出力されるモード選択信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４に応じた制御位相θ_PWMを出力する。出力位相演算器４６は、通常運転モード、第１移行モード、第２の制御モードおよび第２移行モードのそれぞれに応じた位相をモード選択信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４に基づいて選択し、制御位相θ_PWMとして出力する。

出力位相演算器４６は、通常運転モードにおいて、例えば、出力周波数指令ω^*に応じた位相θに出力電圧指令位相θｖを加算して制御位相θ_PWMを算出し、第２の制御モードにおいて、入力位相θｉを制御位相θ_PWMとして出力する。

また、出力位相演算器４６は、第１移行モードにおいて位相追従制御を行い、入力位相θｉに対して出力位相θｏが徐々に追従するように制御位相θ_PWMを算出する。出力位相演算器４６は、入力位相θｉと出力位相θｏとの差が低減するように移行出力位相θ１を生成する。出力位相演算器４６は、時間の経過に伴って入力周波数ωｉの比率が増加するように、入力周波数ωｉと周波数指令ω^*にそれぞれ乗算する比率を変えながらこれらを加算して移行周波数指令ω_transを算出し、移行周波数指令ω_transを時間積分することにより移行出力位相θ１を演算する。例えば、出力周波数指令ω^*にはある時間で１から０に減少する比率が乗算され、入力周波数ωｉには同じ時間で０から１に増加する比率が乗算され、これら二つの比率の和が常に１となるようにする。また、例えば出力位相演算器４６は、入力位相θｉと制御位相θ_PWMとの差をＰＩ増幅することにより、位相補償値θａｊを生成する。そして、出力位相演算器４６は、移行出力位相θ１に位相補償値θａｊを加算して制御位相θ_PWMを算出する。

また、出力位相演算器４６は、第２移行モードにおいて位相追従停止制御を行い、入力位相θｉに対する出力位相θｏの追従を徐々に解除させる制御位相θ_PWMを算出する。出力位相演算器４６は、時間の経過に伴って入力周波数ωｉの比率が低減するように入力周波数ωｉと出力周波数指令ω^*を比率を変えながら互いを加算して移行周波数指令ω_transを算出し、移行周波数指令ω_transを時間積分することにより移行出力位相θ１を演算する。また、出力位相演算器４６は、ＰＩ増幅器を使用して位相補償値θａｉを生成している場合、その比例係数をゼロに変更し、さらに積分のリセットを行うことで位相補償値θａｉをゼロにすることも合わせて行う。このとき、制御位相θ_PWMがステップ状に変化することを防ぐため、比例係数のゼロへの変更、積分のリセットを時間とともに傾斜をもたせて徐々に行ってもよい。そして出力位相演算器４６は、移行出力位相θ１に位相補償値θａｊを加算して制御位相θ_PWMを算出する。出力位相演算器４６は、位相追従停止制御が終了すると、位相追従停止終了情報をモード判定器５３へ通知する。

スイッチ駆動器４７は、上述したように、第１の制御モードを実行する第１のスイッチ駆動器６１と、第２の制御モードを実行する第２のスイッチ駆動器６２とを有する。スイッチ駆動器４７は、モード判定器５３から出力されるモード選択信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４に基づいて、制御モードを選択する。

具体的には、スイッチ駆動器４７は、モード選択信号Ｓｍ１、Ｓｍ２、Ｓｍ４のいずれかがＨｉｇｈレベルの場合に第１制御モードを選択し、モード選択信号Ｓｍ３がＨｉｇｈレベルの場合に第２の制御モードを選択する。

第１のスイッチ駆動器６１は、出力電圧指令振幅ｖ１および制御位相θ_PWMに応じた振幅および位相の出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*を生成する。第１のスイッチ駆動器６１は、例えば、Ｖ_Ｕ ^*＝ｖ１×｛ｃｏｓ（θ_PWM）＋Ａｃｏｓ（３θ_PWM）｝、Ｖ_Ｖ ^*＝ｖ１×｛ｃｏｓ（θ_PWM−２／３π）＋Ａｃｏｓ（３θ_PWM−２／３π）｝、Ｖ_Ｗ ^*＝ｖ１×｛ｃｏｓ（θ_PWM＋２／３π）＋Ａｃｏｓ（３θ_PWM＋２／３π）｝などの演算式を用いて、出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*を生成する。なお、Ａは係数であり、通常は１／３とする。

入力周波数検出器４８は、電圧検出部２０により検出された入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔから入力周波数ωｉを演算する。入力周波数検出器４８は、出力位相演算器４６、積分器４９および出力周波数判定器５０へ入力周波数ωｉを出力する。入力周波数検出器４８は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）などにより構成される。

積分器４９は、入力周波数検出器４８から出力される入力周波数ωｉを積分することにより入力位相θｉを演算する。積分器４９は、入力位相θｉを出力位相演算器４６へ出力する。入力周波数検出器４８をＰＬＬで構成した場合、入力位相θｉをＰＬＬから出力し、積分器４９を省略することも可能である。

出力周波数判定器５０は、出力周波数指令ω^*と入力周波数ωｉとの差が所定範囲内であり、かつ、入力周波数ωｉと設定周波数ω_TGとの差が所定範囲内である場合に、周波数一致を示すＨｉｇｈレベルの周波数判定信号Ｓｆ（周波数一致信号の一例）をモード判定器５３へ出力する。

なお、図６に示す例では、入力周波数ωｉと比較する出力周波数として出力周波数ωｏに対応する出力周波数指令ω^*を用いているが、制御部４０において、出力周波数ωｏを直接検出する出力周波数検出部を設けてもよい。この場合、出力周波数判定器５０は、出力周波数指令ω^*に代えて、出力周波数ωｏと入力周波数ωｉとの差が所定範囲内である場合に、周波数一致を示す周波数判定信号Ｓｆを出力する。

出力位相判定器５１は、第１移行モードにおいて、入力位相θｉと制御位相θ_PWMとの差が位相閾値Δθ_ZE＿cmp以下の場合に、位相一致を示すＨｉｇｈレベルの位相判定信号Ｓｐをモード切替判定器５２およびモード判定器５３へ出力する。

モード切替判定器５２は、出力位相判定器５１から位相一致を示す位相判定信号Ｓｐが出力され、かつ、制御位相θ_PWMがπ／６＋ｎπ／３−θ_ZE＿Bandからπ／６＋ｎπ／３＋θ_ZE＿Bandの範囲内にある場合に、切替指示を示すＨｉｇｈレベルのモード切替信号Ｓｓｗをモード判定器５３へ出力する。

モード判定器５３は、周波数判定信号Ｓｆおよび位相判定信号Ｓｐに基づいて、制御モードを判定する。モード判定器５３は、判定した制御モードに応じたモード選択信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４を出力する。

モード判定器５３は、通常運転モードの場合、モード選択信号Ｓｍ１をＨｉｇｈレベルにし、その他のモード選択信号Ｓｍ２〜Ｓｍ４をＬｏｗレベルにする。モード判定器５３は、通常運転モードにおいて、周波数判定信号ＳｆがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなった場合、制御モードを第１移行モードへ移行させるための状態信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４の切り替えを行う。

第１移行モードへの移行は、モード選択信号Ｓｍ１をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにし、モード選択信号Ｓｍ２をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルにすることによって行われる。これにより、出力周波数ωｏと入力周波数ωｉとの差が所定範囲内となった場合に、制御モードが通常運転モードから第１移行モードへ切り替わる。

モード判定器５３は、第１移行モードの状態において、位相判定信号ＳｐがＨｉｇｈレベルになった場合、制御モードを第２の制御モードへ移行させるための状態信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４の切り替えを行う。第２の制御モードへの移行は、モード選択信号Ｓｍ２をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにし、モード選択信号Ｓｍ３をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルにすることによって行われる。

モード判定器５３は、第２の制御モードにおいて、周波数判定信号ＳｆがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになった場合、制御モードを第２移行モードへ移行させるための状態信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４の切り替えを行う。第２移行モードへの移行は、モード選択信号Ｓｍ３をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにし、モード選択信号Ｓｍ４をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルにすることによって行われる。これにより、設定周波数ω_TGと入力周波数ωｉとの差が所定範囲外になった場合に、第２の制御モードから第２移行モードへ切り替わる。

モード判定器５３は、第２移行モードにおいて、出力位相演算器４６から位相追従停止終了情報が通知された場合に、制御モードを通常運転モードへ移行させるための状態信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４の切り替えを行う。通常運転モードへの移行は、モード選択信号Ｓｍ４をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにし、モード選択信号Ｓｍ１をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルにすることによって行われる。これにより位相追従停止処理が終了した場合に、第２移行モードから通常運転モードへ切り替わる。

なお、基本周波数ωｂの３倍の周波数ωｔの成分が含まれないように出力相電圧指令Ｖ_Ｕ ^*、Ｖ_Ｖ ^*、Ｖ_Ｗ ^*が第１のスイッチ駆動器６１により生成される場合、モード判定器５３は、モード切替信号Ｓｓｗの状態に基づき、制御モードを移行することができる。

例えば、モード判定器５３は、第１移行モードの状態において、位相判定信号Ｓｐおよびモード切替信号ＳｓｗがＨｉｇｈレベルになった場合、制御モードを第２の制御モードへ移行する。これにより、位相追従制御が終了し、出力位相θｏまたは入力位相θｉがπ／６＋ｎπ／３−θ_ZE＿Bandからπ／６＋ｎπ／３＋θ_ZE＿Bandの範囲内にある場合に、第１移行モードから第２の制御モードへ切り替わる。

また、モード判定器５３は、第２の制御モードにおいて、周波数判定信号ＳｆがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになり、かつ、モード切替信号ＳｓｗがＨｉｇｈレベルになった場合、制御モードを第２移行モードへ移行することができる。

［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態に係る電動機駆動装置の直列多重マトリクスコンバータについて説明する。第２の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータは、変圧器の二次巻線に電圧位相差を有する。なお、以下においては、第１の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータ１と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

図８は、第２の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。図８に示すように、第２の実施形態に係る電動機駆動装置１００Ａは、直列多重マトリクスコンバータ１Ａと、交流電源２と、回転電機３とを備える。

直列多重マトリクスコンバータ１Ａは、入力端子Ｔ_Ｒ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｔと、出力端子Ｔ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗと、変圧器１０Ａと、電圧検出部２０と、電力変換部３０と、制御部４０Ａとを備える。

変圧器１０Ａは、一次巻線１１と、９つの二次巻線１３ａ〜１３ｉ（以下、二次巻線１３と総称する場合がある）とを備える。交流電源２から一次巻線１１に供給される三相交流電力は変圧器１０Ａにより９つの二次巻線１３ａ〜１３ｉに分配される。かかる変圧器１０Ａは、同一出力相に対応する二次巻線１３間で電圧位相差を発生させる移相変圧器である。

図９は、図８に示す変圧器１０Ａの一次巻線１１と二次巻線１３との間の電圧位相差の一例を示す図である。変圧器１０Ａでは、図９に示すように、各単相電力変換セル部３１に接続される３つの二次巻線１３の電圧位相が２０度ずつずれている。

具体的には、Ｕ相では、位置Ｕ１に対応する二次巻線１３ａに対して、位置Ｕ２に対応する二次巻線１３ｄは２０度の電圧位相差を有し、位置Ｕ３に対応する二次巻線１３ｇは４０度の電圧位相差を有する。同様に、Ｖ相では、位置Ｖ１に対応する二次巻線１３ｂに対して、位置Ｖ２に対応する二次巻線１３ｅは２０度の電圧位相差を有し、位置Ｖ３に対応する二次巻線１３ｈは４０度の電圧位相差を有する。

また、Ｗ相では、位置Ｗ１に対応する二次巻線１３ｃに対して、位置Ｗ２に対応する二次巻線１３ｆは２０度の電圧位相差を有し、位置Ｗ３に対応する二次巻線１３ｉは４０度の電圧位相差を有する。なお、ここでは一例として、二次巻線１３ａ〜１３ｃの一次巻線１１に対する電圧位相差をゼロとする。

すなわち、二次巻線１３ａ〜１３ｃのｒ１相、ｓ１相およびｔ１相の電圧位相は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の電圧位相と同一である。また、二次巻線１３ｄ〜１３ｆのｒ２相、ｓ２相およびｔ２相の電圧位相は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の電圧位相に対して２０度ずれている。また、二次巻線１３ｇ〜１３ｉのｒ３相、ｓ３相およびｔ３相の電圧位相は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の電圧位相に対して４０度ずれている。このように、二次巻線１３間で電圧位相差を設けることによって、一次巻線１１側に流れる高調波電流を低減することができる。

単相電力変換セル部３１を構成する３つの単相電力変換セル３２に入力される電圧に位相差があると、第２の制御モードにおいて３つの単相電力変換セル３２から出力される電圧にも位相差を生じることとなる。図１０は、位置Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３の単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇからそれぞれ出力される電圧ベクトルの一例を示す図である。

図１０に示すように、Ｕ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧は、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇの合成電圧ベクトルにより定まるものとなる。したがって、Ｕ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧の大きさは、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇのからそれぞれ出力される電圧の大きさを足し合わせた値より小さくなる。すなわち、変圧器１０Ａの変圧比が変圧器１０の変圧比と同じであれば、直列多重マトリクスコンバータ１Ａは、直列多重マトリクスコンバータ１に比べ、第２の制御モードにおいて、Ｕ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧が小さくなる。また、Ｕ相の単相電力変換セル部３１と同様に、Ｖ相およびＷ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧も小さくなる。

そこで、本実施形態における変圧器１０Ａにおいては、複数の二次巻線１３ａ〜１３ｉの電圧位相とこれらの電圧位相の平均値とのずれ量に応じて一次巻線１１と二次巻線１３ａ〜１３ｉとの間の変圧比Ｋが設定される。

例えば、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のそれぞれの線間（Ｒ相とＳ相の間、Ｓ相とＴ相の間、Ｔ相とＲ相の間）の電圧が３３００Ｖであり、各単相電力変換セル部３１から３３００Ｖの電圧を出力させるとする。この場合、各単相電力変換セル３２は、３３００Ｖを３×√３で割った値である３３００／３√３Ｖの電圧を出力し、変圧比Ｋは、１／３√３である。かかる変圧比Ｋ（＝１／３√３）を基準変圧比Ｋａとする。

図９に示す例では、各単相電力変換セル部３１に対応する複数の二次巻線１３の一次巻線１１に対する電圧位相差を平均した値（以下、平均値Δθａｖと記載する）は、（０度＋２０度＋４０度）／３＝２０度である。そして、平均値Δθａｖと二次巻線１３ａ〜１３ｃの電圧位相とのずれは、２０度である。また、平均値Δθａｖと二次巻線１３ｄ〜１３ｆの電圧位相とのずれは、０度である。また、平均値Δθａｖと二次巻線１３ｇ〜１３ｉの電圧位相とのずれは、２０度である。

したがって、一次巻線１１に対する各二次巻線１３の変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋａに対して３／｛１＋２ｃｏｓ（２０°）｝倍に設定される。これにより、各単相電力変換セル部３１から出力される電圧が二次巻線１３間の電圧位相差に起因して低下することを抑制できる。

制御部４０Ａは、スイッチ駆動器４７Ａを備え、かかるスイッチ駆動器４７Ａは、第１のスイッチ駆動器６１Ａと、第２のスイッチ駆動器６２Ａとを備える。第２のスイッチ駆動器６２Ａは、図１に示す第２のスイッチ駆動器６２と同様に動作する。

第１のスイッチ駆動器６１Ａは、入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔと出力周波数指令ω^*に基づいて、各相における単相電力変換セル３２の位置に応じて各単相電力変換セル３２を駆動する駆動信号Ｇを生成する。例えば、第１のスイッチ駆動器６１Ａは、位置Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１の単相電力変換セル３２に対して入力位相θｉおよび対応する出力相に応じた駆動信号Ｇを生成する。

また、位置Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２の単相電力変換セル３２に対して入力位相θｉに２０度を加算した位相および対応する出力相に応じた駆動信号Ｇを生成する。また、第１のスイッチ駆動器６１Ａは、位置Ｕ３、Ｖ３、Ｗ３の単相電力変換セル３２に対して入力位相θｉに４０度を加算した位相および対応する出力相に応じた駆動信号Ｇを生成する。

また、前述のとおり、第２の制御モードにてＵ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧は、図１０に示すように、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇの合成電圧ベクトルにより定まるものとなる。したがって、第２の制御モードにてＵ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧は、一次巻線１１に印加される入力相電圧Ｖ_Ｒに対して、平均値Δθａｖだけ位相のずれた電圧となる。

以上から、第１移行モードに移行すると、制御部４０Ａは、第１の実施形態と異なり、出力位相θｏを入力位相θｉから平均値Δθａｖだけずれた位相に追従させる位相追従制御を実行する。制御部４０Ａは、かかる位相追従制御により出力位相θｏと入力位相θｉから平均値Δθａｖだけずれた位相との差が所定範囲内になった場合に、出力位相θｏの入力位相θｉへの追従が完了したと判定し、位相追従制御を終了する。

このように、第２の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータ１Ａは、同一出力相に対応する二次巻線１３間に電圧位相差を設けており、これにより、一次巻線１１側に流れる高調波電流を低減することができる。また、直列多重マトリクスコンバータ１Ａは、変圧器１０Ａの変圧比Ｋが二次巻線１３の電圧位相差に応じて設定されていることから、各単相電力変換セル部３１から出力される電圧の合計値である出力相電圧が二次巻線１３間の電圧位相差に起因して低下することを抑制できる。

なお、二次巻線１３間の電圧位相差は、図９に示す例に限定されるものではない。図１１は、図８に示す変圧器１０Ａの一次巻線１１と二次巻線１３との間の電圧位相差の他の例を示す図である。図１１に示すように、一次巻線１１を基準として、単相電力変換セル部３１に接続される３つの二次巻線１３の電圧位相が、０度、２０度、１６０度である。

ｔ相はｒ相に対して１２０度ずれているため、第１のスイッチ駆動器６１Ａは、１６０度の電圧位相を有する二次巻線１３に接続される単相電力変換セル３２において、Ｔ相を基準にすることで、電圧位相差を４０度として扱う。

例えば、第２のスイッチ駆動器６２Ａは、二次巻線１３ｃ、１３ｆ、１３ｉに接続された単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇを、Ｒ相をＴ相、Ｓ相をＲ相、および、Ｔ相をＳ相に置き換えて生成する。

図１２は、第２の制御モードでの各単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態を示す図である。図１２に示すように、図５に示す状態に比べ、位置Ｕ３、Ｖ３、Ｗ３に対応する単相電力変換セル３２ｇ〜３２ｉに対する駆動信号の状態が異なり、その他の単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態は同じである。

第２のスイッチ駆動器６２Ａは、このように駆動信号Ｇを生成することで、単相電力変換セル部３１毎に、３つの単相電力変換セル３２にそれぞれ対応する二次巻線１３が２０度ずつずれている状態として扱うことができる。

また、図１１に示す電圧位相差を有する変圧器１０Ａの変圧比Ｋは、図９に示す電圧位相差を有する変圧器１０Ａの変圧比Ｋと同様に設定することで、二次巻線１３間の電圧位相差に応じて各単相電力変換セル部３１から出力される電圧が低下することを抑制できる。

以上のように、第２の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータ１Ａでは、一次巻線１１と二次巻線１３との間の電圧位相差により一次巻線１１側に流れる高調波電流を低減し、電圧位相差に応じた変圧比Ｋを設定することで電力変換部３０の出力電圧の低下を抑制することができる。

［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態に係る電動機駆動装置の直列多重マトリクスコンバータについて説明する。第３の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータは、各単相電力変換セル部において６つの単相電力変換セルを備える。なお、以下においては、第１および第２の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータ１、１Ａと同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

図１３は、第３の実施形態に係る電動機駆動装置の構成例を示す図である。図１３に示すように、第３の実施形態に係る直列多重マトリクスコンバータ１Ｂは、入力端子Ｔ_Ｒ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｔと、出力端子Ｔ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗと、変圧器１０Ｂと、電力変換部３０Ｂと、制御部４０Ｂとを備える。

なお、直列多重マトリクスコンバータ１Ｂは、電圧検出部２０を有しているが、図１３では電圧検出部２０を省略している。また、直列多重マトリクスコンバータ１Ｂは、直列多重マトリクスコンバータ１、１Ａと同様に交流電源２および回転電機３に接続されるが、図１３では交流電源２および回転電機３を省略している。

変圧器１０Ｂは、一次巻線１１と、１８個の二次巻線１４ａ〜１４ｒ（以下、二次巻線１４と総称する場合がある）とを備える。交流電源２から一次巻線１１に供給される三相交流電力は変圧器１０Ｂにより１８個の二次巻線１４ａ〜１４ｒに分配される。かかる変圧器１０Ｂは、同一出力相に対応する二次巻線１４間に電圧位相差を発生させる移相変圧器である。

電力変換部３０Ｂは、回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応する単相電力変換セル部３１Ｂａ〜３１Ｂｃ（以下、単相電力変換セル部３１Ｂと総称する場合がある）を備え、回転電機３へ三相交流電力を出力する。単相電力変換セル部３１Ｂａ〜３１Ｂｃは、一端が互いに中性点Ｎに接続され、他端が回転電機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に接続される。

単相電力変換セル部３１Ｂは、三相交流電力を単相交流電力に変換する６つの単相電力変換セルを有し、これら６つの単相電力変換セルの出力が加算されて出力される。

具体的には、単相電力変換セル部３１Ｂａは、二次巻線１４ａ、１４ｄ、１４ｇ、１４ｊ、１４ｍ、１４ｐにそれぞれ接続される単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇ、３２ｊ、３２ｍ、３２ｐ（以下、単相電力変換セル３２Ａと記載する場合がある）を有する。これら６つの単相電力変換セル３２Ａの出力は直列に接続され、これら６つの単相電力変換セル３２Ａの出力電圧が加算されて回転電機３のＵ相へ出力される。

同様に、単相電力変換セル部３１Ｂｂは、二次巻線１４ｂ、１４ｅ、１４ｈ、１４ｋ、１４ｎ、１４ｑにそれぞれ接続される単相電力変換セル３２ｂ、３２ｅ、３２ｈ、３２ｋ、３２ｎ、３２ｑ（以下、単相電力変換セル３２Ｂと記載する場合がある）を有する。これら６つの単相電力変換セル３２Ｂの出力は直列に接続され、これら６つの単相電力変換セル３２Ｂの出力電圧が加算されて回転電機３のＶ相へ出力される。

単相電力変換セル部３１Ｂｃは、二次巻線１４ｃ、１４ｆ、１４ｉ、１４ｌ、１４ｏ、１４ｒにそれぞれ接続される単相電力変換セル３２ｃ、３２ｆ、３２ｉ、３２ｌ、３２ｏ、３２ｒ（以下、単相電力変換セル３２Ｃと記載する場合がある）を有する。これら６つの単相電力変換セル３２Ｃの出力は直列に接続され、これら６つの単相電力変換セル３２Ｃの出力電圧が加算されて回転電機３のＷ相へ出力される。

なお、以下において、単相電力変換セル３２ａ〜３２ｒを単相電力変換セル３２と総称する場合がある。図１３に示す単相電力変換セル３２は、図１および図２に示す単相電力変換セル３２と同様の構成である。

制御部４０Ｂは、スイッチ駆動器４７Ｂを備え、かかるスイッチ駆動器４７Ｂは、第１のスイッチ駆動器６１Ｂと、第２のスイッチ駆動器６２Ｂとを備える。第１のスイッチ駆動器６１Ｂは、図８に示す第１のスイッチ駆動器６１Ａと同様に動作する。具体的には、第１のスイッチ駆動器６１Ｂは、入力相電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔと出力周波数指令ω^*に基づき、各相における単相電力変換セル３２の位置に応じて駆動信号Ｇを単相電力変換セル３２毎に生成する。

図１４は、図１３に示す変圧器１０Ｂの一次巻線１１と二次巻線１４との間の電圧位相差の一例を示す図である。図１４に示すように、一次巻線１１を基準とすると、Ｕ相では、位置Ｕ１〜Ｕ６に対応する二次巻線１４ａ、１４ｄ、１４ｇ、１４ｊ、１４ｍ、１４ｐは、一次巻線１１に対してそれぞれ０度、１０度、２０度、３０度、４０度、５０度の電圧位相差を有する。

同様に、Ｖ相では、位置Ｖ１〜Ｖ６に対応する二次巻線１４ｂ、１４ｅ、１４ｈ、１４ｋ、１４ｎ、１４ｑは、一次巻線１１に対して、それぞれ０度、１０度、２０度、３０度、４０度、５０度の電圧位相差を有する。また、Ｗ相では、位置Ｗ１〜Ｗ６に対応する二次巻線１４ｃ、１４ｆ、１４ｉ、１４ｌ、１４ｏ、１４ｒは、一次巻線１１に対して、それぞれ０度、１０度、２０度、３０度、４０度、５０度の電圧位相差を有する。

第１のスイッチ駆動器６１Ｂは、各相における単相電力変換セル３２の位置および入力位相θｉに応じた駆動信号Ｇを単相電力変換セル３２毎に生成する。例えば、位置Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２の単相電力変換セル３２に対して入力位相θｉに１０度を加算した位相と対応する出力相に応じた駆動信号Ｇを生成する。また、位置Ｕ４、Ｖ４、Ｗ４の単相電力変換セル３２に対して入力位相θｉに３０度を加算した位相と対応する出力相に応じた駆動信号Ｇを生成する。

第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、図１に示す第２のスイッチ駆動器６２と同様に、複数の双方向スイッチＳｗのうちの一部の双方向スイッチＳｗを継続してオン制御する駆動信号Ｇを単相電力変換セル３２毎に生成し、各単相電力変換セル３２へ出力する。

図１５は、第２の制御モードでの各単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態を示す図である。なお、図１５に示すＵ１〜Ｕ６、Ｖ１〜Ｖ６、Ｗ１〜Ｗ６は、図１３に示す位置Ｕ１〜Ｕ６、Ｖ１〜Ｖ６、Ｗ１〜Ｗ６の単相電力変換セル３２に対応する。

図１５に示すように、第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、Ｕ相の単相電力変換セル３２Ａに対し、駆動信号Ｇｒ１、Ｇ１ｒ、Ｇ２ｓ、Ｇｓ２がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、Ｕ相の単相電力変換セル３２Ａからｒ相とｓ相の間の線間電圧が出力される。

また、第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、Ｖ相の単相電力変換セル３２Ｂに対し、駆動信号Ｇｓ１、Ｇ１ｓ、Ｇ２ｔ、Ｇｔ２がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、Ｖ相の単相電力変換セル３２Ｂからｓ相とｔ相の間の線間電圧が出力される。また、第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、Ｗ相の単相電力変換セル３２Ｃに対し、駆動信号Ｇｒ２、Ｇ２ｒ、Ｇ１ｔ、Ｇｔ１がＨｉｇｈレベルであり、その他がＬｏｗレベルである駆動信号Ｇを出力する。これにより、Ｗ相の単相電力変換セル３２Ｃからｔ相とｒ相の間の線間電圧が出力される。

ところで、単相電力変換セル部３１Ｂを構成する６つの単相電力変換セル３２に入力される電圧に位相差があると、第２の制御モードにおいて６つの単相電力変換セル３２から出力される電圧が一致しない。これは、単相電力変換セル部３１Ｂから出力される電圧が、６つの単相電力変換セルの電圧ベクトルが合成されたものになるからである。

図１６は、位置Ｕ１〜Ｕ６の単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇ、３２ｉ、３２ｍ、３２ｐからそれぞれ出力される電圧ベクトルの一例を示す図である。図１６に示すように、Ｕ相の単相電力変換セル部３１Ｂａから出力される電圧は、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇ、３２ｉ、３２ｍ、３２ｐの合成電圧ベクトルにより定まるものとなる。

したがって、Ｕ相の単相電力変換セル部３１から出力される電圧の大きさは、単相電力変換セル３２ａ、３２ｄ、３２ｇ、３２ｉ、３２ｍ、３２ｐのからそれぞれ出力される電圧の大きさを足し合わせた値より小さくなる。

そこで、変圧器１０Ｂは、複数の二次巻線１４ａ〜１４ｒの電圧位相とこれらの電圧位相の平均値とのずれ量に応じて一次巻線１１と二次巻線１４ａ〜１４ｒとの間の変圧比Ｋ１が設定される。

例えば、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のそれぞれの線間の電圧が６６００Ｖであり、各単相電力変換セル部３１から６６００Ｖの電圧を出力させるとする。この場合、各単相電力変換セル３２は、６６００Ｖを６×√３で割った値である６６００／６√３Ｖの電圧を出力し、変圧比Ｋは、１／６√３である。かかる変圧比Ｋ（＝１／６√３）を基準変圧比Ｋｂとする。

図１４に示す例では、各単相電力変換セル部３１Ｂに対応する６つの二次巻線１４の電圧位相を平均した値（以下、平均値Δθａｖ１と記載する）は、（０度＋１０度＋２０度＋３０度＋４０度＋５０度）／６＝２５度である。また、二次巻線１４ａ〜１４ｒの電圧位相と平均値Δθａｖ１とのずれは、５度、１５度、または、２５度である。

したがって、一次巻線１１に対する各二次巻線１４の変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋｂに対して６／｛２ｃｏｓ（５°）＋２ｃｏｓ（１５°）＋２ｃｏｓ（２５°）｝倍に設定される。これにより、各単相電力変換セル部３１Ｂから出力される電圧が二次巻線１４間の電圧位相差に起因して低下することを抑制できる。

なお、二次巻線１４の電圧位相差は、図１４に示す例に限定されるものではない。図１７は、図１３に示す変圧器１０Ｂの一次巻線１１と二次巻線１４との間の電圧位相差の他の例を示す図である。図１７に示すように、一次巻線１１を基準として、単相電力変換セル部３１Ｂに接続される６つの二次巻線１４の電圧位相差、０度、１０度、２０度、１５０度、１６０度、１７０度である。

第１のスイッチ駆動器６１Ｂは、１５０度、１６０度および１７０度の電圧位相差を有する二次巻線１４に接続される単相電力変換セル３２において、Ｔ相を基準にすることで、電圧位相差をそれぞれ３０、４０度および５０度として扱う。例えば、第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、二次巻線１４ｃ、１４ｆ、１４ｉに対応する単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇを、Ｒ相をＴ相、Ｓ相をＲ相、および、Ｔ相をＳ相に置き換えて生成する。

また、第２の実施形態と同様、第１移行モードに移行すると、制御部４０Ｂは、出力位相θｏを入力位相θｉから平均値Δθａｖ１だけずれた位相に追従させる位相追従制御を実行する。制御部４０Ｂは、かかる位相追従制御により出力位相θｏと入力位相θｉから平均値Δθａｖ１だけずれた位相との差が所定範囲内になった場合に、出力位相θｏの入力位相θｉへの追従が完了したと判定し、位相追従制御を終了する。

図１８は、第２の制御モードでの各単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態を示す図である。図１８に示すように、図１５に示す状態に比べ、位置Ｕ４、Ｖ４、Ｗ４、Ｕ５、Ｖ５、Ｗ５、Ｕ６、Ｖ６、Ｗ６に対応する単相電力変換セル３２ｊ〜３２ｒに対する駆動信号Ｇの状態が異なり、その他の単相電力変換セル３２に対する駆動信号Ｇの状態は同じである。

第２のスイッチ駆動器６２Ｂは、このように駆動信号Ｇを生成することで、単相電力変換セル部３１Ｂ毎に、３つの単相電力変換セル３２にそれぞれ対応する二次巻線１４が１０度ずつずれている状態として扱うことができる。

また、図１７に示す電圧位相差を有する変圧器１０Ｂの変圧比Ｋは、図１４に示す電圧位相差を有する変圧器１０Ｂの変圧比Ｋと同様に設定することで、二次巻線１４間の電圧位相差に応じて各単相電力変換セル部３１Ｂから出力される電圧が低下することを抑制できる。

［４．変形例］
上述した実施形態では、一次巻線１１に対する各二次巻線１３、１４の変圧比Ｋは出力相毎に同じであるが、変圧比Ｋは、同一出力相に対応する複数の二次巻線１３、１４の電圧位相差に応じて変更することもできる。

例えば、変圧比Ｋは、電圧位相の平均値Δθａｖ、Δθａｖ１とのずれ量に応じて二次巻線１３、１４毎に異なるようにしてもよい。例えば、図９に示す変圧器１０Ａの場合、位置Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に対応する二次巻線１３ｄ〜１３ｆの変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋａと同じ値に設定され、位置Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ３、Ｖ３、Ｗ３に対応する二次巻線１３ａ〜１３ｃ、１３ｇ〜１３ｉの変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋａに対して１／ｃｏｓ（２０°）倍に設定される。これによっても、各単相電力変換セル部３１から出力される電圧が二次巻線１３間の電圧位相差に起因して低下することを抑制できる。

また、図１３に示す変圧器１０Ｂの場合、電圧位相の平均値Δθａｖ１は、２５度である。したがって、位置Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ６、Ｖ６、Ｗ６に対応する二次巻線１４ａ〜１４ｃ、１４ｐ〜１４ｒの変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋｂに対して１／ｃｏｓ（２５°）に設定される。また、位置Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２、Ｕ５、Ｖ５、Ｗ５に対応する二次巻線１４ｄ〜１４ｆ、１４ｍ〜１４ｏの変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋｂに対して１／ｃｏｓ（１５°）に設定される。また、位置Ｕ３、Ｖ３、Ｗ３、Ｕ４、Ｖ４、Ｗ４に対応する二次巻線１４ｇ〜１４ｌの変圧比Ｋは、基準変圧比Ｋｂに対して１／ｃｏｓ（５°）に設定される。これによっても、各単相電力変換セル部３１Ｂから出力される電圧が二次巻線１４間の電圧位相差に起因して低下することを抑制できる。

また、変圧器１０Ａ、１０Ｂは、出力相間で同一の位置関係にある単相電力変換セル３２に対応する二次巻線１３、１４を同じ位相差としたが、同一の出力相に対応する単相電力変換セル３２において互いに異なる電圧位相になるように二次巻線１３、１４に接続されてもよい。例えば、単相電力変換セル３２に接続される二次巻線１３の電圧位相を、位置Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３に対してはそれぞれ０度、２０度、４０度とし、位置Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に対してはそれぞれ２０度、４０度、０度とし、位置Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３に対しては２０度、４０度、０度としてもよい。

なお、第１の実施形態に係る変圧器１０では、一次巻線１１と二次巻線１２との電圧位相差をゼロとしたが、二次巻線１２間の電圧位相差がゼロであればよく、一次巻線１１と二次巻線１２との電圧位相差はゼロでなくてもよい。

また、第２および第３の実施形態に係る変圧器１０Ａ、１０Ｂでは、一次巻線１１と二次巻線１２ａ〜１２ｃ、１４ａ〜１４ｃとの電圧位相差をゼロとしたが、かかる電圧位相差はゼロでなくてもよい。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ、１Ｂ 直列多重マトリクスコンバータ
２ 三相交流電源
３ 回転電機（負荷）
１０、１０Ａ、１０Ｂ 変圧器
１１ 一次巻線
１２、１２ａ〜１２ｉ、１３、１３ａ〜１３ｉ、１４、１４ａ〜１４ｒ 二次巻線
２０ 電圧検出部
３０、３０Ｂ 電力変換部
３１、３１ａ〜３１ｃ、３１Ｂ、３１Ｂａ〜３１Ｂｃ 単相電力変換セル部
３２、３２ａ〜３２ｒ、３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃ 単相電力変換セル
４０、４０Ａ、４０Ｂ 制御部
６１、６１Ａ、６１Ｂ 第１のスイッチ駆動器
６２、６２Ａ、６２Ｂ 第２のスイッチ駆動器
１００、１００Ａ 電動機駆動装置
ＳＷ、Ｓｗ１〜Ｓｗ６ 双方向スイッチ

Claims (12)

1. 一次巻線と複数の二次巻線とを有し、三相交流電源から前記一次巻線に供給される三相交流電力を前記複数の二次巻線に分配する変圧器と、
   前記二次巻線に接続され、複数の双方向スイッチを有する単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成される単相電力変換セル部を出力相毎に有する電力変換部と、
   前記複数の双方向スイッチをスイッチング制御する第１の制御モード、および、前記複数の双方向スイッチのうちの一部の双方向スイッチを継続してオン制御する第２の制御モードを選択的に実行するスイッチ駆動部と、を備え、
   前記スイッチ駆動部は、
   前記電力変換部から負荷への出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内となった場合に、前記複数の双方向スイッチを制御するモードを第１の制御モードから第２の制御モードへ移行し、
   前記第２の制御モードにおいて、前記単相電力変換セルに接続された前記二次巻線から出力される三相交流電圧の三つの線間電圧のうち一つの線間電圧が各前記単相電力変換セルから継続して出力されるように前記双方向スイッチを制御する
   ことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
2. 前記スイッチ駆動部は、
   前記第２の制御モードにおいて、各前記単相電力変換セルから出力される前記線間電圧が前記出力相毎に異なるように前記双方向スイッチを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の直列多重マトリクスコンバータ。
3. 前記スイッチ駆動部は、
   前記第１の制御モードにおいて、前記出力相のそれぞれに対して基本周波数と当該基本周波数の３倍の周波数とを含む電圧が前記電力変換部から出力されるように前記双方向スイッチを制御する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の直列多重マトリクスコンバータ。
4. 前記変圧器は、
   同一の出力相に設けられた前記複数の単相電力変換セルのそれぞれに接続される前記複数の二次巻線の電圧位相が互いに異なる
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の直列多重マトリクスコンバータ。
5. 一次巻線と複数の二次巻線とを有し、三相交流電源から前記一次巻線に供給される三相交流電力を前記複数の二次巻線に分配する変圧器と、
   前記二次巻線に接続され、複数の双方向スイッチを有する単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成される単相電力変換セル部を出力相毎に有する電力変換部と、
   前記複数の双方向スイッチをスイッチング制御する第１の制御モード、および、前記複数の双方向スイッチのうちの一部の双方向スイッチを継続してオン制御する第２の制御モードを選択的に実行するスイッチ駆動部と、を備え、
   前記変圧器は、
   同一の出力相に設けられた前記複数の単相電力変換セルのそれぞれに接続される前記複数の二次巻線の電圧位相が互いに異なり、
   前記スイッチ駆動部は、
   前記電力変換部から負荷への出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内となり、さらに、前記複数の二次巻線の前記一次巻線に対する電圧位相差の平均値を前記三相交流電源の電圧位相に加算した値と前記出力電圧の位相との差が所定範囲内となった場合に、前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへ移行する
   ことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
6. 一次巻線と複数の二次巻線とを有し、三相交流電源から前記一次巻線に供給される三相交流電力を前記複数の二次巻線に分配する変圧器と、
   前記二次巻線に接続され、複数の双方向スイッチを有する単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成される単相電力変換セル部を出力相毎に有する電力変換部と、
   前記複数の双方向スイッチをスイッチング制御する第１の制御モード、および、前記複数の双方向スイッチのうちの一部の双方向スイッチを継続してオン制御する第２の制御モードを選択的に実行するスイッチ駆動部と、を備え、
   前記スイッチ駆動部は、
   前記電力変換部から負荷への出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内となった場合に、前記複数の双方向スイッチを制御するモードを第１の制御モードから第２の制御モードへ移行し、
   前記変圧器は、
   同一の出力相に設けられた前記複数の単相電力変換セルのそれぞれに接続される前記複数の二次巻線の電圧位相が互いに異なり、
   前記複数の二次巻線の前記一次巻線に対する電圧位相差と当該電圧位相差の平均値とのずれ量に応じて前記一次巻線と前記二次巻線との間の変圧比が設定される
   ことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
7. 前記出力相毎に、前記単相電力変換セルに接続される前記二次巻線の前記変圧比が同じである
   ことを特徴とする請求項６に記載の直列多重マトリクスコンバータ。
8. 前記変圧比は、前記電圧位相差の平均値とのずれ量に応じて前記二次巻線毎に異なる
   ことを特徴とする請求項６に記載の直列多重マトリクスコンバータ。
9. 前記出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内である場合に、周波数一致の判定を行う周波数判定部を備え、
   前記スイッチ駆動部は、
   前記周波数判定部により周波数一致の判定が行われた場合に、前記双方向スイッチを駆動するモードを前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへ移行する
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の直列多重マトリクスコンバータ。
10. 前記周波数判定部により前記周波数一致の判定が行われた場合に、前記出力電圧の位相を前記三相交流電源の電圧位相に追従させる追従制御を行う位相演算部と、
    前記出力電圧の位相と前記三相交流電源の電圧位相との差が所定範囲内である場合に、位相一致の判定を行う位相判定部とを備え、
    前記スイッチ駆動部は、
    前記周波数判定部により前記周波数一致の判定が行われ、かつ、前記位相判定部により前記位相一致の判定が行われた場合に、前記双方向スイッチを制御するモードを前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへ移行する
    ことを特徴とする請求項９に記載の直列多重マトリクスコンバータ。
11. 一次巻線と複数の二次巻線とを有し、三相交流電源から前記一次巻線に供給される三相交流電力を前記複数の二次巻線に分配する変圧器と、
    前記二次巻線に接続され、複数の双方向スイッチを有する単相電力変換セルを直列に複数段接続して構成される単相電力変換セル部を出力相毎に有する電力変換部と、
    前記複数の双方向スイッチをスイッチング制御する第１の制御モード、および、前記複数の双方向スイッチのうちの一部の双方向スイッチを継続してオン制御する第２の制御モードを選択的に実行するスイッチ駆動部と、
    前記電力変換部から負荷への出力電圧の周波数と前記三相交流電源の周波数との差が所定範囲内である場合に、周波数一致の判定を行う周波数判定部と、
    前記周波数判定部により前記周波数一致の判定が行われた場合に、前記出力電圧の位相を前記三相交流電源の電圧位相に追従させる追従制御を行う位相演算部と、
    前記出力電圧の位相と前記三相交流電源の電圧位相との差が所定範囲内である場合に、位相一致の判定を行う位相判定部と、
    前記周波数判定部により前記周波数一致の判定が行われ、かつ、前記位相判定部により前記位相一致の判定が行われている状態で、前記出力電圧の位相とπ／６＋ｎπ／３（ｎは、１〜５のうち１つ以上の整数）との差が所定範囲内となると、モード切り替えタイミングであると判定するモード切替判定部と、を備え、
    前記スイッチ駆動部は、
    前記モード切り替えタイミングで、前記双方向スイッチを制御するモードを前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへ移行する
    ことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータ。
12. 請求項１〜１１のいずれか１つに記載の直列多重マトリクスコンバータと、
    前記直列多重マトリクスコンバータからの三相交流電力の出力と停止により前記三相交流電源と等しい周波数での運転と停止を繰り返す電動機と、を備え、
    前記直列多重マトリクスコンバータは、前記電動機を前記第１の制御モードで起動後、前記出力電圧の周波数を前記三相交流電源の周波数と等しい周波数まで上昇させて前記第２の制御モードに移行する
    ことを特徴とする電動機駆動装置。

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