CN1115590A - 扩频通信接收机 - Google Patents

Abstract

扩频通信接收机可以避免在本地信号振荡器中使用高精度、高稳定性的VCO。这种接收机包括校正器，一个RAKE电路，一个再调制器，用于产生与发射机端的初始调制信号对应的信号；一个乘法器；一个平均电路用于平均乘法器的输出来抑制基带信号的噪声分量，然后仅输出所接收信号和本地信号的频偏分量；一个用于产生一个校正信号的电路，此信号具有从所述频偏分量中获得的角速率和与基带信号相反的极性，然后由校正器抑制频偏分量。

Description

扩频通信接收机

本发明涉及一种适于移动通信的码分多址(CDMA)通信***的接收机，尤其涉及一种扩频通信接收机，它按照在基带信号范围内接收的信号来校正本地信号的频率偏移。

在本说明书中，“基带信号”这一术语指具有无载波信号分量的信号。更确切地讲，发射机端的基带信号指初始调制后的信号或扩展后的信号，接收机端的基带信号指正交检波后或去扩展前的信号以及去扩展后的信号。

目前，已经投入大量的力量用于CDMA***的研究和开发。CDMA***分为直接序列(CD)***和跳频(FH)***。目前很少采用FH***。这是因为FH***把一个码元分解为若干个微小单元，然后把各个微小单元以高速率转变为不同频率的各种载波，就目前的技术发展水平，很难通过频率合成器实现这一过程。

这使得DS***被广泛采用。DS***执行，在发射机端，使用四相移相键控(QPSK)和相似的技术，对一个原始信号进行初始调制，采用一个扩展码把初始调制信号扩展(二次调制)为一个宽带信号，然后通过载波发射出去。在接收机端，去掉载波，通过采用与发射机相同的扩展码把宽带信号去扩展(二次解调)为初始调制信号，然后通过初始解调恢复为原始信号。

将考虑到在CDMA***应用于象便携式电话这样的移动通信***中所涉及的问题。目前，移动通信基站设备包括一个高稳定性的基准振荡器，根据日本关于数字车载电话的国标中所规定的精度，其绝对精度小于0.05ppm。另一方面，由于很难采用高稳定性带恒温器的基准振荡器，所以移动站设备通常采用温度补偿晶体振荡器(TCXO)。在800MHz频段内，晶体振荡器的频率精度，其绝对精度大约为3ppm。

因此，移动站的本地信号的频率将偏离基站发送信号(即，移动站的接收信号)的中心频率。为了补偿频率的偏移。保持稳定地接收，需要一个AFC(自动频率控制)电路。另外，由于移动站相对于基站经常在移动，由多普勒效应引起所接收信号的中心频率将更偏移。

图1显示了具有AFC电路的常规CDMA接收器的主要部分。加到输入端10的中频(IF)接收信号通过混合线圈10A分为两部分，然后送到正交检波器11。正交检波器通过从电压控制振荡器(VCO)12来的本地信号检测IF接收信号然后输出一个同相基带信号I和一个正交基带信号Q。这些基带信号是由扩展码进行扩展的基带信号。基带信号I通过LPF(低通滤波器)13送到A/D转换器15，然后转换为数字信号。同样，基带信号Q通过LPF14送到A/D转换器16，然后转换为数字信号。

把这些数字信号反馈到相关器17，此相关器包括匹配滤波器或一个滑动相关器，检测所接收的数字信号和扩展码间的相关性，然后去扩展这些数字信号。换句话说，相关器17作为一个去扩展器，并输出与初始调制信号对应的基带信号。将相关器17的输出送到RAKE接收器和解调器18，此解调器对与初始调制信号对应的基带信号进行解调并恢复为原始信号。

AFC电路20安排如下：相关器17的输出送到差分解调器21，将经过差分解调器后的信号送到相位误差检波器22，相位误差检波器22从信号I和信号Q的振幅中获得相位误差分量tan^-1(Q/I)并输出此信号。此输出信号代表一个相位旋转分量，即相对于发射机端的初始调制信号的映射点的在接收机的相位误差。换句话说，所获得的相位误差信号与所接收的信号和本地信号间的频率误差成比例。采用环路滤波器23对相位误差信号进行平均，然后把它作为控制电压反馈到VCO12。这样，VCO12通过与相位误差信号相应的误差校正电压进行反馈控制，以便校正所接收信号的中心频率和本地信号的频率间的频率误差。

根据此方法，由于VCO12要求使用高精度、高稳定性的VCO，所带来的问题是使移动单元的价格变得昂贵。

因此，本发明的一个目的在于提供一个适用于放入IC(集成电路)且价格便宜的扩频通***。

在本发明的第一个方面中，这里所提供的扩频通信接收机包括：

一个检波器，用于采用本地信号检测所接收的信号，然后把所接收的信号转换为第一基带信号；

一个去扩展器，用于采用一个扩展码去扩展基带信号，然后输出与发射机端的初始调制信号对应的第二基带信号；

一个校正器，用于使用校正信号校正第二基带信号；

一个干扰抑制器，用于抑制从校正器输出的第三基带信号内的干扰分量；

一个再调制器，用于调制所要求信号分量，然后产生一个与发射机端的初始调制信号对应的再调制信号；

一个乘法器，用于第二基带信号与再调制信号的共轭复数信号相乘，从而输出包括频偏分量的信号，此分量代表一个偏移频率，它对应了本地信号的频率相对于所接收信号的中心频率的偏离。

一个平均电路，用于平均乘法器的输出来消除乘法器的输出的噪声分量；从而输出频偏分量，以及

一个校正信号发生器，用于通过从频偏分量中提取偏移频率产生校正信号。

校正信号发生器可以包括一个快速付里叶变换电路，用于对频偏分量进行付里叶变换；一个峰值检波器，用于检测快速付里叶变换电路的输出峰值；以及一个数字电压控制振荡器，用于通过在与峰值对应的频率上振荡来产生校正信号。

干扰抑制器可以包括一个自适应RAKE电路。

扩频通信接收机还包括：

一个存贮电路，用于存贮已知专用字的模式；

一个检波器，用于检测第二基带信号中接收的专用字的开始，以及

一个选择器，当检波器检测到接收专用字的开始时，可选择地向再调制器提供从存贮电路来的专用字和当检波器检测到接收专用字的结束时，可选择地向再调制器提供干扰抑制器的输出。

根据本发明，通过在基带信号域内处理数字信号来校正所接收信号的中心频率和本地信号频率间的偏移。因此，可以避免在常规的本地信号振荡器中采用高精度、高稳定性的振荡器把所接收的信号变换为基带信号，这样可能降低移动通信单元的成本。

图1是常规扩频通信接收机的主要部分的方框图；

图2是根据本发明的第一个实施方式的扩频通信接收机的方框图；以及

图3是根据本发明的第二个实施方式的扩频通信接收机的方框图。

参考附图将描述本发明的实施方式。在图2和图3中，线路上的双斜标记号(∥)表示此线路是双线线路。相应地，在这些线路上的信号可以作为复数来处理。实施方式1

图2是根据本发明的第一个实施方式的扩频通信接收机的方框图。

在图2中，从相关器17(去扩展器)所输出的基带信号，即与初始调测信号对应的去扩展信号S₁，可以表示为：S1(t)＝R·e^jΔwt·e^jφ(t)＋N(t)，其中R是基带信号S₁的振幅，Δω是27πΔf，Δf是所接收信号和本地信号间的频率偏移，φ(t)是基带信号S₁的调制分量的相位以及N(t)是随机热噪声分量。在校正器25中，把信号S₁乘上将在下面描述的校正信号S₂，从而对信号S₁进行校正。校正后的信号S₃送到作为干扰抑制器的自适应RAKE电路上。

自适应RAKE电路30包括采样电路31，对信号S₃进行采样；延时电路32B—32D，将采样电路31的输出延时一预定的时间；乘法器35A—35D，将采样电路31的输出和延时电路32B—32D的输出分别乘上分接系数(tapped coefficient)a₁—a₄。分接系数控制器36，根据采样电路31的输出，延时电路32B—32D的输出以及下面将描述的加法器39的输出产生分接系数α₁—α₄；积分器37将乘法器35A—35D的输出求和；判定电路38判定求和后的输出S₄并产生判定后的输出(所要求波形分量)S₅；以及加法器39，输出在判定电路38的输出S₅和积分器37的输出S₄间的差值。

将判定输出S₅(所要求波形分量)送到反向调制器40，后者它包括再调制器41和乘法器42。再调制器41以与在发射机端进行初始调制的相同方式对判定后的输出S₅进行再调制，从而输出再调制信号S₆。再调制信号S₆可以表示为S₆＝e^jφ(t)。乘法器42将再调制信号96的复共轭e^jφ(t)乘上输入基带信号S₁，从而输出信号S₇，信号S₇可表示如下： $S7=(R\·e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}\·e^{\mathrm{j\φ}\left(t\right)}+N\left(t\right))\·e^{-j\widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right)}$ $=R\·e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}\·e^{j(\mathrm{\φ}\left(t\right)-\widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right))}+N\left(t\right)\·e^{-j\widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right)}$

其中， $\mathrm{\φ}\left(t\right)\≈\widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right)$ 。这样，得到以下表达式：S7＝R·e^jΔωt＋N(t)·e^-jφ(t)

表达式右边的第一项代表频偏分量，第二项代表热噪声分量。换句话说，反向调制器40把基带信号S₁分为频偏分量和热噪声分量。

通过平均电路50对从反向调制器40输出的信号S₇进行平均以消除热噪声分量N(t)·e^jφ(t)，从而仅产生频偏分量R·e^j/Δwt。平均电路50包括乘法器51，加法器52，延时电路53和乘法器54。乘法器51将信号S₇乘上一个预定的恒定值α，加法器52将乘法器51和54的输出相加，延时电路53将加法器52的输出延迟一段时间T，乘法器54将延时电路53的输出乘上一个恒定值(1—α)。这样，平均电路对信号S₇进行平均并输出一个仅包括信号S₇的频偏分量的信号S₈。

把信号S₈送到频率分析器61，频率分析器是一个FFT(快速付里叶变换)电路，此电路对频偏R·e^jΔwt进行付里叶变换。这样，频率分析器输出信号S₉其中在角频率Δw处有一线频信号S₉被馈送到峰值检波器62、峰值检波器62获得与峰值对应的角频率Δw并向数字VCO63提供与角频率对应的频率控制信号S₁₀，这样，数字VCO63输出具有角频率Δw和相位与信号S₁相反的校正信号S₂正信号S₂送到校正器25，乘上输入基带信号S₁，从而消除信号S₁中的频偏分量。

实施方式2

图3是根据本发明的第二个实施方式的扩频通信接收机的主要部分，本实施方式与第一个实施方式的不同点如下：

(1)用于实现帧同步的专用字检波器，与相关检波器17的输出相连，专用字检波器70检测到接收一帧的开始点，即接收到用于帧同步的专用字的开始点并输出一开关信号S₁₁。另外，专用字检波器70检测接收专用字的结束。

(2)提供专用字存贮电路81，用于存贮建立同步所发送的已知的专用字。专用字一般在一帧的初始部分发送，用于帧同步，后跟所传送的信息。

(3)提供一个选择器82，用于选择和输出判定输出S₅和专用字S₁₂。此选择由来自专用字检波器70的开关信号S₁₁来控制。

(4)采用四个采样电路31A—31D代替在图2中的采样电路31和延迟电路32B—32D。采样器31A—32D的采样时序如图3所示顺序地移动，这同样可能达到与采样电路31和延迟电路32B—32D组合起来时同样的作用。这部分的安排如图2。

当接收到专用字时，选择器82向再调制器41提供从专用字存贮器电路81中读出的专用字S₁₂。当接收信息时，选择器82向再调制器41提供判定电路38的输出S₅。这样，当接收一个已知专用字时，总可以获得一个正确的再调制信号S₆。因此，第二个实施方式比第一个实施方式更精确地消除了频偏分量。

Claims (4)

1.一个扩频通***包括：

一个检波器，用于采用一个本地信号检测所接收的信号，从而把所接收的信号转换成第一基带信号；

一个去扩展器，采用一个扩展编码对所述的第一基带信号进行去扩展，从而输出与发射机端的初始调制信号对应的第二基带信号；

一个校正器，通过校正信号来校正所述的第二基带信号；

一个干扰抑制器，用于抑制从所述的校正器输出的第三基带信号中的干扰分量，从而产生所要求的信号分量；

一个再调制器，用于调制所述要求的信号分量，从而产生一个与所述发射机端的初始调制信号对应的再调制信号；

一个乘法器，把所述的第二基带信号与所述的再调制信号的共轭复数信号相乘，从而输出包括表示偏移频率的频率分量的信号，所述偏移频率对应于所述本地信号的频率相对于所述接收信号的中心频率的偏离；

一个平均电路，用于平均所述乘法器的输出以消除所述乘法器的输出的噪声分量，从而输出所述频偏分量，以及

一个校正信号发生器，用于从所述频偏分量中抽取所述的偏移频率产生所述的校正信号。

2.如权利要求1中所要求的扩频通***，其中所述校正信号发生器包括一个快速付里叶变换电路，用于对所述频偏分量进行付里叶变换；一个峰值检波器，用于检测所述快速付里叶变换电路输出的峰值以及一个数字压控振荡器，用于在相应峰值的频率下振荡产生所述校正信号。

3.权利要求2中所要求的扩频接收器，其中所述干扰抑制器包括一个自适应RAKE电路。

4.权利要求1中所要求的扩频通***还包括：

一个存贮电路，用于存贮已知专用字的模式

一个检波器，用于检测从所述第二基带信号接收的所述专用字的开始，以及

一个选择器，用于当所述检测器检测到接收所述专用字的开始时，可选择地向再调制器提供从所述存贮电路来的所述专用字以及当所述检波器检测到接收所述专用字的结束时，可选择地提供所述干扰抑制器的输出。

Images