JP3563231B2 - 周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に係り、特に、サブキャリヤーの周波数間隔の半分以上の偏移を有する多重化信号に周波数同期することに好適な、周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信の変調方式として、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の実用化が進められている。
【０００３】
ＯＦＤＭが適用される方式として、例えば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられる。これは、一般に、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれている。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユーレカ１４７ＤＡＢシステムは、
１９９４年１１月にＩＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格になっている。この規格は、「ＥＴＳ ３００４０１」として発行されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数のサブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送される。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおいて、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異なるサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間における積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交するという。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式では、送信側と受信側とに周波数差が生じると、復調に際して、他のサブキャリヤーとの直交性が崩れる。これは、干渉により復調されるデーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じる原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれにおける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げられる。
【０００６】
周波数差が生じた場合でも誤りが少ない復調データーを得るために、周波数同期方式が検討されている。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．１９，Ｎｏ．３８，ｐｐ．１３〜１８ ）に記載される周波数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を利用している。
【０００７】
すなわち、受信信号を直交検波回路によりベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャリヤー成分を復調する。図１４の（１）は、直交検波器の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複写されている。図１４の（２）は、図１４の（１）の信号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１４の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガード期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることにより、２つの信号の相関をもとめた結果である。ＧｎとＧｎ’とは同じ信号波形であるので、図１４の（３）に示すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
【０００８】
同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉとし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとすると、
周波数誤差δは、
【０００９】
【数１】
【００１０】
により求めることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図１５に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周期を有している。このため、誤差信号δに対応する周波数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例えば、図１５において、δ１の誤差信号が得られた場合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、真の正規化周波数オフセットが、ＯＡであっても、これを、オフセットＯＢ、ＯＣなどと区別することはできない。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定することは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤ることもあり得る。
【００１２】
ところが、一般に、ＯＦＤＭでは、サブキャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、周波数差をこの１／２以下に抑えることは困難である。
【００１３】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャリヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５００Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度となる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。この精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴い、実際的ではない。
【００１４】
また、送信側と受信側との相対距離が変化する場合、例えば、移動体に設置された受信装置における放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信側、受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトが、サブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限されるという問題がある。
【００１５】
また、上記の方法では、適用対象が、ガード期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設けられていない場合は、周波数偏移を検知することが困難であるという問題がある。
【００１６】
本発明は、ＯＦＤＭ信号の周波数偏差が、サブキャリヤー間隔の１／２以上あっても、この偏移量を特定し、周波数同期することができる周波数制御装置を提供することを第１の目的とする。
【００１７】
また、ガード期間が含まれないＯＦＤＭ信号であっても、その周波数偏移を検知し、周波数同期することができる周波数制御装置を提供することを第２の目的とする。
【００１８】
送信側と受信側とで相対距離が変化し、サブキャリヤー間隔の１／２以上のドップラーシフトが生ずる場合に好適な、受信装置、通信装置を提供することを第３の目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的および第２の目的を達成するために、本発明の第１の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布、および、予め定められたメトリックスの分布の差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２０】
本発明の第２の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重され、各サブキャリヤーの差動復調における基準位相を伝送するための基準シンボル期間を有する多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を再生キャリヤーを用いて直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記基準シンボル期間において離散フーリエ変換手段から受け付けたメトリックスの位相の並び、および、予め定められた位相の並びの差に応じて周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記演算制御手段により生成された指示に従って、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させるための周波数変化手段とを有し、
上記演算制御手段は、
上記複数のサブキャリヤーのうち、少なくとも１部のサブキャリヤーについて、各サブキャリヤーの基準位相と、それに隣接するサブキャリヤーの基準位相との位相差を示す位相差列を予め記憶し、
基準シンボル期間における多重化信号が受け付けられるに際し、
基準シンボル期間におけるメトリックスについて、各メトリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差をそれぞれ求め、
上記求めた位相差の列の少なくとも１部に、上記予め記憶してある位相差列が一致するように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２１】
本発明の第３の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換するための変換手段と、
上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較するための比較手段と、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、上記変換手段に入力される前の多重化信号の周波数を変化させるための変化手段とを備えること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２２】
本発明の第４の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御方法において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、
上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較し、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前の多重化信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御方法が提供される。
【００２３】
上記第３の目的を達成するために、本発明の第４の態様によれば、
直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかにおける周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置が提供される。
【００２４】
本発明の第５の態様によれば、
直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記受信部は、上記第４の態様における受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置が提供される。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２６】
先ず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。
【００２７】
図１において、周波数制御装置１０００は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２００と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成される。
【００２８】
上記直交検波部１１００は、ＯＦＤＭ信号を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互いに直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
【００２９】
直交検波部１１００は、例えば、受け付けた信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振するための再生キャリヤー生成部１１１９と、上記分配された２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよびＹをそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１１０７Ｂとを用いて構成することができる。
【００３０】
上記再生キャリヤー生成部１１１９は、例えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１１７０とを用いて構成することができる。このように構成された再生キャリヤー生成部１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することができる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従って、その発振周波数を変化させることができる。
【００３１】
上記離散フーリエ変換部１２００は、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサンプリングポイントで、上記Ｉ相信号およびＱ相信号をそれぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換するためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を実行するためのＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）回路１２０９とを有して構成される。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などを用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成される。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
【００３２】
上記周波数偏差検知部１３００は、上記離散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うための演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｔｒｏｌ；自動周波数制御）信号を生成するための制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
【００３３】
上記制御信号生成部１３５０は、例えば、演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ（ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ ａｎａｌｏｇ）変換器を用いることができる。また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー生成部１１１９として数値制御発振器が用いられている場合には、制御信号生成部１３５０を省略し演算結果に示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演算結果に応じた周波数の変化量を示すＡＦＣ信号を生成することができる。
【００３４】
なお、ＡＦＣ信号が示す変化量の大きさを一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算結果に応じて変化してもよい。変化量の大きさを一定値とすることにより、制御信号生成部１３５０、および、直交検波部１１００における再生キャリヤー生成部１１１９を簡易に構成することができる。
【００３５】
また、本実施の形態では、直交検波部１１００における再生キャリヤーの周波数を変化させる態様について説明したが、周波数を変化させる態様はこれに限らない。例えば、図１３に示すように、受け付けられたＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための、周波数変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けられる場合、ＡＦＣ信号を周波数変換部に与え、周波数変換部で周波数が変換される変換量を変化させることができる。
【００３６】
次に、図１および図２を参照して、上述のように構成される周波数制御装置の動作について説明する。
【００３７】
まず、図２を参照して、周波数制御装置に与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
【００３８】
図２の（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図２の（ａ）には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤＭ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに限らないことは勿論である。
【００３９】
上記ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、周波数領域で示すと、図２の（ｂ）に示すスペクトルとなる。これは、図２の（ａ）に示す時間軸波形のフーリエ変換に相当する。図２の（ｂ）において、複数のサブキャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変調による側波帯成分を含んでいる。
【００４０】
次に、図１を参照して、本実施の形態の周波数制御装置の動作について説明する。
【００４１】
先ず、直交検波部１１００において、ＯＦＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号およびＱ相軸信号が取得される。
【００４２】
そして、離散フーリエ変換部１２００において、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信号）が、それぞれサンプリング（標本化）される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２００（図１参照）では、サブキャリヤー数より多いサンプリングポイントでサンプリングし、サンプリングされたデーターについて離散フーリエ変換の計算を行っている。
【００４３】
すなわち、サンプリングされたＩ相軸データーおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換により、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポイント（標本化点）の数ＮＳに相当する数の周波数スロットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮＳ個のメトリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮＣに相当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数をサンプリングポイント数が超過した数ＮＯＳ（＝ＮＳ−ＮＣ）に相当する無効メトリックスが含まれている。無効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤーからの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮＣ個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、（ＮＯＳ／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
【００４４】
ここで、虚数単位をｊ、メトリックスが得られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとすると、各メトリックスＺｉは、（ａｉ＋ｊｂｉ）と表され、上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイント数ＮＳのメトリックス｛Ｚｉ｝（ｉ＝１，２，３，…，ＮＳ）を示す、２系列のデーター｛ａｉ｝、｛ｂｉ｝が得られる。
【００４５】
例えば、上記ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブキャリヤーを有する。このような信号について、本実施の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリングポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１２の無効メトリックスが得られる。
【００４６】
なお、２のべき乗の数でサンプリングを行うことにより、ＦＦＴによるＤＦＴ演算の高速化の効果を向上させることができる。
【００４７】
次に、周波数偏差検知部１３００において、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメトリックスの分布｛ａｉ＋ｊｂｉ｝と、予め定められた分布との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果に応じてＡＦＣ信号が生成される。
【００４８】
上記差を求める演算処理としては、例えば、メトリックス分布｛Ｚｉ｝から、そのパワー分布｛Ｐｉ｝を求め、このパワー分布｛Ｐｉ｝の分布中心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との差を求めることができる。パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役をＺ＊として、
Ｐ＝Ｚ２
＝Ｚ・Ｚ＊＝Ｚ＊・Ｚ …（１０１）
と定義することができる。すなわち、メトリックスＺが、
Ｚ＝（ａ＋ｊｂ）
であるとき、このメトリックスのパワーは、
Ｐ＝（ａ＋ｊｂ）（ａ−ｊｂ）
＝（ａ・ａ＋ｂ・ｂ） …（１０２）
と与えられる。
【００４９】
次に、上記周波数偏差検知部１３００で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００５０】
この演算処理においては、連続して並ぶＮＣ個の周波数スロットに対応する周波数の区間幅を有する窓であって、この窓に含まれる周波数スロットにおけるパワーの総和が最大となる窓を求め、求めた窓の中心の周波数と、予め定められた基準周波数との差が求められる。
【００５１】
上記区間の下端がｋ番目の周波数スロットである窓に含まれる、周波数スロットにおけるパワーの総和Ｍ（ｋ）は、ｋ番目の周波数スロットから高周波側にＮｃ個の周波数スロットにおけるパワーＰｉについて和をとり、
【００５２】
【数２】
【００５３】
と表すことができる。
【００５４】
ここで、窓は、区間の下端ｋが１番目からＮＯＳ番目までとなる区間について定義される。
【００５５】
上記のように定義される総和Ｍ（ｋ）（ｋ｜１≦ｋ≦ＮＯＳ）のうち、最大となる総和をＭｍａｘと書く。
【００５６】
上述のように区間幅が、ＮＣ個の周波数スロット、すなわち、有効メトリックスの数に相当するとき、上記総和の最大値Ｍｍａｘを与える下端は、１つきまり、これをＫと書く。すなわち、最大となる総和は、Ｍｍａｘ（Ｋ）と書ける。
【００５７】
また、周波数差がない状態で有効メトリックスが現れる周波数スロットは理論的に求めることができる。このとき周波数スロットは、ＮＣであり、下端のスロットのｒ番とする。すなわち、ｒ番目から（ｒ＋ＮＣ）番目の周波数スロットに有効メトリックスが現れる。このときのメトリックスの理論値について、含まれる周波数スロットでのパワーの総和が最大とする窓の下端ＫＴは、ＫＴ＝ｒである。これは、窓の区間が、理論的に求められた有効メトリックスが現れる周波数範囲に一致している状態に相当する。例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩのＯＦＤＭ信号について、２０４８点で標本化を行った場合、ｒは、２５６となる。
【００５８】
上述のようにして計算した窓に含まれるメトリックスのパワーの総和に基づいて、受け付けた信号と、理論的な周波数、すなわち、標本化周波数との周波数差が求められる。すなわち、周波数差ｄＦは、理論的なメトリックスを最大とする窓の下端ｒ、および、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスを最大とする窓の下端Ｋの差と、周波数スロットの間隔とに比例し、
ｄＦ∝Ｓ・（ｒ−Ｋ） …（１０３）
と表すことができる。
【００５９】
上記周波数差ｄＦは、例えば、次式に従って求めることができる。
【００６０】
【数３】
【００６１】
ここで、Ｃは、比例定数であり、また、関数Ｐ（ｒ−ｋ）は、
【００６２】
【数４】
【００６３】
と定義される。
【００６４】
例えば、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られるメトリックスについてパワーの総和が最大となる窓の下端の周波数スロットＫがｒより大きいとき、ｄＦは負となる。これは、直交検波部においてベースバンドに変換され、離散フーリエ変換部に入力されたＯＦＤＭ信号の周波数が上方向（周波数が高い方向）にずれていることを示す。
【００６５】
ところで、上述した演算手順では、ＮＣ個の有効メトリックスのすべてについて計算したが、窓を上端および下端の２つに分け、中央部における計算を省略してもよい。これは、台形状に有効メトリックスが現れ、中央部では、窓と、有効メトリックスが、常に重なるため、どの窓においても、同様な寄与となるからである。中央部における計算を省略することにより、演算時間を短縮することができる。
【００６６】
すなわち、各窓についての総和を次式の定義に従って計算することができる。
【００６７】
【数５】
【００６８】
ここで、省略する部分の区間幅は、有効メトリックスの数ＮＣより小さくなるように選ぶ。２つの窓の区間幅ｎ１とｎ２とは、相等しく選んでもよいし、互いに異なる区間幅に選んでもよい。例えば、２つの窓の区間幅が相等しく、ｎ１＝ｎ２＝１００、ｎ１＝ｎ２＝２００などとなるように選ぶことができる。
【００６９】
また、受け付けるＯＦＤＭ信号において、予めパワー分布が与えられる期間が含まれるとき、この期間に受け付けられた信号のパワー分布と、上記予め定められたパワー分布とを比較して、伝送経路におけるパワー伝送率の周波数依存性、バックグランドなど影響を低減することができる。また、周波数制御部より前段に設けられる回路、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフィルターなどの影響を低減することもできる。
【００７０】
上記予めパワー分布が与えられる期間としては、例えば、信号が含まれないヌルシンボルが伝送されるヌルシンボル期間に到来する信号を用いることができる。
【００７１】
すなわち、上記ヌルシンボルを離散フーリエ変換したメトリックスを
Ｃｉ＋ｊＤｉ
として、それぞれの窓におけるパワーの総和を次式に従って求めることができる。
【００７２】
【数６】
【００７３】
これは、上記単一の窓による計算、および、２つの窓による計算のいずれについても適用することができる。
【００７４】
次に、図３および図４を参照して、計算手順について説明する。
【００７５】
先ず、ステップＳ１０において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００７６】
そして、離散フーリエ変換の結果得られたメトリックスを用いて、各窓におけるパワー総和を計算する（Ｓ１１）。求めたパワーの総和のうちから最大値を検出する（Ｓ１２）。
【００７７】
ステップＳ１３において、周波数誤差のない状態で得られる、図３の（ａ）に示す理論的なメトリックスの分布について、パワーの総和を計算する。
【００７８】
ステップＳ１２で求めたパワーの総和の最大値と、Ｓ１３で求めた理論的なメトリックスについてのパワーの総和とから、周波数誤差を求める（Ｓ１４）。
【００７９】
このようにして求められた周波数誤差が減少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させることにより周波数同期を行うことができる。
【００８０】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８１】
本実施の形態における周波数制御装置１３２２（図１参照）は、上記第１の実施の形態における周波数と基本的な構成は同様であるが、演算処理部１３２２（図１参照）における演算の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【００８２】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布の重心を求め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図１参照）に与える。
【００８３】
以下に、上記演算処理部１３２２（図１参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００８４】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図１参照）で取得されたＮＳ個のメトリックスの分布｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮＳ）について、予め定められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷＬと、周波数スロットより高い周波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮＳ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷＨとをそれぞれ求める。基準周波数は、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数は、Ｃ＝ＮＳ／２となる。
【００８５】
そして、上記求めた総和ＷＬ、総和ＷＨとを比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することができる。
【００８６】
【数７】
【００８７】
この式では、取得されたメトリックスの全てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に予想される有効メトリックスの範囲について計算を行ってもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が重複して行われるのでこれを省略することができる。すなわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
【００８８】
【数８】
【００８９】
に従って、総和の差を求めることができる。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目のスロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちらに偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、
Ｃ＝２０４８／２
＝１０２４
と選ぶことができる。
【００９０】
また、第１の実施形態と同様に、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ｝とから、
【００９１】
【数９】
【００９２】
を求め、このメトリックスを計算に用いる。
【００９３】
また、メトリックスのパワーの全周波数スロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
【００９４】
【数１０】
【００９５】
によって求められ、これを用いて規格化された総和の差 δＷ／Ｗｔを求めることができる。これを周波数のズレ量として制御信号生成部１３５０（図１参照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号のパワーが変動する場合であっても、この影響を低減することができる。
【００９６】
次に、図５および図６を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【００９７】
先ず、ステップＳ２１において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００９８】
ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２２）。
【００９９】
ステップＳ２３において、上記Ｓ２２で規格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領域に分割し、それぞれにおけるパワーの総和を計算する。このとき、周波数差がない場合には、分割された２つの領域は、図５の（ａ）に示すように対称となる。また、周波数差がある場合、例えば、低周波側にずれた信号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、２つの領域が非対称となる。そして、上記２つの領域によるパワーの総和の差を求める。
【０１００】
また、受信された信号がフェージングなどの影響を受けている場合は、ステップＳ２４において周波数のずれを補正する。
【０１０１】
次に、図７および、図８を参照して、本発明の第３の実施の形態について説明する。
【０１０２】
本実施の形態の周波数制御装置は、第１の実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を求めるための演算処理の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【０１０３】
本実施の形態では、中心周波数の周波数スロットにおけるメトリックスのパワーは、図７の（ａ）に示すように理論的に０となることを用いて、受信したＯＦＤＭ信号の周波数差を求めている。すなわち、周波数差が生じた場合には、図７の（ｂ）に示すように、パワーが０となる周波数スロットが移動するため、この周波数スロットと、予め定められた基準周波数とを比較する。以下に、この演算処理の詳細について説明する。
【０１０４】
各周波数スロットｉ（１〜ＮＳ）について、メトリックスのパワーＰｉは、
Ｐｉ＝（Ａｉ・Ａｉ＋Ｂｉ・Ｂｉ） …（１０４）
である。各周波数スロットについて、高周波側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパワー比率Ｒｆｉ、および、低周波側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパワー比率ＲｒＩを、
Ｒｆｉ＝Ｐｉ／Ｐｉ−１ …（１０５ａ）
Ｒｒｉ＝Ｐｉ／Ｐｉ＋１ …（１０５ｂ）
と定義する。そして、上記Ｒｆｉ，Ｒｒｉが、予め定められた搬送波対雑音比Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）となる周波数スロットｉを求める。上記Ｃ／Ｎ比は、例えば、９ｄＢに選ぶことができる。このとき、上記Ｒｆｉ，Ｒｒｉが共に０．１２６以下になるｉを求めると、そのｉ番目の周波数スロットが送信側の中心周波数であるとして、予め定められた基準周波数スロットの周波数と比較して、受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
【０１０５】
また、受信されるＯＦＤＭ信号に、パワー分布が既知であるシンボル期間が含まれる場合には、この期間における信号のパワー分布に基づいて、伝送経路における周波数依存性の影響を低減することができる。このような、周波数依存性としては、例えば、送信側と受信側とを接続するための伝送線路の特性、電磁波が伝搬する空間の特性、周波数制御装置より前段に設けられる他の回路の特性などが挙げられる。上記前段に設けられる他の回路としては、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフィルターなどが挙げられる。
【０１０６】
また、上記パワー分布が既知であるシンボル期間としては、例えば、ヌルシンボル期間を利用することができる。すなわち、ヌルシンボル期間に離散フーリエ変換されたメトリックスを
｛Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ｝
とし、信号期間のメトリックスを
｛Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ｝
とすると、ヌルシンボル期間のメトリックスのパワーで規格化されたメトリックスを、
｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝＝｛（Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ）／（Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ）｝…（１０６）
として求めることができる。このメトリックスを上述の計算でのパワーに代入することによって、伝送路の影響を低減することができる。
【０１０７】
なお、離散フーリエ変換で得られたメトリックスの全て、すなわち、標本化点に相当する周波数スロットの全てについて演算してもよいし、上記基準周波数を含む予め定められた数のメトリックスを用いて演算を行ってもよい。このメトリックスの数は、予想される最大の周波数差に応じて設定することができる。このように、一部のメトリックスについて演算することにより、演算時間を短縮することができる。
【０１０８】
図８を参照して、規格化されたメトリックスを用いた演算の計算手順について説明する。
【０１０９】
先ず、シンボル期間について、２０４８個の標本化点で標本化され、ＦＦＴされて得られたメトリックスを受け付ける（Ｓ３１）。
【０１１０】
そして、ヌルシンボル期間に取得されたメトリックスを受け付け、これで、Ｓ３１で受け付けたメトリックスを規格化する（Ｓ３２）。
【０１１１】
規格化されたメトリックスのそれぞれについて、隣接する高周波側のメトリックス、および、低周波側のメトリックスとのパワー比率を計算する（Ｓ３３）。
【０１１２】
それぞれの周波数スロットにおけるパワー比率を、予め定められた閾値と比較し、上側、および、下側のパワー比率が共に閾値以下になる周波数スロットを求める（Ｓ３４）。
【０１１３】
このようにして、図７におけるパワーが０となる周波数スロット（実際には、ノイズなどによるバックグラウンドが含まれるため完全に０とはならない）を見つけることができる。そして、この周波数スロットの周波数と、基準周波数とを比較して周波数誤差を検出することができる。
【０１１４】
本実施の態様によれば、メトリックスの中心部におけるパワーの極小となる周波数スロットを用いて、周波数誤差を検出し、この周波数誤差に応じたＡＦＣ信号を生成することができる。これによって、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数誤差がある状態でも周波数同期を行うことができる。
【０１１５】
次に、図９および図１０を参照して、本発明の第４の実施の形態について説明する。
【０１１６】
本実施の形態の周波数制御装置は、第１の実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を求めるための演算処理の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【０１１７】
本実施の形態の演算処理では、ヌルシンボルの直後に送信される基準シンボルの中の各メトリックスにおけるの位相が規定されていることを利用し、受信ＯＦＤＭ信号の基準シンボルを離散フーリエ変換して得られたメトリックスで与えられる位相と、送信側の規定位相順とを照合判定し、その周波数スロット差から同期検波周波数差を検出するものである。
【０１１８】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩの場合、基準シンボル期間についてもサブキャリヤー数は１５３６であり、これを２０４８のサンプリングポイント数で離散フーリエ変換処理をすると、２０４８の周波数スロットが得られる（Ｓ４１）。これらの周波数スロットのうち、１５３６の周波数スロットについて有効メトリックスが得られる。ｊを虚数単位として、得られたメトリックスを
｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝
ｉ：１〜２０４８（ｉ番目のスロットを表す：サフィックス）
とすると、各周波数スロットの成分の位相角θｉは、
【０１１９】
【数１１】
【０１２０】
で表される。このθｉは無定位である。すなわち、標本化を行うＡ／Ｄ変換器の標本化のタイミングと同期検波周波数とに依存している。このため、全てのメトリックスの位相には、定常的なシフトが含まれている。そこで、各周波数スロットと、その手前番の周波数スロットとの位相差をψｉ＋１とすると、
【０１２１】
【数１２】
【０１２２】
によって求めることができる（Ｓ４２）。
【０１２３】
一方、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩにおける基準シンボルは、図９に示すようなθｒｉの内容で送信される。手前番との位相差ψｒｉ＋１は同様に得られ、図９に示すように並ぶ。ここで、表１には、送られてくるサブキャリヤー１５３６のメトリックスのうち、基準周波数の周波数スロットから高周波側に１６個の周波数スロットについて抜粋された位相差が記載されている。
【０１２４】
従って、受信ＯＦＤＭから得られたメトリックスによる位相差の並びψｉ＋１を、送信データー側にψｒ＋１を比較照合し、一致する周波数スロットが正しい周波数スロットであると言える。この時点で同期検波周波数差がサブキャリヤー間隔の整数倍の偏差として検出できる（Ｓ４４）。
【０１２５】
また、位相の並びの比較照合は、送信される１５３６のサブキャリヤーの全てについて行ってもよいし、一部のサブキャリヤーについて行ってもよい。比較照合を一部のサブキャリヤーについて行うことにより演算時間を短縮することができる。
【０１２６】
本実施の形態によれば、予め各サブキャリヤーにおける位相の並びが既知である信号期間がある場合、この位相の並びと、受け付けた信号の位相の並びとを比較照合して、受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
【０１２７】
次に、図１１を参照して、本発明の第５の実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１から第４の実施形態で説明した演算処理をもちいて周波数同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
【０１２８】
図１１において、受信装置２００は、入力端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗算器４と、ＳＡＷフィルター５と、中間周波増幅器６と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂと、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成している。
【０１２９】
上記受信装置２００において、入力端子１に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２により、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限され、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
【０１３０】
乗算器７Ａ、７Ｂは、第２局部発振回路１９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算することにより直交検波回路を構成している。乗算器７Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を行う。
【０１３１】
ＦＦＴ処理後、差動復調されて、最終的に音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明を省略する。
【０１３２】
一方、ＦＦＴ回路９の出力はそのメトリックスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで先に説明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１基準発振器２０Ａへ供給する。また、差動復調回路１２の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給される。
【０１３３】
本実施の形態によれば、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行うことができる。この受信装置２００は例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の受信に用いることができる。
【０１３４】
次に、図１２を参照して、本発明の第６の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
【０１３５】
図１２において、通信装置９００１は、到来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送信部４とを有して構成される。
【０１３６】
上記受信部９００２は、到来する電磁波から予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルター部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００と、検波および周波数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波された信号を復調するための復調部４０００と、復調された信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有して構成される。
【０１３７】
上記周波数制御部１０００は、例えば、上記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号およびＱ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００とを有する構成とすることができる。
【０１３８】
上記出力部５０００としては、例えば、音声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示するための画像出力装置、データーを出力するためのデーター出力装置などが挙げられる。
【０１３９】
上記音声出力装置は、例えば、アンプ、スピーカなどを用いて構成することができる。
【０１４０】
上記画像出力装置は、例えば、画像表示回路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することができる。
【０１４１】
上記データー出力装置は、例えば、インタフェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用いて構成することができる。
【０１４２】
また、上記受信部９００２において、フィルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これにより、情報が出力される態様に対応して、出力装置の組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに対応することなどができる。
【０１４３】
上記送信部９００４は、情報を受け付け、これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変換された信号で、搬送波を変調するための変調部７０００と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８０００とを有して構成される。
【０１４４】
また、通信装置９００１は、ＯＦＤＭ信号を送受するためのインタフェース部９００５に接続された他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じて例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネクタなどを用いることができる。なお、インタフェース部９００５は、図示される例のように、外付けされる態様であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様であってもよい。
【０１４５】
本実施の形態によれば、送信側と受信側とで周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通信することができる。
【０１４６】
【発明の効果】
本発明によれば、受け付けたＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよび周波数差が生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４７】
これによって、送信側と受信側との基準周波数にズレが生じている場合であっても、情報を伝送することができる。また、送信側と受信側との相対運動によりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４８】
また、上記周波数制御装置が搭載された受信装置を構成することができ、安定してＯＦＤ号による放送を受信することができる受信装置を提供することができる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
【０１４９】
また、上記周波数制御装置が搭載された通信装置を構成することができる。これによって、ディジタル電話などにおける周波数同期を安定なものにすることができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このため、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などのように、伝送情報量が大きい通信に対応することができる。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるため、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さらに、移動体による通信において、ドップラーシフトによる周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した状態で通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した周波数制御装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号を示す説明図であって、（ａ）時間領域の構造を示す波形図、（ｂ）周波数領域の構造を示すスペクトル図である。
【図３】メトリックスの分布を示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図４】本発明の第１の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図５】２つの領域に分割されたメトリックスのパワー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図７】ＤＦＴされたメトリックス分布における中心部を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図８】本発明の第３の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図９】ＤＡＢのモードＩに定められる位相の並びを示す説明図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に演算手順を示すフロー図である。
【図１１】本発明を適用した受信装置を示すブロック図である。
【図１２】本発明を適用した通信装置を示すブロック図である。
【図１３】本発明を適用した通信装置の他の態様を示すブロック図である。
【図１４】従来の周波数制御方法で周波数差検出に用いられる信号の相関を示す説明図である。
【図１５】従来の周波数制御方法における、相関信号と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１…入力端子、２…バンドパスフィルター、３…増幅器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フーリエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９００４…送信部、９００５…インタフェース部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に係り、特に、サブキャリヤーの周波数間隔の半分以上の偏移を有する多重化信号に周波数同期することに好適な、周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信の変調方式として、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の実用化が進められている。
【０００３】
ＯＦＤＭが適用される方式として、例えば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられる。これは、一般に、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれている。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユーレカ１４７ＤＡＢシステムは、
１９９４年１１月にＩＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格になっている。この規格は、「ＥＴＳ ３００４０１」として発行されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数のサブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送される。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおいて、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異なるサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間における積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交するという。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式では、送信側と受信側とに周波数差が生じると、復調に際して、他のサブキャリヤーとの直交性が崩れる。これは、干渉により復調されるデーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じる原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれにおける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げられる。
【０００６】
周波数差が生じた場合でも誤りが少ない復調データーを得るために、周波数同期方式が検討されている。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．１９，Ｎｏ．３８，ｐｐ．１３〜１８ ）に記載される周波数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を利用している。
【０００７】
すなわち、受信信号を直交検波回路によりベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャリヤー成分を復調する。図１４の（１）は、直交検波器の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複写されている。図１４の（２）は、図１４の（１）の信号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１４の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガード期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることにより、２つの信号の相関をもとめた結果である。ＧｎとＧｎ’とは同じ信号波形であるので、図１４の（３）に示すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
【０００８】
同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉとし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとすると、
周波数誤差δは、
【０００９】
【数１】
により求めることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図１５に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周期を有している。このため、誤差信号δに対応する周波数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例えば、図１５において、δ１の誤差信号が得られた場合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、真の正規化周波数オフセットが、ＯＡであっても、これを、オフセットＯＢ、ＯＣなどと区別することはできない。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定することは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤ることもあり得る。
【００１２】
ところが、一般に、ＯＦＤＭでは、サブキャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、周波数差をこの１／２以下に抑えることは困難である。
【００１３】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャリヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５００Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度となる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。この精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴い、実際的ではない。
【００１４】
また、送信側と受信側との相対距離が変化する場合、例えば、移動体に設置された受信装置における放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信側、受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトが、サブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限されるという問題がある。
【００１５】
また、上記の方法では、適用対象が、ガード期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設けられていない場合は、周波数偏移を検知することが困難であるという問題がある。
【００１６】
本発明は、ＯＦＤＭ信号の周波数偏差が、サブキャリヤー間隔の１／２以上あっても、この偏移量を特定し、周波数同期することができる周波数制御装置を提供することを第１の目的とする。
【００１７】
また、ガード期間が含まれないＯＦＤＭ信号であっても、その周波数偏移を検知し、周波数同期することができる周波数制御装置を提供することを第２の目的とする。
【００１８】
送信側と受信側とで相対距離が変化し、サブキャリヤー間隔の１／２以上のドップラーシフトが生ずる場合に好適な、受信装置、通信装置を提供することを第３の目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的および第２の目的を達成するために、本発明の第１の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布、および、予め定められたメトリックスの分布の差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２０】
本発明の第２の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重され、各サブキャリヤーの差動復調における基準位相を伝送するための基準シンボル期間を有する多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を再生キャリヤーを用いて直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記基準シンボル期間において離散フーリエ変換手段から受け付けたメトリックスの位相の並び、および、予め定められた位相の並びの差に応じて周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記演算制御手段により生成された指示に従って、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させるための周波数変化手段とを有し、
上記演算制御手段は、
上記複数のサブキャリヤーのうち、少なくとも１部のサブキャリヤーについて、各サブキャリヤーの基準位相と、それに隣接するサブキャリヤーの基準位相との位相差を示す位相差列を予め記憶し、
基準シンボル期間における多重化信号が受け付けられるに際し、
基準シンボル期間におけるメトリックスについて、各メトリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差をそれぞれ求め、
上記求めた位相差の列の少なくとも１部に、上記予め記憶してある位相差列が一致するように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２１】
本発明の第３の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換するための変換手段と、
上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較するための比較手段と、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、上記変換手段に入力される前の多重化信号の周波数を変化させるための変化手段とを備えること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２２】
本発明の第４の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御方法において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、
上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較し、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前の多重化信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御方法が提供される。
【００２３】
上記第３の目的を達成するために、本発明の第４の態様によれば、
直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかにおける周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置が提供される。
【００２４】
本発明の第５の態様によれば、
直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記受信部は、上記第４の態様における受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置が提供される。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２６】
先ず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。
【００２７】
図１において、周波数制御装置１０００は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２００と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成される。
【００２８】
上記直交検波部１１００は、ＯＦＤＭ信号を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互いに直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
【００２９】
直交検波部１１００は、例えば、受け付けた信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振するための再生キャリヤー生成部１１１９と、上記分配された２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよびＹをそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１１０７Ｂとを用いて構成することができる。
【００３０】
上記再生キャリヤー生成部１１１９は、例えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１１７０とを用いて構成することができる。このように構成された再生キャリヤー生成部１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することができる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従って、その発振周波数を変化させることができる。
【００３１】
上記離散フーリエ変換部１２００は、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサンプリングポイントで、上記Ｉ相信号およびＱ相信号をそれぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換するためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を実行するためのＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）回路１２０９とを有して構成される。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などを用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成される。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
【００３２】
上記周波数偏差検知部１３００は、上記離散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うための演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｔｒｏｌ；自動周波数制御）信号を生成するための制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
【００３３】
上記制御信号生成部１３５０は、例えば、演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ（ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ ａｎａｌｏｇ）変換器を用いることができる。また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー生成部１１１９として数値制御発振器が用いられている場合には、制御信号生成部１３５０を省略し演算結果に示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演算結果に応じた周波数の変化量を示すＡＦＣ信号を生成することができる。
【００３４】
なお、ＡＦＣ信号が示す変化量の大きさを一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算結果に応じて変化してもよい。変化量の大きさを一定値とすることにより、制御信号生成部１３５０、および、直交検波部１１００における再生キャリヤー生成部１１１９を簡易に構成することができる。
【００３５】
また、本実施の形態では、直交検波部１１００における再生キャリヤーの周波数を変化させる態様について説明したが、周波数を変化させる態様はこれに限らない。例えば、図１３に示すように、受け付けられたＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための、周波数変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けられる場合、ＡＦＣ信号を周波数変換部に与え、周波数変換部で周波数が変換される変換量を変化させることができる。
【００３６】
次に、図１および図２を参照して、上述のように構成される周波数制御装置の動作について説明する。
【００３７】
まず、図２を参照して、周波数制御装置に与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
【００３８】
図２の（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図２の（ａ）には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤＭ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに限らないことは勿論である。
【００３９】
上記ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、周波数領域で示すと、図２の（ｂ）に示すスペクトルとなる。これは、図２の（ａ）に示す時間軸波形のフーリエ変換に相当する。図２の（ｂ）において、複数のサブキャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変調による側波帯成分を含んでいる。
【００４０】
次に、図１を参照して、本実施の形態の周波数制御装置の動作について説明する。
【００４１】
先ず、直交検波部１１００において、ＯＦＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号およびＱ相軸信号が取得される。
【００４２】
そして、離散フーリエ変換部１２００において、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信号）が、それぞれサンプリング（標本化）される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２００（図１参照）では、サブキャリヤー数より多いサンプリングポイントでサンプリングし、サンプリングされたデーターについて離散フーリエ変換の計算を行っている。
【００４３】
すなわち、サンプリングされたＩ相軸データーおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換により、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポイント（標本化点）の数ＮＳに相当する数の周波数スロットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮＳ個のメトリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮＣに相当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数をサンプリングポイント数が超過した数ＮＯＳ（＝ＮＳ−ＮＣ）に相当する無効メトリックスが含まれている。無効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤーからの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮＣ個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、（ＮＯＳ／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
【００４４】
ここで、虚数単位をｊ、メトリックスが得られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとすると、各メトリックスＺｉは、（ａｉ＋ｊｂｉ）と表され、上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイント数ＮＳのメトリックス｛Ｚｉ｝（ｉ＝１，２，３，…，ＮＳ）を示す、２系列のデーター｛ａｉ｝、｛ｂｉ｝が得られる。
【００４５】
例えば、上記ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブキャリヤーを有する。このような信号について、本実施の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリングポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１２の無効メトリックスが得られる。
【００４６】
なお、２のべき乗の数でサンプリングを行うことにより、ＦＦＴによるＤＦＴ演算の高速化の効果を向上させることができる。
【００４７】
次に、周波数偏差検知部１３００において、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメトリックスの分布｛ａｉ＋ｊｂｉ｝と、予め定められた分布との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果に応じてＡＦＣ信号が生成される。
【００４８】
上記差を求める演算処理としては、例えば、メトリックス分布｛Ｚｉ｝から、そのパワー分布｛Ｐｉ｝を求め、このパワー分布｛Ｐｉ｝の分布中心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との差を求めることができる。パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役をＺ＊として、
Ｐ＝Ｚ２
＝Ｚ・Ｚ＊＝Ｚ＊・Ｚ …（１０１）
と定義することができる。すなわち、メトリックスＺが、
Ｚ＝（ａ＋ｊｂ）
であるとき、このメトリックスのパワーは、
Ｐ＝（ａ＋ｊｂ）（ａ−ｊｂ）
＝（ａ・ａ＋ｂ・ｂ） …（１０２）
と与えられる。
【００４９】
次に、上記周波数偏差検知部１３００で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００５０】
この演算処理においては、連続して並ぶＮＣ個の周波数スロットに対応する周波数の区間幅を有する窓であって、この窓に含まれる周波数スロットにおけるパワーの総和が最大となる窓を求め、求めた窓の中心の周波数と、予め定められた基準周波数との差が求められる。
【００５１】
上記区間の下端がｋ番目の周波数スロットである窓に含まれる、周波数スロットにおけるパワーの総和Ｍ（ｋ）は、ｋ番目の周波数スロットから高周波側にＮｃ個の周波数スロットにおけるパワーＰｉについて和をとり、
【００５２】
【数２】
と表すことができる。
【００５４】
ここで、窓は、区間の下端ｋが１番目からＮＯＳ番目までとなる区間について定義される。
【００５５】
上記のように定義される総和Ｍ（ｋ）（ｋ｜１≦ｋ≦ＮＯＳ）のうち、最大となる総和をＭｍａｘと書く。
【００５６】
上述のように区間幅が、ＮＣ個の周波数スロット、すなわち、有効メトリックスの数に相当するとき、上記総和の最大値Ｍｍａｘを与える下端は、１つきまり、これをＫと書く。すなわち、最大となる総和は、Ｍｍａｘ（Ｋ）と書ける。
【００５７】
また、周波数差がない状態で有効メトリックスが現れる周波数スロットは理論的に求めることができる。このとき周波数スロットは、ＮＣであり、下端のスロットのｒ番とする。すなわち、ｒ番目から（ｒ＋ＮＣ）番目の周波数スロットに有効メトリックスが現れる。このときのメトリックスの理論値について、含まれる周波数スロットでのパワーの総和が最大とする窓の下端ＫＴは、ＫＴ＝ｒである。これは、窓の区間が、理論的に求められた有効メトリックスが現れる周波数範囲に一致している状態に相当する。例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩのＯＦＤＭ信号について、２０４８点で標本化を行った場合、ｒは、２５６となる。
【００５８】
上述のようにして計算した窓に含まれるメトリックスのパワーの総和に基づいて、受け付けた信号と、理論的な周波数、すなわち、標本化周波数との周波数差が求められる。すなわち、周波数差ｄＦは、理論的なメトリックスを最大とする窓の下端ｒ、および、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスを最大とする窓の下端Ｋの差と、周波数スロットの間隔とに比例し、
ｄＦ∝Ｓ・（ｒ−Ｋ） …（１０３）
と表すことができる。
【００５９】
上記周波数差ｄＦは、例えば、次式に従って求めることができる。
【００６０】
【数３】
ここで、Ｃは、比例定数であり、また、関数Ｐ（ｒ−ｋ）は、
【００６２】
【数４】
と定義される。
【００６４】
例えば、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られるメトリックスについてパワーの総和が最大となる窓の下端の周波数スロットＫがｒより大きいとき、ｄＦは負となる。これは、直交検波部においてベースバンドに変換され、離散フーリエ変換部に入力されたＯＦＤＭ信号の周波数が上方向（周波数が高い方向）にずれていることを示す。
【００６５】
ところで、上述した演算手順では、ＮＣ個の有効メトリックスのすべてについて計算したが、窓を上端および下端の２つに分け、中央部における計算を省略してもよい。これは、台形状に有効メトリックスが現れ、中央部では、窓と、有効メトリックスが、常に重なるため、どの窓においても、同様な寄与となるからである。中央部における計算を省略することにより、演算時間を短縮することができる。
【００６６】
すなわち、各窓についての総和を次式の定義に従って計算することができる。
【００６７】
【数５】
ここで、省略する部分の区間幅は、有効メトリックスの数ＮＣより小さくなるように選ぶ。２つの窓の区間幅ｎ１とｎ２とは、相等しく選んでもよいし、互いに異なる区間幅に選んでもよい。例えば、２つの窓の区間幅が相等しく、ｎ１＝ｎ２＝１００、ｎ１＝ｎ２＝２００などとなるように選ぶことができる。
【００６９】
また、受け付けるＯＦＤＭ信号において、予めパワー分布が与えられる期間が含まれるとき、この期間に受け付けられた信号のパワー分布と、上記予め定められたパワー分布とを比較して、伝送経路におけるパワー伝送率の周波数依存性、バックグランドなど影響を低減することができる。また、周波数制御部より前段に設けられる回路、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフィルターなどの影響を低減することもできる。
【００７０】
上記予めパワー分布が与えられる期間としては、例えば、信号が含まれないヌルシンボルが伝送されるヌルシンボル期間に到来する信号を用いることができる。
【００７１】
すなわち、上記ヌルシンボルを離散フーリエ変換したメトリックスを
Ｃｉ＋ｊＤｉ
として、それぞれの窓におけるパワーの総和を次式に従って求めることができる。
【００７２】
【数６】
これは、上記単一の窓による計算、および、２つの窓による計算のいずれについても適用することができる。
【００７４】
次に、図３および図４を参照して、計算手順について説明する。
【００７５】
先ず、ステップＳ１０において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００７６】
そして、離散フーリエ変換の結果得られたメトリックスを用いて、各窓におけるパワー総和を計算する（Ｓ１１）。求めたパワーの総和のうちから最大値を検出する（Ｓ１２）。
【００７７】
ステップＳ１３において、周波数誤差のない状態で得られる、図３の（ａ）に示す理論的なメトリックスの分布について、パワーの総和を計算する。
【００７８】
ステップＳ１２で求めたパワーの総和の最大値と、Ｓ１３で求めた理論的なメトリックスについてのパワーの総和とから、周波数誤差を求める（Ｓ１４）。
【００７９】
このようにして求められた周波数誤差が減少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させることにより周波数同期を行うことができる。
【００８０】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８１】
本実施の形態における周波数制御装置１３２２（図１参照）は、上記第１の実施の形態における周波数と基本的な構成は同様であるが、演算処理部１３２２（図１参照）における演算の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【００８２】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布の重心を求め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図１参照）に与える。
【００８３】
以下に、上記演算処理部１３２２（図１参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００８４】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図１参照）で取得されたＮＳ個のメトリックスの分布｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮＳ）について、予め定められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷＬと、周波数スロットより高い周波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮＳ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷＨとをそれぞれ求める。基準周波数は、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数は、Ｃ＝ＮＳ／２となる。
【００８５】
そして、上記求めた総和ＷＬ、総和ＷＨとを比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することができる。
【００８６】
【数７】
この式では、取得されたメトリックスの全てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に予想される有効メトリックスの範囲について計算を行ってもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が重複して行われるのでこれを省略することができる。すなわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
【００８８】
【数８】
に従って、総和の差を求めることができる。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目のスロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちらに偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、
Ｃ＝２０４８／２
＝１０２４
と選ぶことができる。
【００９０】
また、第１の実施形態と同様に、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ｝とから、
【００９１】
【数９】
を求め、このメトリックスを計算に用いる。
【００９３】
また、メトリックスのパワーの全周波数スロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
【００９４】
【数１０】
によって求められ、これを用いて規格化された総和の差 δＷ／Ｗｔを求めることができる。これを周波数のズレ量として制御信号生成部１３５０（図１参照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号のパワーが変動する場合であっても、この影響を低減することができる。
【００９６】
次に、図５および図６を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【００９７】
先ず、ステップＳ２１において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００９８】
ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２２）。
【００９９】
ステップＳ２３において、上記Ｓ２２で規格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領域に分割し、それぞれにおけるパワーの総和を計算する。このとき、周波数差がない場合には、分割された２つの領域は、図５の（ａ）に示すように対称となる。また、周波数差がある場合、例えば、低周波側にずれた信号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、２つの領域が非対称となる。そして、上記２つの領域によるパワーの総和の差を求める。
【０１００】
また、受信された信号がフェージングなどの影響を受けている場合は、ステップＳ２４において周波数のずれを補正する。
【０１０１】
次に、図７および、図８を参照して、本発明の第３の実施の形態について説明する。
【０１０２】
本実施の形態の周波数制御装置は、第１の実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を求めるための演算処理の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【０１０３】
本実施の形態では、中心周波数の周波数スロットにおけるメトリックスのパワーは、図７の（ａ）に示すように理論的に０となることを用いて、受信したＯＦＤＭ信号の周波数差を求めている。すなわち、周波数差が生じた場合には、図７の（ｂ）に示すように、パワーが０となる周波数スロットが移動するため、この周波数スロットと、予め定められた基準周波数とを比較する。以下に、この演算処理の詳細について説明する。
【０１０４】
各周波数スロットｉ（１〜ＮＳ）について、メトリックスのパワーＰｉは、
Ｐｉ＝（Ａｉ・Ａｉ＋Ｂｉ・Ｂｉ） …（１０４）
である。各周波数スロットについて、高周波側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパワー比率Ｒｆｉ、および、低周波側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパワー比率ＲｒＩを、
Ｒｆｉ＝Ｐｉ／Ｐｉ−１ …（１０５ａ）
Ｒｒｉ＝Ｐｉ／Ｐｉ＋１ …（１０５ｂ）
と定義する。そして、上記Ｒｆｉ，Ｒｒｉが、予め定められた搬送波対雑音比Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）となる周波数スロットｉを求める。上記Ｃ／Ｎ比は、例えば、９ｄＢに選ぶことができる。このとき、上記Ｒｆｉ，Ｒｒｉが共に０．１２６以下になるｉを求めると、そのｉ番目の周波数スロットが送信側の中心周波数であるとして、予め定められた基準周波数スロットの周波数と比較して、受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
【０１０５】
また、受信されるＯＦＤＭ信号に、パワー分布が既知であるシンボル期間が含まれる場合には、この期間における信号のパワー分布に基づいて、伝送経路における周波数依存性の影響を低減することができる。このような、周波数依存性としては、例えば、送信側と受信側とを接続するための伝送線路の特性、電磁波が伝搬する空間の特性、周波数制御装置より前段に設けられる他の回路の特性などが挙げられる。上記前段に設けられる他の回路としては、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフィルターなどが挙げられる。
【０１０６】
また、上記パワー分布が既知であるシンボル期間としては、例えば、ヌルシンボル期間を利用することができる。すなわち、ヌルシンボル期間に離散フーリエ変換されたメトリックスを
｛Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ｝
とし、信号期間のメトリックスを
｛Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ｝
とすると、ヌルシンボル期間のメトリックスのパワーで規格化されたメトリックスを、
｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝＝｛（Ａｓｉ＋ｊＢｓｉ）／（Ａｎｉ＋ｊＢｎｉ）｝…（１０６）
として求めることができる。このメトリックスを上述の計算でのパワーに代入することによって、伝送路の影響を低減することができる。
【０１０７】
なお、離散フーリエ変換で得られたメトリックスの全て、すなわち、標本化点に相当する周波数スロットの全てについて演算してもよいし、上記基準周波数を含む予め定められた数のメトリックスを用いて演算を行ってもよい。このメトリックスの数は、予想される最大の周波数差に応じて設定することができる。このように、一部のメトリックスについて演算することにより、演算時間を短縮することができる。
【０１０８】
図８を参照して、規格化されたメトリックスを用いた演算の計算手順について説明する。
【０１０９】
先ず、シンボル期間について、２０４８個の標本化点で標本化され、ＦＦＴされて得られたメトリックスを受け付ける（Ｓ３１）。
【０１１０】
そして、ヌルシンボル期間に取得されたメトリックスを受け付け、これで、Ｓ３１で受け付けたメトリックスを規格化する（Ｓ３２）。
【０１１１】
規格化されたメトリックスのそれぞれについて、隣接する高周波側のメトリックス、および、低周波側のメトリックスとのパワー比率を計算する（Ｓ３３）。
【０１１２】
それぞれの周波数スロットにおけるパワー比率を、予め定められた閾値と比較し、上側、および、下側のパワー比率が共に閾値以下になる周波数スロットを求める（Ｓ３４）。
【０１１３】
このようにして、図７におけるパワーが０となる周波数スロット（実際には、ノイズなどによるバックグラウンドが含まれるため完全に０とはならない）を見つけることができる。そして、この周波数スロットの周波数と、基準周波数とを比較して周波数誤差を検出することができる。
【０１１４】
本実施の態様によれば、メトリックスの中心部におけるパワーの極小となる周波数スロットを用いて、周波数誤差を検出し、この周波数誤差に応じたＡＦＣ信号を生成することができる。これによって、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数誤差がある状態でも周波数同期を行うことができる。
【０１１５】
次に、図９および図１０を参照して、本発明の第４の実施の形態について説明する。
【０１１６】
本実施の形態の周波数制御装置は、第１の実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を求めるための演算処理の内容において相違する。以下に、相違点を中心に説明する。
【０１１７】
本実施の形態の演算処理では、ヌルシンボルの直後に送信される基準シンボルの中の各メトリックスにおけるの位相が規定されていることを利用し、受信ＯＦＤＭ信号の基準シンボルを離散フーリエ変換して得られたメトリックスで与えられる位相と、送信側の規定位相順とを照合判定し、その周波数スロット差から同期検波周波数差を検出するものである。
【０１１８】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩの場合、基準シンボル期間についてもサブキャリヤー数は１５３６であり、これを２０４８のサンプリングポイント数で離散フーリエ変換処理をすると、２０４８の周波数スロットが得られる（Ｓ４１）。これらの周波数スロットのうち、１５３６の周波数スロットについて有効メトリックスが得られる。ｊを虚数単位として、得られたメトリックスを
｛Ａｉ＋ｊＢｉ｝
ｉ：１〜２０４８（ｉ番目のスロットを表す：サフィックス）
とすると、各周波数スロットの成分の位相角θｉは、
【０１１９】
【数１１】
で表される。このθｉは無定位である。すなわち、標本化を行うＡ／Ｄ変換器の標本化のタイミングと同期検波周波数とに依存している。このため、全てのメトリックスの位相には、定常的なシフトが含まれている。そこで、各周波数スロットと、その手前番の周波数スロットとの位相差をψｉ＋１とすると、
【０１２１】
【数１２】
によって求めることができる（Ｓ４２）。
【０１２３】
一方、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩにおける基準シンボルは、図９に示すようなθｒｉの内容で送信される。手前番との位相差ψｒｉ＋１は同様に得られ、図９に示すように並ぶ。ここで、表１には、送られてくるサブキャリヤー１５３６のメトリックスのうち、基準周波数の周波数スロットから高周波側に１６個の周波数スロットについて抜粋された位相差が記載されている。
【０１２４】
従って、受信ＯＦＤＭから得られたメトリックスによる位相差の並びψｉ＋１を、送信データー側にψｒ＋１を比較照合し、一致する周波数スロットが正しい周波数スロットであると言える。この時点で同期検波周波数差がサブキャリヤー間隔の整数倍の偏差として検出できる（Ｓ４４）。
【０１２５】
また、位相の並びの比較照合は、送信される１５３６のサブキャリヤーの全てについて行ってもよいし、一部のサブキャリヤーについて行ってもよい。比較照合を一部のサブキャリヤーについて行うことにより演算時間を短縮することができる。
【０１２６】
本実施の形態によれば、予め各サブキャリヤーにおける位相の並びが既知である信号期間がある場合、この位相の並びと、受け付けた信号の位相の並びとを比較照合して、受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
【０１２７】
次に、図１１を参照して、本発明の第５の実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１から第４の実施形態で説明した演算処理をもちいて周波数同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
【０１２８】
図１１において、受信装置２００は、入力端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗算器４と、ＳＡＷフィルター５と、中間周波増幅器６と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂと、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成している。
【０１２９】
上記受信装置２００において、入力端子１に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２により、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限され、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
【０１３０】
乗算器７Ａ、７Ｂは、第２局部発振回路１９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算することにより直交検波回路を構成している。乗算器７Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を行う。
【０１３１】
ＦＦＴ処理後、差動復調されて、最終的に音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明を省略する。
【０１３２】
一方、ＦＦＴ回路９の出力はそのメトリックスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで先に説明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１基準発振器２０Ａへ供給する。また、差動復調回路１２の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給される。
【０１３３】
本実施の形態によれば、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行うことができる。この受信装置２００は例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の受信に用いることができる。
【０１３４】
次に、図１２を参照して、本発明の第６の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
【０１３５】
図１２において、通信装置９００１は、到来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送信部４とを有して構成される。
【０１３６】
上記受信部９００２は、到来する電磁波から予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルター部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００と、検波および周波数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波された信号を復調するための復調部４０００と、復調された信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有して構成される。
【０１３７】
上記周波数制御部１０００は、例えば、上記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号およびＱ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００とを有する構成とすることができる。
【０１３８】
上記出力部５０００としては、例えば、音声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示するための画像出力装置、データーを出力するためのデーター出力装置などが挙げられる。
【０１３９】
上記音声出力装置は、例えば、アンプ、スピーカなどを用いて構成することができる。
【０１４０】
上記画像出力装置は、例えば、画像表示回路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することができる。
【０１４１】
上記データー出力装置は、例えば、インタフェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用いて構成することができる。
【０１４２】
また、上記受信部９００２において、フィルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これにより、情報が出力される態様に対応して、出力装置の組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに対応することなどができる。
【０１４３】
上記送信部９００４は、情報を受け付け、これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変換された信号で、搬送波を変調するための変調部７０００と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８０００とを有して構成される。
【０１４４】
また、通信装置９００１は、ＯＦＤＭ信号を送受するためのインタフェース部９００５に接続された他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じて例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネクタなどを用いることができる。なお、インタフェース部９００５は、図示される例のように、外付けされる態様であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様であってもよい。
【０１４５】
本実施の形態によれば、送信側と受信側とで周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通信することができる。
【０１４６】
【発明の効果】
本発明によれば、受け付けたＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよび周波数差が生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４７】
これによって、送信側と受信側との基準周波数にズレが生じている場合であっても、情報を伝送することができる。また、送信側と受信側との相対運動によりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４８】
また、上記周波数制御装置が搭載された受信装置を構成することができ、安定してＯＦＤ号による放送を受信することができる受信装置を提供することができる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
【０１４９】
また、上記周波数制御装置が搭載された通信装置を構成することができる。これによって、ディジタル電話などにおける周波数同期を安定なものにすることができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このため、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などのように、伝送情報量が大きい通信に対応することができる。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるため、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さらに、移動体による通信において、ドップラーシフトによる周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した状態で通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した周波数制御装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号を示す説明図であって、（ａ）時間領域の構造を示す波形図、（ｂ）周波数領域の構造を示すスペクトル図である。
【図３】メトリックスの分布を示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図４】本発明の第１の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図５】２つの領域に分割されたメトリックスのパワー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図７】ＤＦＴされたメトリックス分布における中心部を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図８】本発明の第３の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図９】ＤＡＢのモードＩに定められる位相の並びを示す説明図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に演算手順を示すフロー図である。
【図１１】本発明を適用した受信装置を示すブロック図である。
【図１２】本発明を適用した通信装置を示すブロック図である。
【図１３】本発明を適用した通信装置の他の態様を示すブロック図である。
【図１４】従来の周波数制御方法で周波数差検出に用いられる信号の相関を示す説明図である。
【図１５】従来の周波数制御方法における、相関信号と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１…入力端子、２…バンドパスフィルター、３…増幅器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フーリエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９００４…送信部、９００５…インタフェース部。
Claims (15)
- 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布、および、予め定められたメトリックスの分布の差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１記載の周波数制御装置において、
上記周波数変化手段は、上記直交検波手段において直交検波に用いられる再生キャリヤーの周波数を変化させて、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１記載の周波数制御装置において、
上記周波数制御装置の前段には、上記直交検波手段に入力される多重化信号の周波数を変換するための周波数変換手段が設けられ、
上記周波数変化手段は、上記周波数変換手段が周波数を変換すべき変換量を変化させて、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から３のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記離散フーリエ変換手段は、上記２つの検波軸信号のそれぞれを、上記多重化されたサブキャリヤーの数より多い数の標本化点で標本化すること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から４のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記離散フーリエ変換手段は、上記標本化を、上記複数のサブキャリヤーのうち最低次のサブキャリヤーのキャリヤー周波数の１周期に相当する期間を含む期間について行うこと
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックスの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
該パワースペクトルの分布中心が予め定められた基準周波数に近づくように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックスの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
該パワースペクトルが予め定められた基準周波数に関して対称に分布するように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
上記離散フーリエ変換手段により得られた各メトリックスのパワーを求め、
上記各メトリックスのパワーと、周波数領域について予め定められた窓関数との積が最大となるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
同一の区間幅を有する複数の加算区間において、各加算区間におけるメトリックスのパワーの総和をそれぞれ求め、
上記複数の加算区間のうち、上記パワーの総和が最大となる加算区間における区間中心の周波数が、予め定められた基準周波数に近づくように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項９記載の周波数制御装置において、
上記区間幅は、上記多重化されるサブキャリヤーの数の周波数スロットが連続して並ぶ周波数に相当すること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５のいずれか一項記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの総和と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの総和との差を求め、
上記求めた差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項１から５記載の周波数制御装置において、
上記演算制御部は、
上記離散フーリエ変換手段によって求められた各メトリックスについて、予め定められた周波数だけ低い周波数の下側メトリックスに対する第１のパワー比、および、予め定められた周波数だけ高い周波数の上側メトリックスに対する第２のパワー比を求め、
上記第１のパワー比および第２のパワー比が、いずれも予め定められたパワー比よりも小さいメトリックスの周波数が、予め定められた基準周波数に近づくように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重され、各サブキャリヤーの差動復調における基準位相を伝送するための基準シンボル期間を有する多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を再生キャリヤーを用いて直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記基準シンボル期間において離散フーリエ変換手段から受け付けたメトリックスの位相の並び、および、予め定められた位相の並びの差に応じて周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記演算制御手段により生成された指示に従って、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させるための周波数変化手段とを有し、
上記演算制御手段は、
上記複数のサブキャリヤーのうち、少なくとも１部のサブキャリヤーについて、各サブキャリヤーの基準位相と、それに隣接するサブキャリヤーの基準位相との位相差を示す位相差列を予め記憶し、
基準シンボル期間における多重化信号が受け付けられるに際し、
基準シンボル期間におけるメトリックスについて、各メトリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差をそれぞれ求め、
上記求めた位相差の列の少なくとも１部に、上記予め記憶してある位相差列が一致するように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、請求項１から１３のいずれか一項記載の周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置。 - 直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記受信部は、請求項１４記載の受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置。
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