JP4680367B2 - ブラシレスモータ駆動回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路からなるモータ駆動回路に関し、特に、各相の励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期とする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、スイッチ素子を矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより励磁コイルを励磁制御するブラシレスモータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のモータ駆動用半導体集積回路１００は、図１０示すように、スター結線３相ブラシレスモータ１と、モータ１の回転速度制御信号を供給するマイコン２と、直流電源ＶDDと、接地端子とが接続されて使用される。モータ１の励磁コイル３，４，５は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相としてスター結線されており、一端側がＵ相端子Ｕ，Ｖ相端子Ｖ，Ｗ相端子Ｗに接続され、他端側が中点として共通接続されて中点端子Ｃに接続されている。マイコン２は入力端子Ｓに接続されている。
【０００３】
半導体集積回路１００は、ＰＷＭ制御により電流量が制御された相励磁のための電流を所定のタイミングで励磁コイル３，４，５に供給するブリッジ出力回路６と、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を検出し、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する検出回路７と、マイコン２からの回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧を生成する内部電圧発生回路８と、三角波電圧を生成する三角波発生回路９と、内部電圧発生回路８からの内部電圧を三角波発生回路９からの三角波電圧でパルス幅変調したＰＷＭ信号を生成する比較器１０と、比較器１０からのＰＷＭ信号および検出回路７からの回転子位置信号に基づいて、ブリッジ出力回路６に対して通電タイミング制御およびＰＷＭ制御を行う制御回路１１とを具備している。
【０００４】
ブリッジ出力回路６は、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを制御するＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３と、各励磁コイル３，４，５への電流量を所定のタイミングでＰＷＭ制御するＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６とを有している。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートには通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートには電流量制御信号が制御回路１１からそれぞれ供給される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６はそれぞれ直列接続されており、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のソース及びトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のソースはそれぞれ共通接続されており、電源ＶDDと接地間に接続される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６の接続点はモータ１の端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続される。
【０００５】
検出回路７は、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する。
【０００６】
制御回路１１は、比較器１０からＰＷＭ信号が、および、検出回路７から回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが供給され、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを設定するとともに、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに出力する通電タイミング制御信号およびＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに出力する電流量制御信号を生成する。尚、モータの起動時には、励磁コイル３，４，５の両端に誘起電圧が発生せず、検出回路７は回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成しないため、図示しない起動回路からの起動パターンが制御回路１１に供給される。
【０００７】
以上の構成の半導体集積回路１００をモータ１に接続した場合の動作を図１１を併用して説明する。各励磁コイル３，４，５への通電タイミングおよび電流量の制御は後述するが、制御回路１１で通電タイミングが図１１（ａ）に示すように設定され、制御回路１１からＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに矩形波の通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形の電流量制御信号が図１１（ｄ）に示すように供給され、図１１（ｂ）に示す順に、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３が矩形波オン制御されるとともに，トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御され、モータ１は、３相のうちハイサイドに接続される相とロウサイドに接続される相との２相ずつ、図１１（ａ）に示す相の順に、電流が流れ励磁されて回転子が回転し、その電流方向は端子ＵからＶ、ＵからＷ、ＶからＷ、ＶからＵ、ＷからＵ、ＷからＶの順で切り替わる６状態を繰り返す。
【０００８】
モータ１の各励磁コイル３，４，５への通電タイミングは以下のように制御される。励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出回路７に供給し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、図１１（ｃ）に示す波形の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成し、制御回路１１に供給する。回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが制御回路１１に供給されると、制御回路１１にて回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷにより通電タイミングが設定され、図１１（ｄ）に示すゲート電圧がトランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に供給され、図１１（ｂ）に示すタイミングで、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３が矩形波オン制御されるとともに、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御される。
【０００９】
一方、モータ１の各励磁コイル３，４，５への電流量は以下のように制御される。マイコン２から内部電圧発生回路８に回転速度制御信号が供給されると、回転速度制御信号は内部電圧に変換されて内部電圧発生回路８から比較器１０の非反転（＋）入力端子に供給され、比較器１０の反転（−）入力端子に供給されている三角波発生回路９からの三角波電圧と比較されて、マイコン２の内部で設定された所望回転数となるように電流制御するＰＷＭ信号として制御回路１１に供給される。このＰＷＭ信号によりＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相を上記で設定された通電タイミングに基づき、図１１（ｂ）に示すタイミングでパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御する電流量制御信号が生成され、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに図１１（ｄ）に示す電圧波形で供給され、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御のタイミングとの組合せで、モータ１は、上述の６状態の順に繰り返し電流の方向が切り替わり回転する。尚、マイコン２から供給される回転速度制御信号は、検出回路７からの回転子位置信号から図示しない内部回路で生成した回転速度信号をマイコン２に供給し、マイコン２内で設定した所望回転数の信号と比較し、その差電圧から生成される。
【００１０】
以上のようにして、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御と、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御により、モータ１を回転制御する。
【００１１】
ところで、上述の半導体集積回路１００は、通電タイミング制御信号であるトランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形が矩形波でオン制御され、電流量制御信号であるトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲート電圧波形が各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形でＰＷＭ制御され、これらの立ち上がりおよび立ち下がり部分がモータ駆動時の騒音の原因となっている。
【００１２】
上述の問題を解決する提案が、例えば、特開平１１−２３５０７９号公報に開示されている。この公報で示された騒音対策では、モータ駆動コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりをスロープ状になるようにソフトスイッチング制御している。このソフトスイッチング制御を行うために、通電位置信号の立上がりと立下がりに傾きをつけたパルス信号としての相切換台形波と複合台形波を生成しているが、この立上がりと立下がりの傾きは、通電位置信号のそれぞれの立上がりと立下がりのエッジをトリガとしたパルスＴｇを生成し、そのパルスＴｇをトリガとしたパルスＶｓｌｏｐｅから生成しており、モータの回転速度に対して一定であると思われる。また、通電位置信号の立上がりおよび立下がりのエッジをそのまま相切換台形波と複合台形波の立上がりおよび立下がりに利用している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記公報で示された騒音対策では、モータ駆動コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりをスロープ状になるようにソフトスイッチング制御しており、回転子の磁束変化が正弦関数で変化するので、モータ駆動コイルの励磁束と回転子の磁束とのズレが生じ、静音効果が低くなり、騒音対策が不充分となる虞がある。
また、上記のソフトスイッチング制御を行うために、通電位置信号の立上がりと立下がりに傾きをつけたパルス信号としての相切換台形波と複合台形波を生成しているが、この立上がりと立下がりの傾きは、通電位置信号のそれぞれの立上がりと立下がりのエッジをトリガとしたパルスＴｇを生成し、そのパルスＴｇをトリガとしたパルスＶｓｌｏｐｅから生成しており、モータの回転速度に対して一定であり、低回転数では通電位置信号の周期に対するこの立上がりと立下がりの傾きの幅の比が小さくなり、静音効果が低くなり、騒音対策が不充分となる虞がある。
また、通電位置信号の立上がりおよび立下がりのエッジをそのまま相切換台形波と複合台形波の立上がりおよび立下がりに利用しているので、通電が回転子位置に対して最適にならず、回転効率があまりよくない。
本発明は上記問題点に鑑み、コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりを正弦関数で変化する回転子の磁束変化に近づくようにパルス幅化正弦波によるＰＷＭ制御でソフトスイッチング制御し、そのＰＷＭ制御の幅は、回転子位置信号の周期に対して一定比率となるように設定し、また、通電が回転子位置に対して最適となる制御をするようにした半導体集積回路からなるブラシレスモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明のブラシレスモータ駆動回路は、各相の励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期とする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、スイッチ素子を矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御することにより励磁コイルを励磁制御するブラシレスモータ駆動回路において、矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後にパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行う構成としている。
以下の手段は、励磁コイルが３相からなり、励磁制御が２相励磁であり、スイッチ素子が通電タイミング制御用スイッチ素子と電流量制御用スイッチ素子からなり、通電タイミング制御用スイッチ素子が矩形波オン制御され、電流量制御用スイッチ素子がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御される場合の手段であるが、これに限定されることはなく、他の場合、例えば、４相であってもよく、この場合、以下の手段に準じた手段とすればよい。
矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングは、各相の回転子位置信号の半周期（πラディアン）の長さを半周期ごとにＴ計数器でカウントし、このカウント値をＴとして、このＴからＴ／２を演算し、カウントされた回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、カウントされた回転子位置信号の相と異なる２相の切り替えタイミングとして設定され、その幅は、２Ｔ／３である。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅は、２相励磁するハイサイド側スイッチング素子とロウサイド側スイッチング素子に貫通電流が流れるのを防止するために、Ｔ／６＝３０°未満の値とし、かつパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御の効果を大きくするためにＴ／６にできるだけ近い値とする。また、この幅は、Ｔに対して一定比率とするため、Ｔに比例するように設定する。この幅を設定する回路は、上記Ｔ計数器のカウント値を演算して行う回路構成とし、回路を簡単な構成とするために、この幅は、Ｔを２の倍数で割れる値とし、Ｔ／８＝２２．５°に設定する。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅としてのＴ／８＝２２．５°は、ＴからＴ／２、Ｔ／４およびＴ／８を演算し、さらにＴ／４＋Ｔ／８およびＴ／２＋Ｔ／８を演算して、カウントされた回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点から（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点までのＴ／８幅と、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点からＴ／２経過時点までのＴ／８幅とが、カウントされた回転子位置信号の相と異なる２相の幅として設定される。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号は、ＴからＴ／６４を演算し、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミング幅であるＴ／８をＴ／６４のパルス幅で順次シフトさせて生成した８つのシフト信号を用いて、パルス幅変調用電圧を正弦関数に基づいて設定した分圧比で８ステップに分圧したステップ電圧を三角波電圧でパルス幅変調して生成する。
パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値を、矩形波オン制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成用のパルス幅変調用電圧として用い、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧を、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成用のパルス幅変調用電圧として用いる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の一実施例について図１を参照して説明する。図において、２００はモータ駆動用半導体集積回路で、スター結線３相ブラシレスモータ１と、モータ１の回転速度制御信号を供給するマイコン２と、直流電源ＶDDと、接地端子とが接続されて使用される。モータ１の励磁コイル３，４，５は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相としてスター結線されており、一端側がＵ相端子Ｕ，Ｖ相端子Ｖ，Ｗ相端子Ｗに接続され、他端側が中点として共通接続されて中点端子Ｃに接続されている。マイコン２は入力端子Ｓに接続されている。
【００１６】
半導体集積回路２００は、ＰＷＭ制御により電流量が制御された相励磁のための電流を所定のタイミングで励磁コイル３，４，５に供給するブリッジ出力回路２６と、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を検出し、矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する検出回路２７と、マイコン２からの回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧Ｖａを生成する内部電圧発生回路２８と、三角波電圧を生成する三角波発生回路２９と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調して各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号を生成する比較器３０と、検出回路２７からの回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを供給してタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗおよびシフト信号ＳＦを生成するタイミング信号・シフト信号生成回路３１と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａ、および、タイミング信号・シフト信号生成回路３１からのシフト信号ＳＦとを供給して、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２と、 比較器３０からのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号、およびタイミング信号・シフト信号生成回路３１からのタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを供給して、ブリッジ出力回路２６への通電タイミング制御信号および電流量制御信号を生成する制御回路３３とを具備している。
【００１７】
ブリッジ出力回路２６は、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを制御するスイッチ素子としてのＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３と、各励磁コイル３，４，５への電流量を所定のタイミングでＰＷＭ制御するスイッチ素子としてのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６とを有している。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートには通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートには電流量制御信号が制御回路３３からそれぞれ供給される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６はそれぞれ直列接続されており、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のソース及びトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のソースはそれぞれ共通接続されており、電源端子ＶDDと接地間に接続される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６の接続点はモータ１の端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続される。
【００１８】
検出回路２７は、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する。
【００１９】
タイミング信号・シフト信号生成回路３１とパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２とについては、後述する。
【００２０】
制御回路３３は、比較器３０からパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号，パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号、および、タイミング信号・シフト信号生成回路３１からタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが供給され、ブリッジ出力回路２６のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに供給する通電タイミング制御信号およびＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに供給する電流量制御信号を生成する。
【００２１】
以上の構成の半導体集積回路２００をモータ１に接続した場合の動作を図２を併用して説明する。励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧が端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出回路２７に供給され、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、図２（ｃ）に示す波形の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが生成され、タイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給される。回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがタイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給されると、タイミング信号・シフト信号生成回路３１にて回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷによりタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとシフト信号ＳＦが生成され、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗは制御回路３３に供給され、シフト信号ＳＦはパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給される。
【００２２】
一方、マイコン２から内部電圧発生回路２８に回転速度制御信号が供給されると、回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧Ｖａが生成されて内部電圧発生回路２８から比較器３０の非反転（＋）入力端子に供給され、比較器３０の反転（−）入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、マイコン２の内部で設定された所望回転数となるように電流制御するパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。また、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａは、三角波発生回路２９からの三角波電圧、およびタイミング信号・シフト信号生成回路３１からのシフト信号ＳＦとともに、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給されて、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。尚、マイコン２から供給される回転速度制御信号は、検出回路２７からの回転子位置信号から図示しない内部回路で生成した回転速度信号をマイコン２に供給し、マイコン２内で設定した所望回転数の信号と比較し、その差電圧から生成される。
【００２３】
制御回路３３にタイミング信号・シフト信号生成回路３１からタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗ、比較器３０からパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号，およびパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が供給されると、後述するように、ブリッジ出力回路２６の制御タイミングが設定され、この制御タイミングでブリッジ出力回路２６を制御する通電タイミング制御信号および電流量制御信号が生成され、ブリッジ出力回路２６のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに電流量制御信号が供給され、図２（ｂ）に示す順に、各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３,Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６がタイミング制御され、モータ１は、３相のうちハイサイドに接続される相とロウサイドに接続される相との２相ずつ、図２（ａ）に示す相の順に、電流が流れ励磁されて回転子が回転し、その電流方向は端子ＵからＶ、ＵからＷ、ＶからＷ、ＶからＵ、ＷからＵ、ＷからＶの順で切り替わる６状態を繰り返す。
【００２４】
ブリッジ出力回路２６の制御タイミングは、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗにより、図２（ｂ）に示すように設定され、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３の制御タイミングは、矩形波オン制御タイミングとこのタイミングの前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとを有し、ロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６の制御タイミングは、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングとこのタイミングの前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとを有している。
【００２５】
通電タイミング制御信号および電流量制御信号は、上記のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングにパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号を同期させて生成され，図２（ｄ）に示すように、通電タイミング制御信号の電圧波形は矩形波とこの波形の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ波形とを有し、電流量制御信号の電圧波形はパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形とこの波形の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ波形とを有している。
【００２６】
以下に、タイミング信号・シフト信号生成回路３１とパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２の構成を説明し、矩形波オン制御タイミング、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成される動作についてさらに詳しく説明する。
【００２７】
先ず、タイミング信号・シフト信号生成回路３１について説明する。タイミング信号・シフト信号生成回路３１は、図３に示すように、検出回路２７からの回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷの半周期の長さをカウントし、このカウント値をＴとして出力するＴ計数器４１と、Ｔ計数器４１からのＴを保持する保持回路４２と、保持回路４２に保持されたＴ、Ｔ計数器４１からのＴおよび回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを演算して、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗおよびシフト信号ＳＦを生成する演算回路４３とを有している。尚、モータの起動時には、励磁コイル３，４，５の両端に誘起電圧が発生せず、検出回路２７は回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成しないため、図示しない起動回路からの起動パターンがタイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給される。
【００２８】
演算回路４３は、図４に示すように、保持回路４２に保持されたＴからＴ／２信号、Ｔ／４信号、Ｔ／８信号、およびＴ／６４信号をそれぞれ生成するＴ／２演算回路４４、Ｔ／４演算回路４５、Ｔ／８演算回路４６、およびＴ／６４演算回路４７と、Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号と、Ｔ計数器４１のＴと、回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとを論理処理してタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを生成するタイミング信号生成回路４８と、 Ｔ／６４信号と、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとを論理処理してシフト信号ＳＦを生成するシフト信号生成回路４９とを有している。
【００２９】
タイミング信号生成回路４８は、Ｔ／４信号とＴ／８信号およびＴ／２信号とＴ／８信号とを加算し、さらに、Ｔ／２信号、（Ｔ／４＋Ｔ／８）信号、（Ｔ／２＋Ｔ／８）信号をＴ計数器４１のカウント値および回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとでそれぞれ論理処理して、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを生成し、制御回路３３とシフト信号生成回路４９とに供給する。
【００３０】
タイミング信号・シフト信号生成回路３１でタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが生成される動作について、回転子位置信号ＰＵに基づいて生成されるタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕを例に、図５を参照して説明する。先ず、Ｕ相がフローティング相→ハイサイド通電相→フローティング相と切替わったときに検出回路２７から出力される回転子位置信号ＰＵ、すなわち、回転子位置信号ＰＵの半周期のうち、“Ｈ（ハイ）”レベルの期間がＴ計数器４１でカウントされる。このカウント値であるＴが演算回路４３に供給され、演算回路４３のＴ／２演算回路４４、Ｔ／４演算回路４５、およびＴ／８演算回路４６でＴ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がそれぞれ生成される。Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がタイミング信号生成回路４８に供給され、Ｔ／４信号とＴ／８信号およびＴ／２信号とＴ／８信号とが加算され、図５に示すように、回転子位置信号ＰＵのカウントされた“Ｈ”レベルの立ち下がり時点からＴ／２経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ１Ｕと、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ２Ｕと、（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ３Ｕとが生成される。
【００３１】
次に、Ｕ相がフローティング相→ロウサイド通電相→フローティング相と切替わったときに検出回路２７から出力される回転子位置信号ＰＵ、すなわち、回転子位置信号ＰＵの半周期のうち、“Ｌ（ロウ）”レベルの期間がＴ計数器４１でカウントされる。このカウント値であるＴが演算回路４３に供給され、同様に、Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がそれぞれ生成され、タイミング信号生成回路４８に供給され、回転子位置信号ＰＵの カウントされた“Ｌ”レベルの立ち上がり時点からＴ／２経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ１Ｕと、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ２Ｕと、（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ３Ｕとが生成される。
同様に、回転子位置信号ＰＶに基づいてタイミング信号Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ、 および、 回転子位置信号ＰＷに基づいてタイミング信号Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが生成される。
【００３２】
制御回路３３にタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが供給されて、矩形波オン制御タイミング、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングが生成される動作について、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕを例に、図５を参照して説明する。
タイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ２の矩形波オン制御タイミングの終了タイミングと、Ｗ相を制御するトランジスタＱ３の矩形波オン制御タイミングの開始タイミングとが生成され、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ５のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの終了タイミングと、トランジスタＱ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始タイミングとが生成される。
同様に、タイミング信号Ａ１Ｖ，Ａ１Ｗの立ち上がり時点および立ち下がり時点で、矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングが生成される。
【００３３】
タイミング信号Ａ１ＵとＡ３Ｕとの排他的論理和により、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点からタイミング信号Ａ３Ｕの立ち上がり時点までのＴ／８の幅で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ２の矩形波オン制御タイミングの終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングと、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点からタイミング信号Ａ３Ｕの立ち下がり時点までのＴ／８の幅で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ５のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとが生成され、タイミング信号Ａ１ＵとＡ２Ｕとの排他的論理和により、タイミング信号Ａ２Ｕの立ち上がり時点からタイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点までのＴ／８の幅で、Ｗ相を制御するトランジスタＱ３の矩形波オン制御タイミングの開始切り替え時点直前のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングと、タイミング信号Ａ２Ｕの立ち下がり時点からタイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点までのＴ／８の幅で、Ｗ相を制御するトランジスタＱ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始切り替え時点直前のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとが生成される。
同様に、タイミング信号Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗにより、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングが生成される。
【００３４】
シフト信号生成回路４９は、Ｔ／６４信号と、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとを論理処理して、上述したハイサイド側トランジスタの矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側トランジスタのパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始切り替え時点直前および終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅である各Ｔ／８幅をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全相に亙って、図６に示すように、Ｔ／６４幅のパルスでシフトさせて生成されたシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８をパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給する。
【００３５】
次に、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２について、図７を参照して説明する。パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａの最大値ＶａＭＡＸ、およびシフト信号生成回路４９からのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８を供給して、第１ステップ電圧ＶＳＨを生成する第１ステップ電圧発生回路５１と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａ、およびシフト信号生成回路４９からのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８を供給して、第２ステップ電圧ＶＳＬを生成する第２ステップ電圧発生回路５２と、第１ステップ電圧ＶＳＨを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調してブリッジ出力回路２６のハイサイドトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器５３と、ステップ電圧ＶＳＬを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調してブリッジ出力回路２６のロウサイドトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器５４とを有している。
【００３６】
第１および第２ステップ電圧発生回路５１,５２は、バッファ５５,５６と、分圧抵抗５７,５８と、アナログスイッチ５９,６０とを有している。分圧抵抗５７,５８は、表１に示す正弦関数に基づいて設定した分圧比で８分圧されている。
【００３７】
【表１】
【００３８】
パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２でパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成される動作について、図８および図９を併用して説明する。
第１ステップ電圧発生回路５１は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａの最大値ＶａＭＡＸを、バッファ５５を介して、分圧抵抗５７でＶＳＨ１〜ＶＳＨ８に８分圧し、アナログスイッチ５９へのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８によりＴ／８をＴ／６４のステップ幅に等分割した８ステップのステップ電圧ＶＳＨを、図８（ａ）に示すオン時（Ｐ１）に対応して図８（ｂ）に示すステップダウン波形に生成するとともに、図８（ａ）に示すオフ時（Ｐ２）に対応して図８（ｃ）に示すステップアップ波形に生成し、比較器５３の非反転入力端子に供給する。ステップ電圧ＶＳＨが比較器５３の非反転入力端子に供給されると、比較器５３の反転入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、図８（ａ）に示すオン時（Ｐ１）およびオフ時（Ｐ２）に対応して図８（ｂ）および図８（ｃ）に示すパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。三角波電圧の周期は、ステップ電圧のステップ幅より小さく設定されている。
【００３９】
第２ステップ電圧発生回路５２は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａを、バッファ５６を介して、分圧抵抗５８でＶＳＬ１〜ＶＳＬ８８分圧し、アナログスイッチ６０へのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８によりＴ／８をＴ／６４のステップ幅に等分割した８ステップのステップ電圧ＶＳＬを、図９（ａ）に示すオン時（Ｐ３）に対応して図９（ｂ）に示すステップアップ波形に生成するとともに、図９（ａ）に示すオフ時（Ｐ４）に対応して図９（ｃ）に示すステップダウン波形に生成し、比較器５４の非反転入力端子に供給する。ステップ電圧ＶＳＬが比較器５４の非反転入力端子に供給されると、比較器５４の反転入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、図９（ａ）に示すオン時（Ｐ３）およびオフ時（Ｐ４）に対応して図９（ｂ）および図９（ｃ）に示すパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。
【００４０】
以上のように、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御およびロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後にパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行う構成としている。そして、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号は、ＴからＴ／６４を演算し、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅であるＴ／８をＴ／６４のパルス幅で順次シフトさせて８つのシフト信号を生成し、このシフト信号を用いて、パルス幅変調用電圧を正弦関数に基づいて設定した分圧比で８ステップに分圧してステップ電圧を生成し、このステップ電圧を三角波でパルス幅変調して生成している。さらに、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられるパルス幅変調用電圧は、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧であり、矩形波オン制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられるパルス幅変調用電圧は、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値である。従って、コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりが正弦関数で変化する回転子の磁束変化に近づき、モータの騒音を低減することができる。
【００４１】
また、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅は、回転子位置信号の１６分の１周期（Ｔ／８＝２２．５°）に設定している。従って、回転子位置信号の１２分の１周期（Ｔ／６＝３０°）未満の値としているので、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３とロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６間に貫通電流が流れるのを防止でき、かつ１２分の１周期にできるだけ近い値としているので、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御の効果を大きくすることができる。また、回転子位置信号の周期に対して一定比率としているので、低速回転においてもモータの騒音を低減することができる。また、Ｔを２の倍数で割れる値としているので、この幅を設定する回路を、Ｔ計数器４１によるＴを論理処理する回路構成とすることができ、簡単な回路構成とすることができる。
【００４２】
また、Ｔ計数器４１により各相の回転子位置信号の半周期をカウントし、このＴから演算回路４３によりＴ／２、Ｔ／４、およびＴ／８を演算してタイミング信号を生成し、このタイミング信号から制御回路３３により、半周期がカウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、半周期がカウントされた相と異なる２相のハイサイド側の矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの切り替え時点とし、矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの幅を２Ｔ／３（＝１２０°）としている。従って、各励磁コイルの位置を回転子のＮ極・Ｓ極の中点が通過するときを中心に前後Ｔ／３（＝６０°）の期間、回転子のＮ極・Ｓ極の中点が通過する励磁コイルを通電し、通電が回転子位置に対して最適となる制御ができ、回転効率をよくすることができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように、この発明のブラシレスモータ駆動回路は、矩形波オン制御およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の少なくと１つの制御の前後をパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御するようにしたので、モータの騒音を低減できる。また、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅を回転子位置信号の周期に対して一定比率となるようにしたので、低速回転でもモータの騒音を低減できる。また、３相ブラシレスモータ駆動回路の場合、半周期がカウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、半周期がカウントされた相と異なる２相の矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの切り替え時点としているので、通電が回転子位置に対して最適となる制御をでき、回転効率をよくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例のモータ駆動用半導体集積回路のブロック図。
【図２】 図１に示す半導体集積回路の動作を説明するためのタイムチャート。
【図３】 図１に示す半導体集積回路に使用されるタイミング信号・シフト信号生成回路のブロック図。
【図４】 図３に示すタイミング信号・シフト信号生成回路に使用される演算回路のブロック図。
【図５】 タイミング信号およびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの生成を説明するタイムチャート。
【図６】 シフト信号の生成を説明するタイムチャート。
【図７】 図１に示す半導体集積回路に使用されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路のブロック図。
【図８】 ハイサイドトランジスタに供給されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成を説明するタイムチャート。
【図９】 ロウサイドトランジスタに供給されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成を説明するタイムチャート。
【図１０】 従来のモータ駆動用半導体集積回路のブロック図。
【図１１】 図１０の半導体集積回路の動作を説明するためのタイムチャート。
【符号の説明】
１ ３相ブラシレスモータ
２ マイコン
３，４，５ 励磁コイル
２６ ブリッジ出力回路
２７ 検出回路
２８ 内部電圧発生回路
２９ 三角波発生回路
３０ 比較器
３１ タイミング信号・シフト信号生成回路
３２ パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路
３３ 制御回路
４１ Ｔ計数器
４２ 保持回路
４３ 演算回路
４４ Ｔ／２演算回路
４５ Ｔ／４演算回路
４６ Ｔ／８演算回路
４７ Ｔ／６４演算回路
４８ タイミング信号生成回路
４９ シフト信号生成回路
５１ 第１ステップ電圧発生回路
５２ 第２ステップ電圧発生回路
５３，５４ 比較器
５５，５６ バッファ
５７，５８ 分圧抵抗
５９，６０ アナログスイッチ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路からなるモータ駆動回路に関し、特に、各相の励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期とする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、スイッチ素子を矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより励磁コイルを励磁制御するブラシレスモータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のモータ駆動用半導体集積回路１００は、図１０示すように、スター結線３相ブラシレスモータ１と、モータ１の回転速度制御信号を供給するマイコン２と、直流電源ＶDDと、接地端子とが接続されて使用される。モータ１の励磁コイル３，４，５は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相としてスター結線されており、一端側がＵ相端子Ｕ，Ｖ相端子Ｖ，Ｗ相端子Ｗに接続され、他端側が中点として共通接続されて中点端子Ｃに接続されている。マイコン２は入力端子Ｓに接続されている。
【０００３】
半導体集積回路１００は、ＰＷＭ制御により電流量が制御された相励磁のための電流を所定のタイミングで励磁コイル３，４，５に供給するブリッジ出力回路６と、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を検出し、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する検出回路７と、マイコン２からの回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧を生成する内部電圧発生回路８と、三角波電圧を生成する三角波発生回路９と、内部電圧発生回路８からの内部電圧を三角波発生回路９からの三角波電圧でパルス幅変調したＰＷＭ信号を生成する比較器１０と、比較器１０からのＰＷＭ信号および検出回路７からの回転子位置信号に基づいて、ブリッジ出力回路６に対して通電タイミング制御およびＰＷＭ制御を行う制御回路１１とを具備している。
【０００４】
ブリッジ出力回路６は、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを制御するＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３と、各励磁コイル３，４，５への電流量を所定のタイミングでＰＷＭ制御するＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６とを有している。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートには通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートには電流量制御信号が制御回路１１からそれぞれ供給される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６はそれぞれ直列接続されており、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のソース及びトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のソースはそれぞれ共通接続されており、電源ＶDDと接地間に接続される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６の接続点はモータ１の端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続される。
【０００５】
検出回路７は、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する。
【０００６】
制御回路１１は、比較器１０からＰＷＭ信号が、および、検出回路７から回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが供給され、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを設定するとともに、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに出力する通電タイミング制御信号およびＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに出力する電流量制御信号を生成する。尚、モータの起動時には、励磁コイル３，４，５の両端に誘起電圧が発生せず、検出回路７は回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成しないため、図示しない起動回路からの起動パターンが制御回路１１に供給される。
【０００７】
以上の構成の半導体集積回路１００をモータ１に接続した場合の動作を図１１を併用して説明する。各励磁コイル３，４，５への通電タイミングおよび電流量の制御は後述するが、制御回路１１で通電タイミングが図１１（ａ）に示すように設定され、制御回路１１からＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに矩形波の通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形の電流量制御信号が図１１（ｄ）に示すように供給され、図１１（ｂ）に示す順に、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３が矩形波オン制御されるとともに，トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御され、モータ１は、３相のうちハイサイドに接続される相とロウサイドに接続される相との２相ずつ、図１１（ａ）に示す相の順に、電流が流れ励磁されて回転子が回転し、その電流方向は端子ＵからＶ、ＵからＷ、ＶからＷ、ＶからＵ、ＷからＵ、ＷからＶの順で切り替わる６状態を繰り返す。
【０００８】
モータ１の各励磁コイル３，４，５への通電タイミングは以下のように制御される。励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出回路７に供給し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、図１１（ｃ）に示す波形の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成し、制御回路１１に供給する。回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが制御回路１１に供給されると、制御回路１１にて回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷにより通電タイミングが設定され、図１１（ｄ）に示すゲート電圧がトランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に供給され、図１１（ｂ）に示すタイミングで、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３が矩形波オン制御されるとともに、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御される。
【０００９】
一方、モータ１の各励磁コイル３，４，５への電流量は以下のように制御される。マイコン２から内部電圧発生回路８に回転速度制御信号が供給されると、回転速度制御信号は内部電圧に変換されて内部電圧発生回路８から比較器１０の非反転（＋）入力端子に供給され、比較器１０の反転（−）入力端子に供給されている三角波発生回路９からの三角波電圧と比較されて、マイコン２の内部で設定された所望回転数となるように電流制御するＰＷＭ信号として制御回路１１に供給される。このＰＷＭ信号によりＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相を上記で設定された通電タイミングに基づき、図１１（ｂ）に示すタイミングでパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御する電流量制御信号が生成され、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに図１１（ｄ）に示す電圧波形で供給され、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御のタイミングとの組合せで、モータ１は、上述の６状態の順に繰り返し電流の方向が切り替わり回転する。尚、マイコン２から供給される回転速度制御信号は、検出回路７からの回転子位置信号から図示しない内部回路で生成した回転速度信号をマイコン２に供給し、マイコン２内で設定した所望回転数の信号と比較し、その差電圧から生成される。
【００１０】
以上のようにして、トランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御と、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御により、モータ１を回転制御する。
【００１１】
ところで、上述の半導体集積回路１００は、通電タイミング制御信号であるトランジスＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形が矩形波でオン制御され、電流量制御信号であるトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲート電圧波形が各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形でＰＷＭ制御され、これらの立ち上がりおよび立ち下がり部分がモータ駆動時の騒音の原因となっている。
【００１２】
上述の問題を解決する提案が、例えば、特開平１１−２３５０７９号公報に開示されている。この公報で示された騒音対策では、モータ駆動コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりをスロープ状になるようにソフトスイッチング制御している。このソフトスイッチング制御を行うために、通電位置信号の立上がりと立下がりに傾きをつけたパルス信号としての相切換台形波と複合台形波を生成しているが、この立上がりと立下がりの傾きは、通電位置信号のそれぞれの立上がりと立下がりのエッジをトリガとしたパルスＴｇを生成し、そのパルスＴｇをトリガとしたパルスＶｓｌｏｐｅから生成しており、モータの回転速度に対して一定であると思われる。また、通電位置信号の立上がりおよび立下がりのエッジをそのまま相切換台形波と複合台形波の立上がりおよび立下がりに利用している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記公報で示された騒音対策では、モータ駆動コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりをスロープ状になるようにソフトスイッチング制御しており、回転子の磁束変化が正弦関数で変化するので、モータ駆動コイルの励磁束と回転子の磁束とのズレが生じ、静音効果が低くなり、騒音対策が不充分となる虞がある。
また、上記のソフトスイッチング制御を行うために、通電位置信号の立上がりと立下がりに傾きをつけたパルス信号としての相切換台形波と複合台形波を生成しているが、この立上がりと立下がりの傾きは、通電位置信号のそれぞれの立上がりと立下がりのエッジをトリガとしたパルスＴｇを生成し、そのパルスＴｇをトリガとしたパルスＶｓｌｏｐｅから生成しており、モータの回転速度に対して一定であり、低回転数では通電位置信号の周期に対するこの立上がりと立下がりの傾きの幅の比が小さくなり、静音効果が低くなり、騒音対策が不充分となる虞がある。
また、通電位置信号の立上がりおよび立下がりのエッジをそのまま相切換台形波と複合台形波の立上がりおよび立下がりに利用しているので、通電が回転子位置に対して最適にならず、回転効率があまりよくない。
本発明は上記問題点に鑑み、コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりを正弦関数で変化する回転子の磁束変化に近づくようにパルス幅化正弦波によるＰＷＭ制御でソフトスイッチング制御し、そのＰＷＭ制御の幅は、回転子位置信号の周期に対して一定比率となるように設定し、また、通電が回転子位置に対して最適となる制御をするようにした半導体集積回路からなるブラシレスモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明のブラシレスモータ駆動回路は、各相の励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期とする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、スイッチ素子を矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御することにより励磁コイルを励磁制御するブラシレスモータ駆動回路において、矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後にパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行う構成としている。
以下の手段は、励磁コイルが３相からなり、励磁制御が２相励磁であり、スイッチ素子が通電タイミング制御用スイッチ素子と電流量制御用スイッチ素子からなり、通電タイミング制御用スイッチ素子が矩形波オン制御され、電流量制御用スイッチ素子がパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御される場合の手段であるが、これに限定されることはなく、他の場合、例えば、４相であってもよく、この場合、以下の手段に準じた手段とすればよい。
矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングは、各相の回転子位置信号の半周期（πラディアン）の長さを半周期ごとにＴ計数器でカウントし、このカウント値をＴとして、このＴからＴ／２を演算し、カウントされた回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、カウントされた回転子位置信号の相と異なる２相の切り替えタイミングとして設定され、その幅は、２Ｔ／３である。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅は、２相励磁するハイサイド側スイッチング素子とロウサイド側スイッチング素子に貫通電流が流れるのを防止するために、Ｔ／６＝３０°未満の値とし、かつパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御の効果を大きくするためにＴ／６にできるだけ近い値とする。また、この幅は、Ｔに対して一定比率とするため、Ｔに比例するように設定する。この幅を設定する回路は、上記Ｔ計数器のカウント値を演算して行う回路構成とし、回路を簡単な構成とするために、この幅は、Ｔを２の倍数で割れる値とし、Ｔ／８＝２２．５°に設定する。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅としてのＴ／８＝２２．５°は、ＴからＴ／２、Ｔ／４およびＴ／８を演算し、さらにＴ／４＋Ｔ／８およびＴ／２＋Ｔ／８を演算して、カウントされた回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点から（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点までのＴ／８幅と、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点からＴ／２経過時点までのＴ／８幅とが、カウントされた回転子位置信号の相と異なる２相の幅として設定される。
パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号は、ＴからＴ／６４を演算し、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミング幅であるＴ／８をＴ／６４のパルス幅で順次シフトさせて生成した８つのシフト信号を用いて、パルス幅変調用電圧を正弦関数に基づいて設定した分圧比で８ステップに分圧したステップ電圧を三角波電圧でパルス幅変調して生成する。
パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値を、矩形波オン制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成用のパルス幅変調用電圧として用い、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧を、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成用のパルス幅変調用電圧として用いる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の一実施例について図１を参照して説明する。図において、２００はモータ駆動用半導体集積回路で、スター結線３相ブラシレスモータ１と、モータ１の回転速度制御信号を供給するマイコン２と、直流電源ＶDDと、接地端子とが接続されて使用される。モータ１の励磁コイル３，４，５は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相としてスター結線されており、一端側がＵ相端子Ｕ，Ｖ相端子Ｖ，Ｗ相端子Ｗに接続され、他端側が中点として共通接続されて中点端子Ｃに接続されている。マイコン２は入力端子Ｓに接続されている。
【００１６】
半導体集積回路２００は、ＰＷＭ制御により電流量が制御された相励磁のための電流を所定のタイミングで励磁コイル３，４，５に供給するブリッジ出力回路２６と、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を検出し、矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する検出回路２７と、マイコン２からの回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧Ｖａを生成する内部電圧発生回路２８と、三角波電圧を生成する三角波発生回路２９と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調して各制御タイミングごとにオンデューティが一定のパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号を生成する比較器３０と、検出回路２７からの回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを供給してタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗおよびシフト信号ＳＦを生成するタイミング信号・シフト信号生成回路３１と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａ、および、タイミング信号・シフト信号生成回路３１からのシフト信号ＳＦとを供給して、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２と、 比較器３０からのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号、およびタイミング信号・シフト信号生成回路３１からのタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを供給して、ブリッジ出力回路２６への通電タイミング制御信号および電流量制御信号を生成する制御回路３３とを具備している。
【００１７】
ブリッジ出力回路２６は、各励磁コイル３，４，５への通電タイミングを制御するスイッチ素子としてのＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３と、各励磁コイル３，４，５への電流量を所定のタイミングでＰＷＭ制御するスイッチ素子としてのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６とを有している。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートには通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートには電流量制御信号が制御回路３３からそれぞれ供給される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６はそれぞれ直列接続されており、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のソース及びトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のソースはそれぞれ共通接続されており、電源端子ＶDDと接地間に接続される。トランジスタＱ１とＱ４，Ｑ２とＱ５，及びＱ３とＱ６の接続点はモータ１の端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続される。
【００１８】
検出回路２７は、励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧を端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出し、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、誘起電圧の極性が反転し、次に極性が反転するまでのゼロクロス点間を半周期（πラディアン）とする矩形波の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成する。
【００１９】
タイミング信号・シフト信号生成回路３１とパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２とについては、後述する。
【００２０】
制御回路３３は、比較器３０からパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号，パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号、および、タイミング信号・シフト信号生成回路３１からタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが供給され、ブリッジ出力回路２６のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに供給する通電タイミング制御信号およびＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに供給する電流量制御信号を生成する。
【００２１】
以上の構成の半導体集積回路２００をモータ１に接続した場合の動作を図２を併用して説明する。励磁コイル３，４，５の両端に発生する誘起電圧が端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｃから検出回路２７に供給され、図示しない内部の積分回路および比較器を介して、図２（ｃ）に示す波形の回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが生成され、タイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給される。回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがタイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給されると、タイミング信号・シフト信号生成回路３１にて回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷによりタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとシフト信号ＳＦが生成され、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗは制御回路３３に供給され、シフト信号ＳＦはパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給される。
【００２２】
一方、マイコン２から内部電圧発生回路２８に回転速度制御信号が供給されると、回転速度制御信号の電圧に応じて変化するパルス幅変調用電圧としての内部電圧Ｖａが生成されて内部電圧発生回路２８から比較器３０の非反転（＋）入力端子に供給され、比較器３０の反転（−）入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、マイコン２の内部で設定された所望回転数となるように電流制御するパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。また、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａは、三角波発生回路２９からの三角波電圧、およびタイミング信号・シフト信号生成回路３１からのシフト信号ＳＦとともに、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給されて、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。尚、マイコン２から供給される回転速度制御信号は、検出回路２７からの回転子位置信号から図示しない内部回路で生成した回転速度信号をマイコン２に供給し、マイコン２内で設定した所望回転数の信号と比較し、その差電圧から生成される。
【００２３】
制御回路３３にタイミング信号・シフト信号生成回路３１からタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗ、比較器３０からパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号，およびパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２からパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が供給されると、後述するように、ブリッジ出力回路２６の制御タイミングが設定され、この制御タイミングでブリッジ出力回路２６を制御する通電タイミング制御信号および電流量制御信号が生成され、ブリッジ出力回路２６のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに通電タイミング制御信号が、および、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに電流量制御信号が供給され、図２（ｂ）に示す順に、各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３,Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６がタイミング制御され、モータ１は、３相のうちハイサイドに接続される相とロウサイドに接続される相との２相ずつ、図２（ａ）に示す相の順に、電流が流れ励磁されて回転子が回転し、その電流方向は端子ＵからＶ、ＵからＷ、ＶからＷ、ＶからＵ、ＷからＵ、ＷからＶの順で切り替わる６状態を繰り返す。
【００２４】
ブリッジ出力回路２６の制御タイミングは、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗにより、図２（ｂ）に示すように設定され、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３の制御タイミングは、矩形波オン制御タイミングとこのタイミングの前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとを有し、ロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６の制御タイミングは、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングとこのタイミングの前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとを有している。
【００２５】
通電タイミング制御信号および電流量制御信号は、上記のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングにパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号を同期させて生成され，図２（ｄ）に示すように、通電タイミング制御信号の電圧波形は矩形波とこの波形の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ波形とを有し、電流量制御信号の電圧波形はパルス幅化矩形波ＰＷＭ波形とこの波形の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ波形とを有している。
【００２６】
以下に、タイミング信号・シフト信号生成回路３１とパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２の構成を説明し、矩形波オン制御タイミング、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成される動作についてさらに詳しく説明する。
【００２７】
先ず、タイミング信号・シフト信号生成回路３１について説明する。タイミング信号・シフト信号生成回路３１は、図３に示すように、検出回路２７からの回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷの半周期の長さをカウントし、このカウント値をＴとして出力するＴ計数器４１と、Ｔ計数器４１からのＴを保持する保持回路４２と、保持回路４２に保持されたＴ、Ｔ計数器４１からのＴおよび回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを演算して、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗおよびシフト信号ＳＦを生成する演算回路４３とを有している。尚、モータの起動時には、励磁コイル３，４，５の両端に誘起電圧が発生せず、検出回路２７は回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成しないため、図示しない起動回路からの起動パターンがタイミング信号・シフト信号生成回路３１に供給される。
【００２８】
演算回路４３は、図４に示すように、保持回路４２に保持されたＴからＴ／２信号、Ｔ／４信号、Ｔ／８信号、およびＴ／６４信号をそれぞれ生成するＴ／２演算回路４４、Ｔ／４演算回路４５、Ｔ／８演算回路４６、およびＴ／６４演算回路４７と、Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号と、Ｔ計数器４１のＴと、回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとを論理処理してタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを生成するタイミング信号生成回路４８と、 Ｔ／６４信号と、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとを論理処理してシフト信号ＳＦを生成するシフト信号生成回路４９とを有している。
【００２９】
タイミング信号生成回路４８は、Ｔ／４信号とＴ／８信号およびＴ／２信号とＴ／８信号とを加算し、さらに、Ｔ／２信号、（Ｔ／４＋Ｔ／８）信号、（Ｔ／２＋Ｔ／８）信号をＴ計数器４１のカウント値および回転子位置信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとでそれぞれ論理処理して、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗを生成し、制御回路３３とシフト信号生成回路４９とに供給する。
【００３０】
タイミング信号・シフト信号生成回路３１でタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが生成される動作について、回転子位置信号ＰＵに基づいて生成されるタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕを例に、図５を参照して説明する。先ず、Ｕ相がフローティング相→ハイサイド通電相→フローティング相と切替わったときに検出回路２７から出力される回転子位置信号ＰＵ、すなわち、回転子位置信号ＰＵの半周期のうち、“Ｈ（ハイ）”レベルの期間がＴ計数器４１でカウントされる。このカウント値であるＴが演算回路４３に供給され、演算回路４３のＴ／２演算回路４４、Ｔ／４演算回路４５、およびＴ／８演算回路４６でＴ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がそれぞれ生成される。Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がタイミング信号生成回路４８に供給され、Ｔ／４信号とＴ／８信号およびＴ／２信号とＴ／８信号とが加算され、図５に示すように、回転子位置信号ＰＵのカウントされた“Ｈ”レベルの立ち下がり時点からＴ／２経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ１Ｕと、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ２Ｕと、（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち上がるタイミング信号Ａ３Ｕとが生成される。
【００３１】
次に、Ｕ相がフローティング相→ロウサイド通電相→フローティング相と切替わったときに検出回路２７から出力される回転子位置信号ＰＵ、すなわち、回転子位置信号ＰＵの半周期のうち、“Ｌ（ロウ）”レベルの期間がＴ計数器４１でカウントされる。このカウント値であるＴが演算回路４３に供給され、同様に、Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号がそれぞれ生成され、タイミング信号生成回路４８に供給され、回転子位置信号ＰＵの カウントされた“Ｌ”レベルの立ち上がり時点からＴ／２経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ１Ｕと、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ２Ｕと、（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点で回転子位置信号ＰＵを反転させ立ち下がるタイミング信号Ａ３Ｕとが生成される。
同様に、回転子位置信号ＰＶに基づいてタイミング信号Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ、 および、 回転子位置信号ＰＷに基づいてタイミング信号Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが生成される。
【００３２】
制御回路３３にタイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗが供給されて、矩形波オン制御タイミング、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングおよびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングが生成される動作について、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕを例に、図５を参照して説明する。
タイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ２の矩形波オン制御タイミングの終了タイミングと、Ｗ相を制御するトランジスタＱ３の矩形波オン制御タイミングの開始タイミングとが生成され、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ５のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの終了タイミングと、トランジスタＱ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始タイミングとが生成される。
同様に、タイミング信号Ａ１Ｖ，Ａ１Ｗの立ち上がり時点および立ち下がり時点で、矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングが生成される。
【００３３】
タイミング信号Ａ１ＵとＡ３Ｕとの排他的論理和により、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点からタイミング信号Ａ３Ｕの立ち上がり時点までのＴ／８の幅で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ２の矩形波オン制御タイミングの終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングと、タイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点からタイミング信号Ａ３Ｕの立ち下がり時点までのＴ／８の幅で、Ｖ相を制御するトランジスタＱ５のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとが生成され、タイミング信号Ａ１ＵとＡ２Ｕとの排他的論理和により、タイミング信号Ａ２Ｕの立ち上がり時点からタイミング信号Ａ１Ｕの立ち上がり時点までのＴ／８の幅で、Ｗ相を制御するトランジスタＱ３の矩形波オン制御タイミングの開始切り替え時点直前のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングと、タイミング信号Ａ２Ｕの立ち下がり時点からタイミング信号Ａ１Ｕの立ち下がり時点までのＴ／８の幅で、Ｗ相を制御するトランジスタＱ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始切り替え時点直前のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングとが生成される。
同様に、タイミング信号Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗにより、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングが生成される。
【００３４】
シフト信号生成回路４９は、Ｔ／６４信号と、タイミング信号Ａ１Ｕ〜Ａ３Ｕ，Ａ１Ｖ〜Ａ３Ｖ，Ａ１Ｗ〜Ａ３Ｗとを論理処理して、上述したハイサイド側トランジスタの矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側トランジスタのパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの開始切り替え時点直前および終了切り替え時点直後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅である各Ｔ／８幅をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全相に亙って、図６に示すように、Ｔ／６４幅のパルスでシフトさせて生成されたシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８をパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２に供給する。
【００３５】
次に、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２について、図７を参照して説明する。パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａの最大値ＶａＭＡＸ、およびシフト信号生成回路４９からのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８を供給して、第１ステップ電圧ＶＳＨを生成する第１ステップ電圧発生回路５１と、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａ、およびシフト信号生成回路４９からのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８を供給して、第２ステップ電圧ＶＳＬを生成する第２ステップ電圧発生回路５２と、第１ステップ電圧ＶＳＨを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調してブリッジ出力回路２６のハイサイドトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器５３と、ステップ電圧ＶＳＬを三角波発生回路２９からの三角波電圧でパルス幅変調してブリッジ出力回路２６のロウサイドトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器５４とを有している。
【００３６】
第１および第２ステップ電圧発生回路５１,５２は、バッファ５５,５６と、分圧抵抗５７,５８と、アナログスイッチ５９,６０とを有している。分圧抵抗５７,５８は、表１に示す正弦関数に基づいて設定した分圧比で８分圧されている。
【００３７】
【表１】
パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路３２でパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成される動作について、図８および図９を併用して説明する。
第１ステップ電圧発生回路５１は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａの最大値ＶａＭＡＸを、バッファ５５を介して、分圧抵抗５７でＶＳＨ１〜ＶＳＨ８に８分圧し、アナログスイッチ５９へのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８によりＴ／８をＴ／６４のステップ幅に等分割した８ステップのステップ電圧ＶＳＨを、図８（ａ）に示すオン時（Ｐ１）に対応して図８（ｂ）に示すステップダウン波形に生成するとともに、図８（ａ）に示すオフ時（Ｐ２）に対応して図８（ｃ）に示すステップアップ波形に生成し、比較器５３の非反転入力端子に供給する。ステップ電圧ＶＳＨが比較器５３の非反転入力端子に供給されると、比較器５３の反転入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、図８（ａ）に示すオン時（Ｐ１）およびオフ時（Ｐ２）に対応して図８（ｂ）および図８（ｃ）に示すパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。三角波電圧の周期は、ステップ電圧のステップ幅より小さく設定されている。
【００３９】
第２ステップ電圧発生回路５２は、内部電圧発生回路２８からの内部電圧Ｖａを、バッファ５６を介して、分圧抵抗５８でＶＳＬ１〜ＶＳＬ８８分圧し、アナログスイッチ６０へのシフト信号ＳＦ１〜ＳＦ８によりＴ／８をＴ／６４のステップ幅に等分割した８ステップのステップ電圧ＶＳＬを、図９（ａ）に示すオン時（Ｐ３）に対応して図９（ｂ）に示すステップアップ波形に生成するとともに、図９（ａ）に示すオフ時（Ｐ４）に対応して図９（ｃ）に示すステップダウン波形に生成し、比較器５４の非反転入力端子に供給する。ステップ電圧ＶＳＬが比較器５４の非反転入力端子に供給されると、比較器５４の反転入力端子に供給されている三角波発生回路２９からの三角波電圧と比較されて、図９（ａ）に示すオン時（Ｐ３）およびオフ時（Ｐ４）に対応して図９（ｂ）および図９（ｃ）に示すパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が生成され制御回路３３に供給される。
【００４０】
以上のように、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３の矩形波オン制御およびロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後にパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行う構成としている。そして、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号は、ＴからＴ／６４を演算し、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅であるＴ／８をＴ／６４のパルス幅で順次シフトさせて８つのシフト信号を生成し、このシフト信号を用いて、パルス幅変調用電圧を正弦関数に基づいて設定した分圧比で８ステップに分圧してステップ電圧を生成し、このステップ電圧を三角波でパルス幅変調して生成している。さらに、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられるパルス幅変調用電圧は、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧であり、矩形波オン制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられるパルス幅変調用電圧は、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値である。従って、コイルに供給する電流の立上がりと立ち下がりが正弦関数で変化する回転子の磁束変化に近づき、モータの騒音を低減することができる。
【００４１】
また、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅は、回転子位置信号の１６分の１周期（Ｔ／８＝２２．５°）に設定している。従って、回転子位置信号の１２分の１周期（Ｔ／６＝３０°）未満の値としているので、ハイサイド側トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３とロウサイド側トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６間に貫通電流が流れるのを防止でき、かつ１２分の１周期にできるだけ近い値としているので、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御の効果を大きくすることができる。また、回転子位置信号の周期に対して一定比率としているので、低速回転においてもモータの騒音を低減することができる。また、Ｔを２の倍数で割れる値としているので、この幅を設定する回路を、Ｔ計数器４１によるＴを論理処理する回路構成とすることができ、簡単な回路構成とすることができる。
【００４２】
また、Ｔ計数器４１により各相の回転子位置信号の半周期をカウントし、このＴから演算回路４３によりＴ／２、Ｔ／４、およびＴ／８を演算してタイミング信号を生成し、このタイミング信号から制御回路３３により、半周期がカウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、半周期がカウントされた相と異なる２相のハイサイド側の矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの切り替え時点とし、矩形波オン制御タイミングおよびロウサイド側のパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの幅を２Ｔ／３（＝１２０°）としている。従って、各励磁コイルの位置を回転子のＮ極・Ｓ極の中点が通過するときを中心に前後Ｔ／３（＝６０°）の期間、回転子のＮ極・Ｓ極の中点が通過する励磁コイルを通電し、通電が回転子位置に対して最適となる制御ができ、回転効率をよくすることができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように、この発明のブラシレスモータ駆動回路は、矩形波オン制御およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の少なくと１つの制御の前後をパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御するようにしたので、モータの騒音を低減できる。また、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの幅を回転子位置信号の周期に対して一定比率となるようにしたので、低速回転でもモータの騒音を低減できる。また、３相ブラシレスモータ駆動回路の場合、半周期がカウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、半周期がカウントされた相と異なる２相の矩形波オン制御タイミングおよびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御タイミングの切り替え時点としているので、通電が回転子位置に対して最適となる制御をでき、回転効率をよくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例のモータ駆動用半導体集積回路のブロック図。
【図２】 図１に示す半導体集積回路の動作を説明するためのタイムチャート。
【図３】 図１に示す半導体集積回路に使用されるタイミング信号・シフト信号生成回路のブロック図。
【図４】 図３に示すタイミング信号・シフト信号生成回路に使用される演算回路のブロック図。
【図５】 タイミング信号およびパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御タイミングの生成を説明するタイムチャート。
【図６】 シフト信号の生成を説明するタイムチャート。
【図７】 図１に示す半導体集積回路に使用されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路のブロック図。
【図８】 ハイサイドトランジスタに供給されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成を説明するタイムチャート。
【図９】 ロウサイドトランジスタに供給されるパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成を説明するタイムチャート。
【図１０】 従来のモータ駆動用半導体集積回路のブロック図。
【図１１】 図１０の半導体集積回路の動作を説明するためのタイムチャート。
【符号の説明】
１ ３相ブラシレスモータ
２ マイコン
３，４，５ 励磁コイル
２６ ブリッジ出力回路
２７ 検出回路
２８ 内部電圧発生回路
２９ 三角波発生回路
３０ 比較器
３１ タイミング信号・シフト信号生成回路
３２ パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路
３３ 制御回路
４１ Ｔ計数器
４２ 保持回路
４３ 演算回路
４４ Ｔ／２演算回路
４５ Ｔ／４演算回路
４６ Ｔ／８演算回路
４７ Ｔ／６４演算回路
４８ タイミング信号生成回路
４９ シフト信号生成回路
５１ 第１ステップ電圧発生回路
５２ 第２ステップ電圧発生回路
５３，５４ 比較器
５５，５６ バッファ
５７，５８ 分圧抵抗
５９，６０ アナログスイッチ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
Claims (17)
- 各相の励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期Ｔとする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、スイッチ素子を矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御することにより励磁コイルを励磁制御するブラシレスモータ駆動回路において、矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後に、タイミング幅がＴ／６未満の値であるパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うことを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。
- 前記励磁コイルが３相からなり、前記励磁制御が２相励磁であり、前記スイッチ素子が通電タイミング制御用スイッチ素子と電流量制御用スイッチ素子からなり、通電タイミング制御用スイッチ素子が前記矩形波オン制御され、電流量制御用スイッチ素子が前記パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御されることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路。
- ３相の各励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期Ｔとする矩形波の回転子位置信号を生成し、この回転子位置信号に基づき、２相ずつ励磁コイルを励磁制御する通電タイミング制御用スイッチ素子および電流量制御用スイッチ素子のうち通電タイミング制御用スイッチ素子を矩形波オン制御し、電流量制御用スイッチ素子をパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御するブラシレスモータ駆動回路において、矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後に、タイミング幅がＴ／６未満の値であるパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うことを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。
- 前記矩形波オン制御およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御のタイミングが、各相の回転子位置信号の半周期の長さを半周期ごとにカウントし、このカウント値をＴとして、このＴからＴ／２を演算し、前記カウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点を、前記カウントされた相と異なる２相の前記タイミングの切り替え時点として設定されたことを特徴とする請求項２または請求項３記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記矩形波オン制御およびパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御のタイミング幅が、２Ｔ／３であることを特徴とする請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅が、Ｔに基づいて設定されたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅が、Ｔを２の倍数で割る値に設定されたことを特徴とする請求項６記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅が、Ｔ／８に設定されたことを特徴とする請求項７記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅が、ＴからＴ／２、Ｔ／４およびＴ／８を演算し、さらにＴ／４＋Ｔ／８およびＴ／２＋Ｔ／８を演算して、カウントされた回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点から（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点までのＴ／８幅と、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点からＴ／２経過時点までのＴ／８幅とで、前記カウントされた相と異なる２相に対して設定されたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号が、ＴからＴ／６４を演算し、パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミング幅であるＴ／８をＴ／６４のパルス幅で順次シフトさせて８つのシフト信号を生成し、このシフト信号を用いて、パルス幅変調用電圧を正弦関数に基づいて設定した分圧比で８ステップに分圧してステップ電圧を生成し、このステップ電圧を三角波電圧でパルス幅変調して生成されることを特徴とする請求項９記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられる前記パルス幅変調用電圧は、パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧であり、前記矩形波オン制御の前後のパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号の生成に用いられる前記パルス幅変調用電圧は、前記回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値であることを特徴とする請求項１０記載のブラシレスモータ駆動回路。
- ３相からなる励磁コイルの２相励磁を制御する通電タイミング制御用スイッチ素子と電流量制御用スイッチ素子とを含むブリッジ出力回路と、前記各励磁コイルの両端に発生する誘起電圧を検出し、各相の励磁コイルごとに、誘起電圧の極性が反転し次に極性が反転するまでの期間を半周期Ｔとする矩形波の回転子位置信号を生成する検出回路と、前記回転子位置信号に基づき、前記通電タイミング制御用スイッチ素子を矩形波オン制御し、前記電流量制御用スイッチ素子をパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御する制御回路とを具備したブラシレスモータ駆動回路において、タイミング信号およびシフト信号を生成するタイミング信号・シフト信号生成回路と、パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路とを有して、矩形波オン制御および／またはパルス幅化矩形波ＰＷＭ制御の直前および直後に、タイミング幅がＴ／６未満の値であるパルス幅化正弦波ＰＷＭ制御を行うことを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。
- 前記タイミング信号・シフト信号生成回路が、前記回転子位置信号の半周期の長さをカウントし、このカウント値をＴとして、出力するＴ計数器と、前記Ｔを保持する保持回路と、前記保持回路に保持されたＴ、前記Ｔ計数器からのＴおよび前記回転子位置信号を演算して、タイミング信号およびシフト信号を生成する演算回路とを有することを特徴とする請求項１２記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記演算回路が、前記保持回路に保持されたＴに基づいてＴ／２、Ｔ／４、Ｔ／８、およびＴ／６４信号をそれぞれ生成するＴ／２演算回路、Ｔ／４演算回路、Ｔ／８演算回路、およびＴ／６４演算回路と、前記Ｔ／２信号、Ｔ／４信号およびＴ／８信号と、前記Ｔ計数器のＴと、前記回転子位置信号とを論理処理して前記タイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記Ｔ／６４信号と前記タイミング信号とを論理処理して前記シフト信号を生成するシフト信号生成回路４９とを有することを特徴とする請求項１３記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記タイミング信号生成回路が、前記カウントされた相の回転子位置信号のカウント直後のエッジからＴ／２経過時点にエッジを有する第１のタイミング信号と、（Ｔ／４＋Ｔ／８）経過時点にエッジを有する第２のタイミング信号と、（Ｔ／２＋Ｔ／８）経過時点にエッジを有する第３のタイミング信号とを生成することを特徴とする請求項１４記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記制御回路が、前記第１のタイミング信号と第３のタイミング信号との排他的論理和による、第１のタイミング信号のエッジから第３のタイミング信号のエッジまでのＴ／８の幅と、前記第１のタイミング信号と第２のタイミング信号との排他的論理和による、第２のタイミング信号のエッジから第１のタイミング信号のエッジまでのＴ／８の幅との前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ制御のタイミングを生成することを特徴とする請求項１５記載のブラシレスモータ駆動回路。
- 前記パルス幅化正弦波ＰＷＭ信号生成回路が、前記パルス幅化矩形波ＰＷＭ制御を行うためのパルス幅化矩形波ＰＷＭ信号の生成に用いられ、回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧の最大値と、前記シフト信号とを供給して、第１ステップ電圧を生成する第１ステップ電圧発生回路と、前記回転速度制御信号に応じて変化するパルス幅変調用電圧と、前記シフト信号とを供給して、第２ステップ電圧を生成する第２ステップ電圧発生回路と、前記第１ステップ電圧を三角波電圧でパルス幅変調して前記通電タイミング制御用スイッチ素子に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器と、前記第２ステップ電圧を三角波電圧でパルス幅変調して前記電流量制御用スイッチ素子に供給するパルス幅化正弦波ＰＷＭ信号を生成する比較器とを有することを特徴とする請求項１２記載のブラシレスモータ駆動回路。
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