CN111886790A - 电力变换装置以及旋转机械驱动*** - Google Patents

电力变换装置以及旋转机械驱动*** Download PDF

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Abstract

其特征在于，计算包括上下支路开关元件(13a、13b)的U相的端子电压的上升(tuH)和下降(tUL)，使计算出的U相的端子电压的上升(tUH)和V相或W相的端子电压的下降(tVL)同步、或者使U相的端子电压的下降(tUL)和V相或W相的端子电压的上升(tWH)同步，进行逆变器的开关控制。

Description

电力变换装置以及旋转机械驱动***
技术领域
本申请涉及电力变换装置以及旋转机械驱动***。
背景技术
在通过开关元件的导通、截止控制输出电压的变换器中，由于在开关动作中各相端子电压变动而经由与对地间的杂散电容产生泄漏电流，并产生电磁噪声。
针对每个产品分类规定有电磁噪声的规格，所以在电力变换器中产生的电磁噪声超过限制的情况下需要采取对策。一般地，通过利用无源元件的噪声滤波器实施电磁噪声对策，但存在由滤波器而造成的确保电力变换器的占用空间以及成本的问题。
因此，在以往的电力变换器的控制装置中，提出通过调整决定开关元件的导通、截止的载波的相位来降低电磁噪声的技术(例如参照专利文献1、专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-271617号公报(7页18～29行、图5、图6)
专利文献2：日本特开2016-208664号公报(6页6～24行、图3)
发明内容
在专利文献1所示的手法中，通过在各相的载波中设置相位差，能够降低中性点电位的最大值以及最小值，但中性点电位变动的频度不降低，所以存在电磁噪声的降低效果小的问题。
另外，在专利文献2所示的手法中，通过在相之间消除端子电压变动，能够降低中性点电位变动的频度，所以电磁噪声降低效果变大，但在提出的手法中，仅限定在电压指令大致为0的情况下有效，存在随着调制系数变大而电磁噪声的降低效果变小的问题。
本申请是为了解决如上述那样的问题而完成的，其目的在于得到能够在宽范围的驱动条件下降低电磁噪声的变换装置。
本申请公开的电力变换装置具有：电力变换器，包括上支路开关元件和下支路开关元件的一相分支针对直流电源并联连接有多个，上支路开关元件和下支路开关元件的连接点与负载连接；以及控制装置，控制电力变换器的上支路开关元件和下支路开关元件的开关动作，该电力变换装置将直流电力变换为交流电力而供给到负载，其特征在于，控制装置根据第1一相分支的与负载连接的连接点的端子电压的上升时刻和下降时刻，使第1一相分支的端子电压的上升时刻和第2一相分支的端子电压的下降时刻、以及第1一相分支的端子电压的下降时刻和第2一相分支的端子电压的上升时刻中的至少一方同步而进行开关控制。
根据本申请公开的电力变换装置，能够在宽范围的驱动条件下在至少两相之间使端子电压同步，能够降低伴随中性点电位变动而产生的电磁噪声。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的电力变换器的控制装置的结构的图。
图2是实施方式1的控制装置的功能框图。
图3是实施方式1的开关信号生成部的功能框图。
图4是示出实施方式1的控制装置的硬件的一个例子的图。
图5是示出实施方式1的开关信号生成部的动作的流程图。
图6是示出实施方式1所涉及的V相载波频率的计算方法的概念图。
图7是示出实施方式1所涉及的W相载波频率的计算方法的概念图。
图8是示出实施方式1所涉及的W相载波频率的计算方法的其他概念图。
图9的(a)是示出实施方式1所涉及的U相、V相的端子电压以及中性点电位的图。(b)是示出实施方式1所涉及的U相、W相的端子电压以及中性点电位的图。
图10的(a)是示出利用以往的三角波比较PWM的U相、V相的端子电压以及中性点电位的图。(b)是示出利用以往的三角波比较PWM的U相、W相的端子电压以及中性点电位的图。
图11的(a)是示出开关信号操作前的利用以往的手法的U相、V相的端子电压以及中性点电位的图。(b)是示出开关信号操作前的利用以往的手法的U相、W相的端子电压以及中性点电位的图。
图12是实施方式2的开关信号生成部的功能框图。
图13是示出实施方式2的开关信号生成部的动作的流程图。
图14的(a)是示出实施方式2中的开关信号操作后的U相、V相的端子电压以及中性点电位的图。(b)是示出实施方式2中的开关信号操作后的U相、W相的端子电压以及中性点电位的图。
图15是实施方式3的开关信号生成部的功能框图。
图16是示出实施方式3的开关信号生成部的动作的流程图。
图17是示出实施方式3中的各相端子电压的一个例子的图。
图18是说明实施方式3所涉及的端子电压的导通时刻、截止时刻的延迟的图。
图19是示出应用实施方式1至3的六相逆变器的结构的图。
图20是说明应用实施方式1至3的六相的相电压指令的图。
图21的(a)是示出实施方式3所涉及的以往的端子电压以及中性点电位的图。(b)是示出应用实施方式3的端子电压以及中性点电位的例子的图。
图22是示出应用实施方式1至3的用两台三相逆变器驱动两台旋转机械的结构的图。
图23是说明应用实施方式1至3的两台三相逆变器的各相电压指令的图。
(符号说明)
10：电力变换器；11：直流电源；12：平滑电容器；13：开关元件；20：旋转机械；21：电流检测器；22：角度检测器；30：控制装置；40：电压指令生成部；50、150、250：开关信号生成部；51、151：电压变动时刻推定部；52、152：开关信号操作部；53：载波生成部；54、154：三角波比较PWM部；153：同步时间计算部；155：同步操作部；251：电压变动时刻计算部；252：定时器。
具体实施方式
实施方式1.
图1示出实施方式1所涉及的电力变换器的控制装置。在实施方式1中，以将控制装置应用于利用三相逆变器的三相旋转机械驱动***的例子进行说明。
在图1中，三相旋转机械驱动***具备：电力变换器10，将直流电力变换为三相交流电力；旋转机械20，从电力变换器10被供给电力而被驱动；以及控制装置30，控制电力变换器10。
电力变换器10的直流母线与直流电源11连接。电力变换器10在直流母线具备平滑电容器12。电力变换器10有U相上支路开关13a、U相下支路开关13b、V相上支路开关13c、V相下支路开关13d、W相上支路开关13e、W相下支路开关13f的开关元件13，各相的上下支路开关被串联连接。串联连接的各相上下支路开关相对直流母线并联连接，构成三相逆变器。开关元件13例如由MOSFET(Metal-Oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等构成。
旋转机械20的U相输出端子与U相上支路开关13a和U相下支路开关13b的支路连接点连接，V相输出端子与V相上支路开关13c和V相下支路开关13d的支路连接点连接，W相输出端子与W相上支路开关13e和W相下支路开关13f的支路连接点连接。
将上述旋转机械20的各相端子连接的各相上下支路的连接点的电位定义为各相的端子电压。
上述旋转机械20具备检测各相的电流的电流检测器21、检测转子角度的角度检测器22。
根据由上述控制装置30生成的开关信号SW_UP、SW_UN、SW_VP、SW_VN、SW_WP、SW_WN，控制各相支路开关13a～13f的导通、截止。
图2示出实施方式1的控制装置30的功能框图。控制装置30包括电压指令生成部40和开关信号生成部50。电压指令生成部40生成根据从外部输入的转矩指令或者电流指令、母线电压Vdc[V]、从电流检测器21得到的三相电流值iu[A]、iv[A}、iw[A]、从角度检测器22得到的转子位置θ计算并用Vdc/2标准化的各相的相电压指令vu*、vv*、vw*。
开关信号生成部50根据相电压指令和作为载波的三角波的比较，生成开关信号。即，如图3所示，开关信号生成部50包括电压变动时刻推定部51和开关信号操作部52，开关信号操作部52包括载波生成部53和三角波比较PWM部54。在三角波比较PWM部54中的开关信号的生成中，生成如下的开关信号：在电压指令大于三角波的情况下，使各相的上支路开关(P侧)导通、使下支路开关(N侧)截止；在电压指令小于三角波的情况下，使各相的上支路开关(P侧)截止、使下支路开关(N侧)导通。此时，为了防止上下支路开关同时导通，在P侧、N侧开关分别导通的情况下，以时间延迟死区时间td的方式生成导通信号。在该三角波比较PWM部54中，通过与在三相中分别不同的载波进行三角波比较，生成在两相之间使端子电压的上升和下降同步的开关信号。
图4示出具有这样的结构的控制装置30的硬件的一个例子。包括处理器1和存储装置2，虽然未图示，存储装置具备随机存取存储器等易失性存储装置和闪存存储器等非易失性的辅助存储装置。另外，也可以代替闪存存储器而具备硬盘的辅助存储装置。处理器1执行从存储装置2输入的程序，实现上述控制装置30的结构的一部分或者全部。在该情况下，从辅助存储装置经由易失性存储装置向处理器1输入程序。另外，处理器1既可以将运算结果等数据输出到存储装置2的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将数据保存到辅助存储装置。另外，也可以除了处理器1以及存储装置2以外还并用逻辑电路、模拟电路。
以下，参照图5的流程图，详述直至生成使两相之间的端子电压的上升和下降同步的开关信号的控制装置30的动作。
作为前提，U相的载波频率Fcu[Hz]设为固定(在图5中步骤S101)。因此，U相载波周期Tcu[sec]被定义为Tcu＝1/Fcu。
电压指令生成部40例如在图6中，在U相载波的波峰P1计算相电压指令，在接下来的U相载波的波峰更新各相电压指令(步骤S102)。在此，将用当前的Vdc/2标准化后的各相电压指令定义为vu1*、vv1*、vw1*，将用在接下来的U相载波的波峰P2更新的下一载波周期的Vdc/2标准化后的各相电压指令设为vu2*、vv2*、vw2*。在各相电压指令的计算完成后，开始各相载波频率的计算。
在电压变动时刻推定部51中，计算作为消除对象而设为基准的U相的端子电压变动时刻。如图6所示，将U相载波的波峰P2的时刻设为0，设为U相端子电压的上升时刻tUH[sec]、下降时刻tUL[sec]。
U相端子电压的上升时刻tUH[sec]、下降时刻tUL[sec]是U相端子电压的变动时刻，根据由电压指令生成部40生成的U相电压指令vu2*、作为固定值的U相载波周期Tcu[sec]，用式(1)、式(2)计算(步骤S103)。
[数学式1]
Figure BDA0002671241070000061
[数学式2]
Figure BDA0002671241070000071
其中，在U相端子电流iu>0时Ku＝1，在iu≤0时Ku＝0
接下来，在载波生成部53中，分别计算V相以及W相的端子电压的上升、下降与U相同步的载波频率。
首先，计算V相载波的频率(步骤S104)。图6示出表示计算方法的概念图。
在U相载波的波峰(在图6中P2、P3等)，更新V相载波的频率。将载波的上升频率设为Fcv_up[Hz]，将下降频率设为Fcv_dw[Hz]。
V相端子电压的下降时刻tVL[Hz]是根据上升频率Fcv_up[Hz]、V相电压指令vv2*、接下来的U相载波的波峰P2和V相载波的波谷Q2的时间差Δtuv[sec]用式(3)计算的。
[数学式3]
Figure BDA0002671241070000072
其中，在V相端子电流iv>0时Kv＝1，在iv≤0时Kv＝0
如果U相端子电压的上升时刻tUH[sec]和V相端子电压下降时刻tVL[sec]相同，则能够使端子电压的上升和下降同步，所以满足式(4)即可。
[数学式4]
tUH＝tVL (4)
根据式(1)、(3)，用式(5)得到满足式(4)的V相载波的上升频率Fcv_up[Hz]。
[数学式5]
Figure BDA0002671241070000081
其中
Figure BDA0002671241070000082
在此，说明时间差Δtuv[sec]的计算方法。
时间差Δtuv[sec]、Δtuv2[sec]是用于调整为V相载波的上升所需的时间不超过U相载波周期Tcu[sec]的参数，需要设定为满足式(6)。
[数学式6]
Figure BDA0002671241070000083
在此，Fcv_up_min[Hz]是V相载波的上升频率的最小值，与式(5)的Kuv＝-1的情况下的Fcv_up[Hz]相当，用式(7)计算。
[数学式7]
Figure BDA0002671241070000084
根据式(6)、式(7)，能够用式(8)计算使得V相载波的上升所需的时间不超过U相载波周期Tcu的时间差Δtuv2[sec]。
[数学式8]
Figure BDA0002671241070000085
另外，以使V相载波的波谷Q3相比于接下来的U相载波的波峰P3为Tcu+Δtuv2的方式决定V相载波的下降频率Fcv_dw[Hz]即可，所以能够用式(9)计算V相载波的下降频率Fcv_dw[Hz]。
[数学式9]
Figure BDA0002671241070000091
接下来，计算W相的载波频率(步骤S105)。
示出W相载波的上升频率Fcw_up[Hz]、下降频率Fcw_dw[Hz]。
根据U相和W相的电压指令的值，分成W相的载波的波谷和U相的载波的波峰同步的情况以及W相的载波的波峰和U相的载波的波谷同步的情况，计算W相的载波频率。在W相载波的波峰、波谷，更新W相的载波频率。
首先，在W相的载波的波谷和U相的载波的波峰同步的情况下，开始计算。图7示出使W相的载波的波谷和U相的载波的波峰同步的情况下的W相载波频率计算方法的概念图。
此时，能够用式(10)计算W相端子电压的上升时刻tWH[sec]。
[数学式10]
Figure BDA0002671241070000092
其中，在W相端子电流iw>0时Kw＝1，在iw≤0时Kw＝0
如果U相端子电压下降时刻tUL[sec]和W相端子电压上升时刻tWH[sec]相同，则能够使端子电压的上升和下降同步，所以满足式(11)即可。
[数学式11]
tUL＝tWH (11)
根据式(2)、式(10)，用式(12)得到满足式(11)的W相载波的下降频率Fcw_dw[Hz]。
[数学式12]
Figure BDA0002671241070000101
其中
Figure BDA0002671241070000102
以使载波周期与U相载波相同的方式，用式(13)计算W相载波的上升频率Fcw_up[Hz]。
[数学式13]
Figure BDA0002671241070000103
接下来，说明使W相载波的波峰与U相载波的波谷同步的条件。图8示出该情况下的W相载波频率计算方法的概念图。
在式(12)中，在Fcw_dw<Fcu/2的情况下，无法使W相载波的波谷与U相载波的波峰同步，所以迁移到使W相的载波的波峰和U相的载波的波谷同步的情况。在切换时，用式(14)提供W相载波的上升频率Fcw_up[Hz]，使W相载波的波峰与U相载波的波谷同步。
[数学式14]
Fcw_up＝Fcu (14)
计算接下来的W相载波的下降频率Fcw_dw[Hz]和再接下来的W相载波的上升频率Fcw_up2[Hz]。
在使W相载波的波峰与U相载波的波谷同步的条件下，能够用式(15)计算W相端子电压的上升时刻tWH[sec]。
[数学式15]
Figure BDA0002671241070000111
根据式(2)、式(15)，能够用式(16)计算满足式(11)的W相载波的下降频率Fcw_dw[Hz]。
[数学式16]
Figure BDA0002671241070000112
另外，以使W相载波周期与U相载波相同的方式，用式(17)计算再接下来的W相载波的上升频率Fcw_up2[Hz]。
[数学式17]
Figure BDA0002671241070000113
在式(16)中，在Fcw_dw<Fcu时，迁移到使W相的载波的波谷和U相的载波的波峰同步的条件。
根据U相载波频率Fcu[Hz]和根据式(1)～式(17)计算出的V相载波的上升频率Fcv_up[Hz]、下降频率Fcv_dw[Hz]以及W相载波频率的上升频率Fcw_up[Hz]、Fcw_up2[Hz]、下降频率Fcw_dw[Hz]，载波生成部53生成各相的载波CarrU、CarrV、CarrW(步骤S106)。
具体而言，U相载波CarrU生成在1/2Fcu上升、下降的三角波。V相载波CarrV生成在1/2Fcv_up上升、在1/2Fcv_dw下降的三角波。W相载波生成在1/2Fcw_up或者1/2Fcw_up2上升、在1/2Fcw_dw下降的三角波。
通过这样的计算，根据由载波生成部53生成的各相载波和由电压指令生成部40生成的电压指令，三角波比较PWM部54生成各相上下支路的开关信号(步骤S107)。
图9的(a)示出通过这样的结构测定的U相、V相的端子电压、以及中性点电位的测定结果，图9的(b)示出U相、W相的端子电压、以及中性点电位的测定结果。为了比较，图10的(a)示出三相载波相同的以往的情况下的U相、V相的端子电压以及中性点电位的测定结果，图10的(b)示出三相载波相同的情况下的U相、W相的端子电压以及中性点电位的测定结果。可知相比于三相载波相同的情况下的利用三角波比较PWM的以往的开关，在本实施方式所涉及的开关中，两相之间的端子电压的下降时刻和上升时刻同步，中性点电位降低。
进而，图11的(a)、(b)示出使用专利文献2记载的手法的测定结果。也可知：相比于U相、V相的中性点电位(参照图11的(a))以及U相、W相的中性点电位(参照图11的(b))，中性点电位变动降低。
这样，在实施方式1中，示出使U相的端子电压的上升与V相的端子电压的下降同步，使U相的端子电压的下降与W相的端子电压的上升同步的例子。但是，也可以使U相的端子电压的上升与W相的端子电压的下降同步，使U相的端子电压的下降与V相的端子电压的上升同步。另外，也可以将消除的相更改为U相以外的相。
另外，虽然示出操作载波频率的例子，但通过操作各相电压指令值也能够得到同样的效果。
进而，在实施方式1中，示出在U相载波的波峰针对每1个载波周期更新电压指令的例子，但也可以在U相载波的波谷更新，还可以针对每2个载波周期以上更新。
根据这样的结构，在通过三角波比较PWM生成各相上下支路的开关信号的控制装置中，不管调制系数如何，都能够在电压指令非零的宽范围的驱动条件下生成能够在至少两相之间使端子电压的上升和下降同步的载波，能够降低中性点电位变动。由此，能够降低伴随电位变动而产生的电磁噪声。进而，因为能够降低电磁噪声，所以还能够实现噪声滤波器的小型化。
实施方式2.
在实施方式2中，示出通过在三角波比较PWM后操作开关信号使相之间的端子电压变动同步来降低中性点电位变动的例子。
作为通过在三角波比较PWM后操作开关信号而使极性不同的各相的端子电压变动同步的手法，设想如下2个手法：(1)根据下一周期的电压指令操作下一周期的开关信号的手法和(2)检测生成的当前的开关信号的上升、下降并直至检测到希望同步的开关信号时刻为止使信号时移的手法，这里示出应用手法(1)的例子。
图12示出实施方式2中的开关信号生成部150的功能框图。
电力变换器10、旋转机械20以及控制装置30内的电压指令生成部40的结构与实施方式1相同。硬件结构也与图4所示的结构相同。
控制装置30内的开关信号生成部150包括电压变动时刻推定部151以及开关信号操作部152，开关信号操作部152包括同步时间计算部153、三角波比较PWM部154以及同步操作部155。
接下来，参照图13的流程图，依次说明实施方式2的开关信号生成部150的动作。
首先，在电压变动时刻推定部151中，根据用Vdc/2标准化后的相电压指令vu*、vv*、vw*、死区时间td[sec]、相电流iu[A]、iv[A]、iw[A]，计算作为从U相载波的波峰起的各相的端子电压变动时刻的上升时刻、下降时刻即tUH[sec]、tUL[sec]、tVH[sec]、tVL[sec]、tWH[sec]、tWL[sec]。
在实施方式2中，与实施方式1同样地，使U相端子电压的上升以及下降与V相、W相的端子电压的上升或者下降中的某一个同步。另外，三相的载波频率Fc[Hz]设为固定(在图13中，步骤S201)。载波周期定义为Tc(＝1/Fc)。
与实施方式1同样地，以V相、W相载波相对U相载波反转的例子进行说明。电压指令生成部40在U相载波的波峰计算各相电压指令，在接下来的U相载波的波峰更新各相电压指令。在此，将用当前的Vdc/2标准化后的各相电压指令设为vu1*、vv1*、vw1*，将在接下来的U相载波的波峰更新的用下一载波周期的Vdc/2标准化后的各相电压指令设为vu2*、vv2*、vw2*。
在各相电压指令vu2*、vv2*、vw2*的计算完成后(步骤S202)，在电压变动时刻推定部151中，分别计算三相的端子电压变动时刻(步骤S203)。
将U相载波的接下来的波峰设为时刻0，设为U相端子电压的上升时刻tUH[sec]、下降时刻tUL[sec]、V相端子电压的上升时刻tVH[sec]、下降时刻tVL[sec]、W相端子电压的上升时刻tWH[sec]、下降时刻tWL[sec]。
各相的端子电压变动时刻能够分别用式(18)～(23)推定。
[数学式18]
Figure BDA0002671241070000141
[数学式19]
Figure BDA0002671241070000142
[数学式20]
Figure BDA0002671241070000143
[数学式21]
Figure BDA0002671241070000151
[数学式22]
Figure BDA0002671241070000152
[数学式23]
Figure BDA0002671241070000153
其中，设为
[数学式24]
Figure BDA0002671241070000154
接下来，说明开关信号操作部152的动作。在开关信号操作部152中，由三角波比较PWM部154根据各相电压指令vu*、vv*、vw*和各相载波CarrU、CarrV、CarrW的三角波比较生成开关信号，生成附加有死区时间td的开关信号SW_UPtmp、SW_UNtmp、SW_VPtmp、SW_VNtmp、SW_WPtmp、SW_WNtmp(步骤S204)。
在同步时间计算部153中，根据各相的端子电压变动时刻的差，计算各相的开关信号操作时间Usft[sec]、Vsft[sec]、Wsft[sec]。
首先，分别用式(24)～(27)求出V相端子电压的下降时刻相对U相端子电压的上升时刻的差ΔUHVL[sec]、W相端子电压的下降时刻相对U相端子电压的上升时刻的差ΔUHWL[sec]、V相端子电压的上升时刻相对U相端子电压的下降时刻的差ΔULVH[sec]、V相端子电压的上升时刻相对U相端子电压的下降时刻的差ΔULWH[sec]。
ΔUHVL＝tUH-tVL (24)
ΔUHWL＝tUH-tWL (25)
ΔULVH＝tUL-tVH (26)
ΔULWH＝tUL-tWH (27)
接下来，分成基于ΔUHVL[sec]、ΔUHWL[sec]、ΔHLVH[sec]、ΔULWH[sec]的大小关系的(A)～(E)的条件的情况，计算用于使U相的端子电压的上升或者下降与V相、W相的端子电压的上升或者下降中的某一个同步的开关信号操作时间Usft、Vsft、Wsft(步骤S205)。
(A)在ΔUHVL<0、ΔUHWL<0、ΔULVH>0并且ΔULWH>0时，
(a)在ΔUHVL<ΔUHWL时，
Usft＝|ΔUHVL|
Vsft＝0
Wsft＝ΔULWH+|ΔUHVL|
(b)在ΔUHVL≥ΔUHWL时，
Usft＝|ΔUHWL|
Vsft＝ΔULVH+|ΔUHWL|
Wsft＝0
(B)在ΔUHVL>0、ΔUHWL>0、ΔULVH<0并且ΔULWH<0时，
(a)在ΔULVH<ΔULWH时，
Usft＝|ΔULVH|
Vsft＝0
Wsft＝ΔUHWL+|ΔULVH|
(b)在ΔULVH≥ΔULWH时，
Usft＝|ΔULWH|
Vsft＝ΔUHVL+|ΔULWH|
Wsft＝0
(C)在ΔUHVL<0、ΔUHWL>0、ΔULVH>0并且ΔULWH<0时，
Usft＝0
Vsft＝ΔULVH
Wsft＝ΔUHWL
(D)在ΔUHVL>0、ΔUHWL<0、ΔULVH<0并且ΔULWH>0时，
Usft＝0
Vsft＝ΔUHVL
Wsft＝ΔULWH
(E)在除此以外时
Usft＝0
Vsft＝0
Wsft＝0
最后，同步操作部155针对由三角波比较PWM部154输出的各相的开关信号SW_UPtmp、SW_UNtmp、SW_VPtmp、SW_VNtmp、SW_WPtmp、SW_WNtmp，分别生成(1)使U相开关信号SW_UPtmp以及SW_UNtmp时移操作时间Usft[sec]的开关信号SW_UP、SW_UN；(2)使V相开关信号SW_VPtmp以及SW_VNtmp时移操作时间Vsft[sec]的开关信号SW_VP、SW_VN；以及(3)使W相开关信号SW_WPtmp以及SW_WNtmp时移操作时间Wsft[sec]的开关信号SW_WP、SW_WN(步骤S206)。
图14的(a)、(b)分别示出根据以上的开关信号操作生成的U相和V相以及U相和W相的端子电压和中性点电位。
能够确认相比于示出未操作开关信号的情况下的三相的端子电压以及中性点电位的图11的(a)、(b)，通过U相端子电压变动与V相、W相的端子电压变动同步，中性点电位变动降低。
在实施方式2中，示出将U相的端子电压变动作为基准而与V相、W相的端子电压变动同步的例子，但也可以分别将V相、W相作为基准，还可以根据电压相位使作为基准的相变化。另外，载波频率也可以可变。
根据这样的结构，在通过三角波PWM生成各相上下支路的开关信号的控制装置中，不管调制系数如何，都能够在电压指令非零的宽范围的驱动条件下生成能够在至少两相之间使端子电压的上升和下降同步的开关信号，能够降低中性点电位变动。由此，能够降低伴随电位变动而产生的电磁噪声，还能够实现噪声滤波器的小型化。
实施方式3
在实施方式1以及实施方式2中示出应用三角波比较PWM的例子，在实施方式3中示出根据从电压指令生成部得到的电压指令值直接使用定时器来控制上下支路开关的导通、截止的例子。
实施方式3的电力变换器10、旋转机械20以及控制装置30的电压指令生成部40的结构与实施方式1相同。
图15示出实施方式3中的开关信号生成部250的功能框图。参照图16的流程图，依次说明开关信号生成部250的动作。
开关信号生成部250包括电压变动时刻计算部251以及定时器252。电压指令生成部40针对每个控制周期Ts生成各相的电压指令(在图16中步骤S301)。
在预定时刻(例如在图17中时刻T1)开始各相电压指令的计算，运算出的电压指令反映在接下来的控制周期中。在此，将用当前的控制周期内的Vdc/2标准化后的各相电压指令定义为vu1*、vv1*、vw1*，将用接下来的控制周期内的Vdc/2标准化后的各相电压指令设为vu2*、vv2*、vw2*。
关于检测电流，使用在控制周期内由电流检测器多次检测得到的值的平均值，针对每个开关周期(Ts)更新。
在电压变动时刻计算部251中，根据在下一周期更新的电压指令vu2*、vv2*、vw2*检测电流iu[A]、iv[A]、iw[A]、死区时间td[sec]，针对每个开关周期(Ts[sec])计算接下来的控制周期的各相上下支路的开关时刻。在开关周期Ts[sec]即将开始之前完成开关时刻的运算。
依据以下的要点，根据各相电压指令以及检测电流的极性，计算将下一周期的时刻T2＝0作为基准的上下支路开关的导通、截止时刻。关于开关时刻，在0～2Ts的期间操作。
如图17所示，示出使U相的端子电压的上升与V相的端子电压的下降同步、使U相的端子电压的下降与W相的端子电压的上升同步的例子。在计算出作为基准相的U相的开关信号以及端子电压变动时刻tUPon[sec]、tUPoff[sec]、tUNon[sec]、tUNoff[sec]之后(步骤S302)，计算V相的开关时刻tVPon[sec]、tVPoff[sec]、tVNon[sec]、tVNoff[sec]、W相的开关时刻tWPon[sec]、tWPoff[sec]、tWNon[sec]、tWNoff[sec](步骤S303)。
以避免上侧开关和下侧开关同时导通的方式设置死区时间td。
考虑死区时间，计算上下开关的导通时刻、截止时刻。
根据各相的电流极性分情况，计算上下支路开关的导通、截止时刻。
(A)在iu>0时
用下式决定U相的上下支路开关的导通、截止时刻tUPon[sec]、tUPoff[sec]、tUNon[sec]、tUNoff[sec]。
在iu>0时，U相的上支路开关的端子电压的上升时刻为tUPon[sec]，下降时刻为tUPoff[sec]，U相的下支路开关的端子电压的上升时刻为tUNon[sec]，下降时刻为tUNoff[sec]。
tUNoff＝0+td
tUPon＝0+td+td
tUPoff＝td+(1+vu2*)Ts/2
tUNon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td
(a)在iv>0时
用下式决定V相的上下支路开关的导通、截止时刻tVPon[sec]、tVPoff[sec]、tVNon[sec]、tVNoff[sec]。
V相的端子电压的上升时刻为tVPon[sec]，下降时刻为tVPoff[sec]。
以使tUPon[sec]和tVPoff[sec]相同的方式决定开关的定时。
tVPoff＝td+td
tVNon＝td+td+td
tVNoff＝td+td+((1-vv2*)Ts/2)
tVPon＝td+td+((1-vv2*)Ts/2)+td
(b)在iv<0时
用下式决定V相的上下支路开关的导通、截止时刻tVPon[sec]、tVPoff[sec]、tVNon[sec]、tVNoff[sec]。
V相的端子电压的上升时刻为tVNoff[sec]，下降时刻为tVNon[sec]。
以使tUPon[sec]和tVNon[sec]相同的方式决定开关的定时。
tVPoff＝0+td
tVNon＝td+td
tVNoff＝td+((1-vv2*)Ts/2)
tVPon＝td+((1-vv2*)Ts/2)+td
(c)在iw>0时
用下式决定W相的上下支路开关的导通、截止时刻tWPon[sec]、tWPoff[sec]、tWNon[sec]、tWNoff[sec]。
W相的端子电压的上升时刻为tWPon[sec]，下降时刻为tWPoff[sec]。
以使tUPoff[sec]和tWPon[sec]相同的方式决定开关的定时。
tWNoff＝(1+vu2*)Ts/2
tWPon＝td+(1+vu2*)Ts/2
tWPoff＝(1+vu2*)Ts/2+((1-vw2*)Ts/2)
tWNon＝(1+vu2*)Ts/2+((1-vw2*)Ts/2)+td
(d)在iw<0时
用下式决定W相的上下支路开关的导通、截止时刻tWPon[sec]、tWPoff[sec]、tWNon[sec]、tWNoff[sec]。
W相的端子电压的上升时刻为tWNoff[sec]，下降时刻为tWNon[sec]。
以使tUPoff[sec]和tWNoff[sec]相同的方式决定开关的定时。
tWNoff＝td+(1+vu2*)Ts/2
tWPon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td
tWPoff＝td+(1+vu2*)Ts/2+(1-vw2*)Ts/2
tWNon＝td+(1+vu2*)Ts/2+(1-vw2*)Ts/2+td
(B)在iu<0时
用下式决定U相的上下支路开关的导通、截止时刻tUPon[sec]、tUPoff[sec]、tUNon[sec]、tUNoff[sec]。
在iu<0时，U相端子电压的上升时刻为tUNoff[sec]，下降时刻为tUNon[sec]。
tUNoff＝0+td
tUPon＝0+td+td
tUPoff＝td+(1+vu2*)Ts/2
tUNon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td
(a)在iv>0时
用下式决定V相的上下支路开关的导通、截止时刻tVPon[sec]、tVPoff[sec]、tVNon[sec]、tVNoff[sec]。
V相的端子电压的上升时刻为tVPon[sec]，下降时刻为tVPoff[sec]。
以使tUNoff[sec]和tVPoff[sec]相同的方式决定开关的定时。
tVPoff＝0+td
tVNon＝td+td
tVNoff＝td+(1-vv2*)Ts/2
tVPon＝td+(1-vv2*)Ts/2+td
(b)在iv<0时
用下式决定V相的上下支路开关的导通、截止时刻tVPon[sec]、tVPoff[sec]、tVNon[sec]、tVNoff[sec]。
V相的端子电压的上升时刻为tVNoff[sec]，下降时刻为tVNon[sec]。
以使tUNoff[sec]和tVNon[sec]相同的方式决定开关的定时。
tVPoff＝0
tVNon＝0+td
tVNoff＝(1-vv2*)Ts/2
tVPon＝(1-vv2*)Ts/2+td
(c)在iw>0时
用下式决定W相的上下支路开关的导通、截止时刻tWPon[sec]、tWPoff[sec]、tWNon[sec]、tWNoff[sec]。
W相的端子电压的上升时刻为tWPon[sec]，下降时刻为tWPoff[sec]。
以使tUNon[sec]和tWPon[sec]相同的方式决定开关的定时。
tWNoff＝td+(1+vu2*)Ts/2
tWPon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td
tWPoff＝td+(1+vu2*)Ts/2+(1-vw2*)Ts/2
tWNon＝td+(1+vu2*)Ts/2+(1-vw2*)Ts/2+td
(d)在iw<0时
用下式决定W相的上下支路开关的导通、截止时刻tWPon[sec]、tWPoff[sec]、tWNon[sec]、tWNoff[sec]。
W相的端子电压的上升时刻为tWNoff[sec]，下降时刻为tWNon[sec]。
以使tUNon[sec]和tWNoff[sec]相同的方式决定开关的定时。
tWNoff＝td+(1+vu2*)Ts/2+td
tWPon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td+td
tWPoff＝td+(1+vu2*)Ts/2+td+(1-vw2*)Ts/2
tWNon＝td+(1+vu2*)Ts/2+td+(1-vw2*)Ts/2+td
接下来，根据由电压变动时刻计算部251计算出的各相上下支路开关时刻，定时器252生成各相上下支路的开关信号。
用定时器252调整各相的上下支路开关的导通、截止时刻，生成开关信号(步骤S304)。通过由定时器252生成的开关信号，控制各相开关的导通、截止。
关于上述各上下支路开关时刻示出考虑死区时间td来计算各相的开关时刻的例子，但还需要考虑从被输入导通的开关信号至开关元件实际导通的时间或者从被输入截止的开关信号至开关元件实际截止的时间。
具体而言，例如如图18所示，即使将U相开关信号截止在时刻T3输入到开关元件，在U相端子电压下降开始时刻(推定)也不下降，而在时间差tDl后在U相端子电压下降开始时刻(实际)开始下降。因此，在计算各相端子电压的上升时刻以及下降时刻时，加上或者减去这样的时间差tDl而使各相端子电压的下降时刻和上升时刻同步是有效的。这不限于实施方式3，在实施方式1以及实施方式2中也有效果。
另外，在本实施方式中，示出作为设为消除对象的相根据U相端子电压的上升时刻、下降时刻计算各相上下支路开关的导通、截止时刻的方式，但也可以检测设为消除对象的一相(例如U相)的端子电压的上升、下降而用于生成其他相的开关信号。
具体而言，在检测到U相的端子电压的上升的情况下，例如使V相(最好为相电流是正的相)的上支路开关截止，将U相的端子电压的上升的检测时刻作为基准(0[sec])而在死区时间td[sec]后使V相的下支路开关导通。根据电压指令，在(1-vv1*)Ts/2后使V相的下支路开关截止，在((1-vv1*)Ts/2+td)后使V相的上支路开关导通。
在检测到U相的端子电压的下降的情况下，例如使W相(最好为相电流是负的相)的下支路开关截止，将U相的端子电压的下降的检测时刻作为基准(0[sec])而在死区时间td[sec]后使W相的上支路开关导通。根据电压指令，在(1+vw1*)Ts/2后使W相的上支路开关截止，在((1+vw1*)Ts/2+td)后使V相的上支路开关导通。
由此，通过检测设为消除对象的相的端子电压的上升、下降，无需一定计算端子电压的上升、下降而能够在至少1组的2相之间使端子电压的上升、下降同步。
根据这样的实施方式3的结构，通过用电压变动时刻计算部251和定时器252构成生成各相上下支路的开关信号的控制装置，通过不使用三角波比较PWM的简单的结构，不管调制系数如何，都能够在电压指令非零的宽范围的驱动条件下生成能够在至少两相之间使端子电压的上升和下降同步的开关信号。由此，能够降低中性点电位变动，能够降低伴随电位变动而产生的电磁噪声。另外，还能够实现噪声滤波器的小型化。
在实施方式1至3中，作为电力变换器10，以三相逆变器的结构为例子进行说明，如图19所示，作为电力变换器10也可以使用如六相逆变器那样的结构，通过与实施方式1至3所示那样同样地控制控制装置30，将A相作为基准而使各两相之间的端子电压的上升和下降同步。
例如通过实施方式2的控制，在根据如图20所示相位彼此相差60度的六相的相电压指令使电力变换器开关而驱动旋转机械的情况下，通过将相电压指令的相位彼此相差180度的两相(例如在图20中A相和D相)的载波的相位差设为180度，相比于图21的(a)所示的以往的手法，如图21的(b)所示得到中性点电位变动的降低效果。
另外，在实施方式1至3中，作为电力变换器10，以通过三相逆变器驱动1台三相旋转机械20为例子进行说明，如图22所示，也可以在如用2台三相逆变器10a、10b驱动三相旋转机械20a、20b那样的驱动***中，不仅是针对同一逆变器10a内的两相之间而且针对逆变器10a与逆变器10b之间的两相之间的端子电压的上升和下降，也与实施方式1至3所示那样同样地控制控制装置30，进行使两相之间的端子电压的上升和下降同步的控制。
进而，例如通过实施方式2的控制，在根据如图23所示相位彼此相差60度的六相U1、V1、W1、U2、V2、W2的相电压指令使电力变换器开关来驱动旋转机械的情况下，通过将相电压指令的相位彼此相差180度的两相(例如在图23中U1相和U2相)的载波的相位差设为180度，与如图21的(b)所示那样同样地得到中性点电位变动的降低效果。
本申请记载了各种例示性的实施方式以及实施例，但1个或者多个实施方式记载的各种特征、方式以及功能不限于特定的实施方式的应用，能够单独或者以各种组合的方式应用于实施方式。
因此，在本申请说明书公开的技术的范围内设想未例示的无数的变形例。例如，包括使至少1个构成要素变形的情况、追加的情况或者省略的情况、以及抽出至少1个构成要素并与其他实施方式的构成要素组合的情况。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，具有：
电力变换器，包括上支路开关元件和下支路开关元件的一相分支针对直流电源并联连接有多个，所述上支路开关元件和所述下支路开关元件的连接点与负载连接；以及
控制装置，控制所述电力变换器的所述上支路开关元件和所述下支路开关元件的开关动作，
所述电力变换装置将直流电力变换为交流电力而供给到所述负载，其特征在于，
所述控制装置根据第1一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻和下降时刻，使所述第1一相分支的端子电压的上升时刻和第2一相分支的端子电压的下降时刻、以及所述第1一相分支的端子电压的下降时刻和所述第2一相分支的端子电压的上升时刻中的至少一方同步而进行开关控制。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制装置具有：
电压变动时刻推定部，计算多个一相分支中的所述第1一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻和下降时刻；
载波生成部，使由所述电压变动时刻推定部计算出的所述第1一相分支的端子电压的上升时刻和第2一相分支的端子电压的下降时刻同步或者使所述第1一相分支的端子电压的下降时刻和所述第2一相分支的端子电压的上升时刻同步，计算多个相的载波频率，生成各相载波；以及
三角波比较PWM部，根据由所述载波生成部生成的所述各相载波和各相的电压指令，生成开关信号。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
将针对所述第1一相分支的载波频率设为固定。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制装置具备：
电压变动时刻推定部，计算多个所述一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻和下降时刻；
同步时间计算部，计算使由所述电压变动时刻推定部计算出的各相的上升时刻或者下降时刻同步的开关操作时间；
三角波比较PWM部，根据各相载波和各相的电压指令，生成开关信号；以及
同步操作部，根据所述开关操作时间，控制所述开关信号。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
将所述各相载波的载波频率设为固定。
6.根据权利要求4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述各相载波中的至少一个载波相对其他载波是反转的。
7.根据权利要求2至6中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
在将m设为1以上的整数以及将n设为2以上的整数时，所述负载具有分别具备n相绕组的m台旋转机械，
在所述各相载波中的第1载波相对第2载波是反转的，所述第1载波的相的电压指令的相位和所述第2载波的相的电压指令的相位相差180度。
8.根据权利要求2至7中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电压变动时刻推定部根据使所述一相分支的所述上支路开关元件导通的所述开关信号的开关时刻和所述一相分支的所述上支路开关元件导通的时刻的差，校正所述一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻；或者根据使所述一相分支的所述下支路开关元件导通的所述开关信号的开关时刻和所述一相分支的所述下支路开关元件导通的时刻的差，校正所述一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的下降时刻。
9.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制装置具备：
电压变动时刻计算部，计算多个一相分支中的所述第1一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻和下降时刻，计算使计算出的所述第1一相分支的端子电压的上升时刻和第2一相分支的端子电压的下降时刻同步或者使所述第1一相分支的端子电压的下降时刻和所述第2一相分支的端子电压的上升时刻同步的端子变动时刻，根据各相的电压指令和所述端子变动时刻来计算所述上支路开关元件和所述下支路开关元件的开关时刻；以及
定时器，根据所述上支路开关元件和所述下支路开关元件的开关时刻，生成开关信号。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电压变动时刻计算部根据使所述一相分支的所述上支路开关元件导通的所述开关信号的开关时刻和所述一相分支的所述上支路开关元件导通的时刻的差，校正所述一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的上升时刻；或者根据使所述一相分支的所述下支路开关元件导通的所述开关信号的开关时刻和所述一相分支的所述下支路开关元件导通的时刻的差，校正所述一相分支的与所述负载连接的连接点的端子电压的下降时刻。
11.一种旋转机械驱动***，其特征在于，具备：
权利要求1至10中的任意一项所述的电力变换装置；以及
负载，在将m设为1以上的整数以及将n设为2以上的整数时，所述负载具有分别具备n相绕组的m台旋转机械。
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