JP5745293B2 - スペクトル拡散通信システムの受信方法および受信装置 - Google Patents
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図1は、一般的なスペクトル拡散通信のシステム構成図である。スペクトル拡散通信システムは、送信装置1と受信装置2を備えて構成される。
キャリア周波数以外にも、送信装置1と受信装置2との間には僅かなデータクロック周波数のずれが生じる。その結果、逆拡散期間に拡散系列のチップずれが起こり、同様に正しい処理利得が得られなくなり、通信距離Dが制限される。
前記キャリア周波数をF[Hz]とし、送信側でのキャリア周波数の周波数安定度をA t [ppm]とし、受信側でのキャリア周波数の周波数安定度をA r [ppm]とし、チップ速度をR C [cps]とし、前記拡散系列の長さをL[chip]とし、前記逆拡散ベクトルの算出過程で許容される位相回転をα[rad]としたときに、
前記拡散系列を等間隔に分割する周波数ピッチΔfが次式であらわされ、
前記受信信号の長さLの拡散系列を、キャリア周波数をF[Hz]とし、送信装置の周波数安定度をA t [ppm]とし、受信装置の周波数安定度をA r [ppm]とし、チップ速度をR C [cps]とし、前記拡散系列の長さをL[chip]とし、前記逆拡散ベクトルの算出過程で許容される位相回転α[rad]としたときに、前記拡散系列を等間隔に分割する周波数ピッチΔfが次式であらわされ、
(1)周波数軸アプローチ
まず、比較例として、キャリア周波数ずれを周波数軸から見てずれ補償する周波数軸アプローチについて説明する。
つぎに、本発明の実施例として、キャリア周波数ずれを時間軸から見てずれ補償する時間軸アプローチについて説明する。
長さLの拡散系列を、位相回転がα[rad]となる長さΔLの部分系列に分割する。ここで、αは処理利得Gpの劣化が許容できる位相回転である。数3で与えられる正規化処理利得Gpは、逆拡散過程に発生する位相回転θが小さいとき、ほとんど劣化しない。例えば、θがπ/4のときのGpは約0.974である。時間軸アプローチはこの特徴を利用する。図9に拡散系列の分割を示すが、これは乗算器33の前段または後段に設けた拡散系列分割手段(図示せず)で行なわれる。
受信用アンテナ31で受信信号に対して、前記拡散系列分割手段が分割した各部分系列ごとにI,Q直交軸で逆拡散を行う。ここでいうI軸は直交変調による波形の同相成分を意味し、Q軸は直交位相成分を意味する。マッチドフィルタ34による逆拡散結果は、(逆拡散ベクトル)として扱う。
マッチドフィルタ34で得られた部分系列の逆拡散ベクトルは、次の二分木生成手段35で位相を±α回転した2本の枝に分岐される。二分木生成手段35は、この操作を拡散系列の最後まで続け二分木を完成させる。
最大値検出手段36は、二分木の初期状態から最終枝までのn個の部分系列からなるパスについて、パス毎に合成逆拡散ベクトルのノルムを求める。その後、ノルムが最大となるパスを復調すべき逆拡散データとして検出し、復調手段38に送出する。図14は、時間軸アプローチによる二分木生成手段35による探索動作を説明する概念図である。この図は、部分系列毎に位相ずれを伴いながら二分木探索する様子を示している。ここで、図13と図14を比較すると、図13では、ΔL4の部分系列の逆拡散ベクトルが6本記載されているのに対し、図14では、8本記載されている。しかし、位相ずれを伴う図14においても、8本のうち、2本の逆拡散ベクトルが、他の2本の逆拡散ベクトルと大きさも向きも同じベクトルであるために計算が省略され、実際の計算は6本分である。これは、図13において交点以後で重複する計算を省略することと同様に説明できるが、より詳細な説明をすると、各部分系列ΔL中において、累積された位相の回転角度が同じ逆拡散ベクトルどうしは、その算出が1回の計算で済む、という意味である。
(1)周波数軸及び時間軸アプローチ特性
キャリア周波数を40kHz,チップ速度を1kc/s,送信装置1及び受信装置2のキャリア周波数の周波数安定度をそれぞれ10ppmとした場合の、周波数軸アプローチ特性の計算結果を、α=π/8,π/4,π/2の3つの場合について図16に示す。また、時間軸アプローチ特性の計算結果を同様に図17に示す。また、周波数軸アプローチ特性のシミュレーション結果を図18に示し、時間軸アプローチ特性のシミュレーション結果を図19に示す。周波数軸アプローチでは、前記図7に示す受信装置2を用い、時間軸アプローチでは、前記図8に示す受信装置2を用いている。
図22に、それぞれ数17と数20に示す周波数軸アプローチと時間軸アプローチの演算量を示す。
シャノンの定理から通信距離と通信速度の関係を導出し、通信速度を低くすることで通信距離が拡大できることを示した。しかし、この変形シャノンの定理をスペクトル拡散通信に応用すると、送受信機間に生ずる周波数ずれと時間ずれが問題となることが分かった。
32 周波数変動手段
34 マッチドフィルタ
35 二分木生成手段
36 最大値検出手段
37 探索手段
38 復調手段
39 時間ずれ補償手段
Claims (4)
- 受信信号をキャリア周波数の信号で周波数変換し、
前記周波数変換した前記受信信号について、長さLの拡散系列を長さΔLの部分系列に分割し、
各部分系列毎に逆拡散ベクトルを算出し、
各部分系列毎に算出された前記逆拡散ベクトルの位相をそれぞれ正負に一定角度回転させて、2本の枝に分岐し、
前記拡散系列の最後まで前記2本の枝に分岐を続けて2分木を生成し、
前記2分木の最初から最後までの複数のパスについて、各部分系列毎に算出された前記逆拡散ベクトルを合成した合成逆拡散ベクトルのノルムをそれぞれ算出し、
前記複数のパスのうち、前記合成逆拡散ベクトルのノルムが最大となるパスを復調すべき逆拡散データとして検出し、
前記キャリア周波数をF[Hz]とし、送信側での周波数安定度をA t [ppm]とし、受信側での周波数安定度をA r [ppm]とし、チップ速度をR C [cps]とし、前記拡散系列の長さをL[chip]とし、前記逆拡散ベクトルの算出過程で許容される位相回転をα[rad]としたときに、
前記拡散系列を等間隔に分割する周波数ピッチΔfが次式であらわされ、
これにより前記受信信号の長さLの拡散系列が、次式でn分割され、
前記部分系列の長さΔLが、次式に示す値以下になることを特徴とするスペクトル拡散通信システムの受信方法。
- キャリア周波数を生成するキャリア周波数生成手段と、
前記キャリア周波数によって周波数変換された受信信号について、長さLの拡散系列を長さΔLの部分系列に分割する拡散系列分割手段と、
前記拡散系列分割手段が分割した各部分系列毎に、前記受信信号を逆拡散して逆拡散ベクトルを算出する逆拡散手段であるマッチドフィルタと、
前記逆拡散ベクトルの位相を正負に一定角度回転させて、2本の枝に分岐し、前記拡散系列の最後まで前記2本の枝に分岐を続ける2分木生成手段と、
前記2分木の最初から最後までの複数のパスについて、各部分系列毎に算出された前記逆拡散ベクトルを合成した合成逆拡散ベクトルのノルムをそれぞれ算出し、前記複数のパスのうち、前記合成逆拡散ベクトルのノルムが最大となるパスを復調すべき逆拡散データとして検出する最大値検出手段と、
前記最大値検出手段の逆拡散データに基づいて、受信信号を復調する復調手段と、を備え、
キャリア周波数をF[Hz]とし、送信装置の周波数安定度をA t [ppm]とし、受信装置の周波数安定度をA r [ppm]とし、チップ速度をR C [cps]とし、前記拡散系列の長さをL[chip]とし、前記逆拡散ベクトルの算出過程で許容される位相回転α[rad]としたときに、
前記拡散系列を等間隔に分割する周波数ピッチΔfが次式であらわされ、
これにより前記受信信号の長さLの拡散系列が、次式でn分割され、
前記部分系列の長さΔLが、次式に示す値以下になるように前記拡散系列分割手段を構成したことを特徴とするスペクトル拡散通信システムの受信装置。
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