CN111034020B - 功率转换装置及电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率转换装置构成为：对于将从直流电源输出的直流电压转换为三相交流电压的2台逆变器中的各逆变器，输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的图案来确定的多个电压矢量中，形成相位与基于针对各逆变器计算出的电压指令值的电压指令矢量第2接近的电压矢量和相位与基于针对各逆变器计算出的电压指令值的电压指令矢量第3接近的电压矢量，其中，所述导通截止信号用于将各逆变器的各半导体开关元件切换为导通和截止。

Description

功率转换装置及电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及具备用于减小电容器电流的结构的功率转换装置以及具备该功率转换装置的电动助力转向装置。
背景技术
作为以往的功率转换装置的一个示例，列举了构成为使用2台逆变器向具有2个绕组组的多相旋转电机的各绕组组施加电压的功率转换装置(例如，参照专利文献1)。
专利文献1中记载的功率转换装置中，为避免变为2台逆变器同时放电的模式且降低电容器电流，采用如以下的控制方法。即，使与一个逆变器对应的电压指令值的中心值移位成比可输出的占空比范围更靠下侧，与此同时，使与另一个逆变器对应的电压指令值的中心值移位成比可输出的占空比范围更靠上侧。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4941686号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
专利文献1中记载的控制方法对于构成为从1个共通的电容器向2台逆变器提供放电电流的功率转换装置而言是有效的。这里，为了使施加到逆变器的电压保持恒定，需要将与逆变器并联设置的电容器尽可能地靠近逆变器来配置，由此来减小由于电容器与逆变器之间的布线电感和布线电阻而引起的阻抗。
因此，在功率转换装置中，优选采用针对2台逆变器中的每一个单独设置电容器的结构，而非设置1个共通电容器的结构。专利文献1中记载的控制方法对于采用这样的结构的功率转换装置而言，并不适合作为充分地降低电容器电流的方法。
本发明是鉴于上述问题完成的，其目的在于得到即使在采用针对2台逆变器中的每一个单独设置电容器的结构的情况下，也有助于减小电容器电流的功率转换装置以及具备该功率转换装置的电动助力转向装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明中的功率转换装置包括：2台逆变器，该2台逆变器具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换为导通和截止来将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压，从而输出三相交流电压；2个电容器，该2个电容器分开地对应于每一个逆变器，且并联设置在直流电源和逆变器之间；控制部，该控制部基于被输入的控制指令值，计算作为从各逆变器输出的三相交流电压的指令值的电压指令值，并根据针对各逆变器计算出的电压指令值，输出将各逆变器的各半导体开关元件切换为导通和截止的导通截止信号，控制部针对各逆变器输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的图案来确定的多个电压矢量中，形成相位与基于电压指令值的电压指令矢量第2接近的电压矢量和第3接近的电压矢量。
发明效果
根据本发明，可以得到即使在采用针对2台逆变器中的每一个单独设置电容器的结构的情况下，也有助于减小电容器电流的功率转换装置以及具备该功率转换装置的电动助力转向装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1中的功率转换装置的整体结构的图。
图2是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V1＊的相位θv1来输出的电压矢量的表。
图3是表示本发明的实施方式1中根据导通截止信号Qup1～Qwn1的图案来输出的电压矢量的表。
图4是表示图3的电压矢量V0(1)～V7(1)的图。
图5是表示本发明的实施方式1中在电压指令矢量V1＊的相位θv1在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。
图6是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V1＊的相位θv1来输出的电压矢量的占空比的表。
图7是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V2＊的相位θv2来输出的电压矢量的表。
图8是表示本发明的实施方式1中根据导通截止信号Qup2～Qwn2的图案来输出的电压矢量的表。
图9是表示图8的电压矢量V0(2)～V7(2)的图。
图10是表示本发明的实施方式1中在电压指令矢量V2＊的相位θv2在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。
图11是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V2＊的相位θv2来输出的电压矢量的占空比的表。
图12是表示本发明的实施方式1中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。
图13是表示本发明的实施方式1中在电压指令矢量V1＊的相位θv1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
图14是表示图13的比较例的图。
图15是表示本发明的实施方式2中的功率转换装置的整体结构的图。
图16是表示本发明的实施方式2中根据电流矢量的相位θi1来输出的电压矢量的表。
图17是表示本发明的实施方式2中在电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。
图18是表示本发明的实施方式2中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。
图19是表示本发明的实施方式2中的控制方法的比较例的图。
图20是表示本发明的实施方式3中根据电流矢量的相位θi1而被采用的电压调制方式的表。
图21是表示本发明的实施方式3中在电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
图22是表示本发明的实施方式3中根据电流矢量的相位θi2而被采用的电压调制方式的表。
图23是表示本发明的实施方式4中根据电流矢量的相位θi1而被采用的电压调制方式的表。
图24是表示本发明的实施方式4中在电流矢量的相位θi1略小于60度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
图25是表示本发明的实施方式4中在电流矢量的相位θi1略大于60度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
图26是表示本发明的实施方式4中每当电流矢量的相位θi1变化30度就切换载波反转相的情况下的电动机转矩的波形的图。
图27是表示图26的比较例的图。
图28是表示本发明的实施方式5中在电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
图29是表示本发明的实施方式6中的功率转换装置的整体结构的图。
图30是表示本发明的实施方式6中在未检测到2台逆变器的故障的情况下的电容器电流Ic1和Ic2的波形的图。
图31是表示本发明的实施方式6中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。
图32是表示本发明的实施方式6中的电压指令值Vu2、Vv2和Vw2以及电流Iu2、Iv2和Iw2的波形的图。
图33是表示本发明的实施方式7中在未检测到2台逆变器的故障的情况下的电容器电流Ic1和Ic2的波形的图。
图34是表示本发明的实施方式8中的电动助力转向装置的整体结构的图。
具体实施方式
以下，根据优选实施例并使用附图来说明本发明的功率转换装置和电动助力转向装置。此外，在对附图的说明中，对相同部分或类似部分标注相同标号，省略重复的说明。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1中的功率转换装置的整体结构的图。此外，在图1中，也图示出连接至功率转换装置的输入侧的直流电源3和连接至其输出侧的电动机1。
如图1所示，本实施方式1中的功率转换装置包括：电容器4a、电容器4b、逆变器6a、逆变器6b、电流检测器7a、电流检测器7b、控制器8a、控制器8b、继电器16a、以及继电器16b。
电动机1是三相交流电动机，其具有由U1相绕组U1、V1相绕组V1和W1相绕组W1构成的三相绕组以及由U2相绕组U2、V2相绕组V2和W2相绕组W2组成的三相绕组。作为电动机1的具体例，虽然列举出了永磁体同步电动机、感应电动机和同步磁阻电动机等，但是作为电动机1，若是具有2个三相绕组的电动机，则可使用任何类型的电动机。这里，例示出使用非凸极型的永磁体同步电动机作为电动机1的情况。
位置检测器2检测电动机1的旋转位置θ，并且将检测到的旋转位置θ输出到控制器8a和控制器8b。
直流电源3具有高电位侧端子和低电位侧端子，将直流电压Vdc作为两个端子之间的电压输出到逆变器6a和逆变器6b。直流电源3包含电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等这些输出直流电压的所有装置。
2个电容器4a和4b分开对应于逆变器6a、6b中的每一个，且并联设置在直流电源3与逆变器6a、6b之间。
电容器4a是静电电容为C1的电容器。电容器4a与直流电源3并联连接，抑制输入到逆变器6a的直流电压Vdc的变动，从而实现稳定的直流电压。
电容器4b是静电电容为C2的电容器。电容器4b与直流电源3并联连接，抑制输入到逆变器6b的直流电压Vdc的变动，从而实现稳定的直流电压。
电感5表示包含在直流电源3内部和中途的电缆中的电感值。通常，在功率转换装置中，为了抑制从逆变器6a和逆变器6b中的每一个流到直流电源3的噪声，共模扼流线圈作为噪声滤波器连接在直流电源3的附近。这样的噪声滤波器的电感值也设为被包含在电感5中。
2个逆变器6a和6b具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源3输出的直流电压Vdc转换成三相交流电压，并且输出该三相交流电压。
逆变器6a是具有高电位侧的3个半导体开关元件Sup1～Swp1和低电位侧的3个半导体开关元件Sun1～Swn1的三相逆变器。基于来自控制器8a的导通截止信号Qup1～Qwn1，将半导体开关元件Sup1～Swp1和半导体开关元件Sun1～Swn1切换为导通和截止。由此，逆变器6a将从直流电源3输入的直流电压Vdc转换为交流电压。逆变器6a通过将该转换后的交流电压施加到电动机1的绕组U1、绕组V1和绕组W1，从而将电流Iu1、电流Iv1和电流Iw1分别通电至绕组U1、绕组V1和绕组W1。
这里，导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1和Qwn1分别是用于将半导体开关元件Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1和Swn1切换为导通和截止的开关信号。以下，在导通截止信号Qup1～Qwn1中，当信号值为1时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件导通的信号，并且当信号值为0时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件截止的信号。
作为半导体开关元件Sup1～Swn1，例如使用将IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关元件与二极管反向并联连接而成的器件。
逆变器6b是具有高电位侧的3个半导体开关元件Sup2～Swp2和低电位侧的3个半导体开关元件Sun2～Swn2的三相逆变器。基于来自控制器8b的导通截止信号Qup2～Qwn2，将半导体开关元件Sup2～Swp2和半导体开关元件Sun2～Swn2切换成导通和截止。由此，逆变器6b将从直流电源3输入的直流电压Vdc转换为交流电压。逆变器6b通过将该转换后的交流电压施加到电动机1的绕组U2、绕组V2和绕组W2，从而将电流Iu2、电流Iv2和电流Iw2分别通电至绕组U2、绕组V2和绕组W2。
这里，导通截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2和Qwn2分别是用于将半导体开关元件Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2和Swn2切换为导通和截止的开关信号。以下，在导通截止信号Qup2～Qwn2中，当信号值为1时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件导通的信号，并且当信号值为0时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件截止的信号。
作为半导体开关元件Sup2～Swn2，例如使用将IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关元件与二极管反向并联连接而成的器件。
电流检测器7a分别检测流过电动机1的绕组U1、绕组V1和绕组W1的电流Iu1、电流Iv1和电流Iw1的值以作为电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1。
另外，电流检测器7a也可以是例如通过分别地与逆变器6a的半导体开关元件Sun1、Svn1和Swn1串联设置电流检测用电阻，来检测电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1的方式的电流检测器。此外，电流检测器7a也可以是在逆变器6a与电容器4a之间设置电流检测用电阻、检测逆变器输入电流Iin1、并根据该检测值来求出电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1的方式的电流检测器。
电流检测器7b分别检测流过电动机1的绕组U2、绕组V2和绕组W2的电流Iu2、电流Iv2和电流Iw2的值以作为电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2。
另外，电流检测器7b也可以是例如通过分别地与逆变器6b的半导体开关元件Sun2、Svn2和Swn2串联设置电流检测用电阻，来检测电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2的方式的电流检测器。此外，电流检测器7b也可以是在逆变器6b与电容器4b之间设置电流检测用电阻、检测逆变器输入电流Iin2、并根据该检测值来求出电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2的方式的电流检测器。
2个继电器16a和16b分开对应于逆变器6a、6b中的每一个，且串联设置在直流电源3与逆变器4a、4b之间。
继电器16a设置在直流电源3与电容器4a之间，并且具有使直流电源3与逆变器6a之间电断开的功能。继电器16a使用例如电磁接触器、或IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关元件来构成。
继电器16a根据来自控制器8a的导通截止信号(未图示)来使直流电源3与逆变器6a之间导通或断开。例如，当电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1中的任何一个超过预设定的阈值时，控制器8a检测逆变器6a或电流检测器7a的故障，并输出用于断开继电器16a的信号。由此，使直流电源3与逆变器6a之间断开。利用继电器16a，能够消除由于逆变器6a或电流检测器7a的故障而造成的对直流电源3和逆变器6b的影响。
继电器16a设置在直流电源3与电容器4b之间，并且具有使直流电源3与逆变器6b之间电断开的功能。继电器16b使用例如电磁接触器、或IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关元件来构成。
继电器16b根据来自控制器8b的导通截止(未图示)信号来使直流电源3与逆变器6b之间导通或断开。例如，当电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2中的任何一个超过预设定的阈值时，控制器8b检测逆变器6b或电流检测器7b的故障，并输出用于断开继电器16b的信号。由此，使直流电源3与逆变器6b之间断开。利用继电器16b，能够消除由于逆变器6b或电流检测器7b的故障而造成的对直流电源3和逆变器6b的影响。
如此，当由控制器8a和控制器8b构成的控制部检测到2台逆变器6a和6b中的任何一个的故障时，使与故障侧的逆变器相对应的继电器断开。
向控制器8a输入被设定电动机1的控制指令值的电流指令值Id_target1和Iq_target1。另外，这里，例示出被设定为电流指令值Id_target1＝0的情况。控制器8a基于所输入的电流指令值Id_target1和Iq_target1、从位置检测器2输入的旋转位置θ以及从电流检测器7a输入的电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1，来输出导通截止信号Qup1～Qwn1。
另外，这里，例示出将通电到电动机1的电流的指令值设定作为电动机1的控制指令值的情况，但不限于此。例如，当对电动机1进行V/F控制时，控制指令值是电动机1的速度指令值。当控制电动机1的旋转位置时，控制指令值是电动机1的位置指令值。此外，例示出控制器8a基于从电流检测器7a输入的电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1来决定导通截止信号Qup1～Qwn1的情况，但不限于此。例如，控制器8a也可以根据电流指令值Id_target1和Iq_target1以前馈方式来决定导通截止信号Qup1～Qwn1。
接下来，说明构成控制器8a的各要素。控制器8a具有坐标转换器9a、减法器10a、减法器11a、电流控制器12a、电流控制器13a、坐标转换器14a以及导通截止信号发生器15a。另外，控制器8a通过例如执行计算处理的微型计算机、存储程序数据和固定值数据等数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)、以及更新所存储的数据且能依次改写所存储的数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)来实现。
坐标转换器9a基于从电流检测器7a输入的电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1以及从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算旋转二轴上的电流Id1和Iq1，并且将该电流Id1输出到减法器10a，并将该电流Iq1输出到减法器11a。
减法器10a从电流指令值Id_target1中减去旋转二轴上的电流Id1，并将该结果输出到电流控制器12a。
减法器11a从电流指令值Iq_target1中减去旋转二轴上的电流Iq1，并将该结果输出到电流控制器13a。
电流控制器12a通过对减法器10a的输出值进行比例和积分控制以使该值变为零来计算旋转二轴上的电压Vd1，并将该电压Vd1输出至坐标转换器14a。
电流控制器13a通过对减法器11a的输出值进行比例和积分控制以使该值变为零来计算旋转二轴上的电压Vq1，并将该电压Vq1输出至坐标转换器14a。
坐标转换器14a基于旋转二轴上的电压Vd1和Vq1、以及从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算电压指令值Vu1、Vv1和Vw1，并且将该结果输出至信号发生器15a。
导通截止信号发生器15a基于电压指令值Vu1、Vv1和Vw1，来输出导通截止信号Qup1～Qwn1。
接着，详细描述导通截止信号发生器15a的动作。图2是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V1＊的相位θv1来输出的电压矢量的表。
如图2所示，导通截止信号发生器15a基于电压指令值Vu1、Vv1和Vw1，根据电压指令矢量V1＊的相位θv1来选择2种类型的电压矢量并输出。例如，在相位θv1在30度以上且低于90度时，选择V1(1)和V3(1)这2种类型的电压矢量。在相位θv1在90度以上且低于150度时，选择V2(1)和V4(1)这2种类型的电压矢量。以下，同样地，如图2所示那样，导通截止信号发生器15a根据相位θv1来选择2种类型的电压矢量。
这里，对电压矢量进行说明。图3是表示本发明的实施方式1中根据导通截止信号Qup1～Qwn1的图案来输出的电压矢量的表。图4是表示图3的电压矢量V0(1)～V7(1)的图。
所谓电压矢量，如图3所示那样，是根据导通截止信号Qup1～Qwn1的图案而确定的电压矢量。如果将图3的电压矢量V0(1)～V7(1)进行图示，那么如图4那样。如图4所示，电压矢量V1(1)～V6(1)是每隔60度的相位差具有大小的有效电压矢量，并且电压矢量V0(1)和V7(1)是不具有大小的零电压矢量。
接着，描述导通截止信号发生器15a的动作。图5是表示在本发明的实施方式1中的电压指令矢量V1＊的相位θv1在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。另外，图5中，相位θv1≒62度。
当相位θv1在30度以上且低于90度时，如图5所示，相位与电压指令矢量V1＊最接近的电压矢量是电压矢量V2(1)。在这种情况下输出的电压矢量是相位与电压指令矢量V1＊第2接近的电压矢量V3(1)和相位与电压指令矢量V1＊第3接近的电压矢量V1(1)。
对输出这些电压矢量V1(1)和V3(1)的输出时间进行调节，以使由电压矢量V1(1)和V3(1)产生的合成矢量与电压指令矢量V1＊相一致。这里，使用电压指令值Vu1、Vv1和Vw1，根据以下的式(1-1)来计算电压指令矢量V1＊。
V1＊＝0.8165×(Vu1+a×Vv1+a2×Vw1)…(1－1)
其中，a＝exp(j×120)，j2＝-1。
如此，导通截止信号发生器15a根据式(1-1)来计算电压指令矢量V1＊。导通截止信号发生器15a通过调节电压矢量V1(1)和V3(1)的大小，来使得这些电压矢量的合成矢量与电压指令矢量V1＊一致。
作为具体例，图6示出了根据电压指令矢量V1＊的相位θv1输出的每个电压矢量的占空比值。图6是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V1＊的相位θv1来输出的电压矢量的占空比的表。
在图6中，Vα(1)和Vβ(1)是在静止二轴上表现电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的电压。其中，使α轴与U1相轴一致，β轴设为相对于α轴前进90度的相位。D1(1)、D2(1)、D3(1)、D4(1)、D5(1)和D6(1)分别是与电压矢量V1(1)、V2(1)、V3(1)、V4(1)、V5(1)和V6(1)对应的输出占空比。
例如，当将控制周期设为Ts且电压指令矢量V1＊的相位θv1在30度以上且低于90度时，对于各电压矢量的输出时间，将电压矢量V1(1)设为D1(1)×Ts，将电压矢量V3(1)设为D3(1)×Ts，将零电压矢量即电压矢量V0(1)或V7(1)设为(1-D1(1)-D3(1))×Ts即可。当相位θv1为其他条件时也相同。
返回到对图1的说明，向控制器8b输入被设定为电动机1的控制指令值的电流指令值Id_target2和Iq_target2。另外，这里，例示出被设定为电流指令值Id_target2＝0的情况。控制器8b基于所输入的电流指令值Id_target2和Iq_target2、从位置检测器2输入的旋转位置θ以及从电流检测器7b输入的电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2，来输出导通截止信号Qup2～Qwn2。
另外，这里，例示出将通电到电动机1的电流的指令值设定作为电动机1的控制指令值的情况，但不限于此。例如，当对电动机1进行V/F控制时，控制指令值是电动机1的速度指令值。当控制电动机1的旋转位置时，控制指令值是电动机1的位置指令值。此外，例示出控制器8b基于从电流检测器7b输入的电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2来决定导通截止信号Qup2～Qwn2的情况，但不限于此。例如，控制器8b也可以根据电流指令值Id_target2和Iq_target2以前馈方式来决定导通截止信号Qup2～Qwn2。
接下来，说明构成控制器8b的各要素。控制器8b具有坐标转换器9b、减法器10b、减法器11b、电流控制器12b、电流控制器13b、坐标转换器14b以及导通截止信号发生器15b。另外，控制器8b通过例如执行计算处理的微型计算机、存储程序数据和固定值数据等数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)、以及更新所存储的数据且能依次改写所存储的数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)来实现。
坐标转换器9b基于从电流检测器7b输入的电流检测值Ius2、Ivs2和Iws2以及从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算旋转二轴上的电流Id2和Iq2，并且将该电流Id2输出到减法器10b，将该电流Iq2输出到减法器11b。
减法器10b从电流指令值Id_target2中减去旋转二轴上的电流Id2，并将该结果输出到电流控制器12b。
减法器11b从电流指令值Iq_target2中减去旋转二轴上的电流Iq2，并将该结果输出到电流控制器13b。
电流控制器12b通过对减法器10b的输出值进行比例和积分控制以使该值变为零来计算旋转二轴上的电压Vd2，并将该电压Vd2输出至坐标转换器14b。
电流控制器13b通过对减法器11b的输出值进行比例和积分控制以使该值变为零来计算旋转二轴上的电压Vq2，并将该电压Vq2输出至坐标转换器14a。
坐标转换器14b基于旋转二轴上的电压Vd2和Vq2、以及从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算电压指令值Vu2、Vv2和Vw2，并且将该结果输出至信号发生器15b。
导通截止信号发生器15b基于电压指令值Vu2、Vv2和Vw2，来输出导通截止信号Qup2～Qwn2。
接着，详细描述导通截止信号发生器15b的动作。图7是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V2＊的相位θv2来输出的电压矢量的表。
如图7所示，导通截止信号发生器15b基于电压指令值Vu2、Vv2和Vw2，根据电压指令矢量V2＊的相位θv2来选择2种类型的电压矢量并输出。例如，在相位θv2在30度以上且低于90度时，选择V1(2)和V3(2)这2种类型的电压矢量。在相位θv2在90度以上且低于150度时，选择V2(2)和V4(2)这2种类型的电压矢量。以下，同样地，如图7所示那样，导通截止信号发生器15b根据相位θv2来选择2种类型的电压矢量。
这里，对电压矢量进行说明。图8是表示本发明的实施方式1中根据导通截止信号Qup2～Qwn2的图案来输出的电压矢量的表。图9是表示图8的电压矢量V0(2)～V7(2)的图。
所谓电压矢量，如图8所示那样，是根据导通截止信号Qup2～Qwn2的图案而确定的电压矢量。如果将图8的电压矢量V0(2)～V7(2)进行图示，则如图9那样。如图9所示，电压矢量V1(2)～V6(2)是每隔60度的相位差具有大小的有效电压矢量，并且电压矢量V0(2)和V7(2)是不具有大小的零电压矢量。
接着，描述导通截止信号发生器15b的动作。图10是表示在本发明的实施方式1中的电压指令矢量V2＊的相位θv2在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。另外，在图10中，相位θv1≒62度。
当相位θv2在30度以上且低于90度时，如图10所示，相位与电压指令矢量V2＊最接近的电压矢量是电压矢量V2(2)。在这种情况下输出的电压矢量是相位与电压指令矢量V2＊第2接近的电压矢量V3(2)和相位与电压指令矢量V2＊第3接近的电压矢量V1(2)。
对输出这些电压矢量V1(2)和V3(2)的输出时间进行调节，以使由电压矢量V1(2)和V3(2)产生的合成矢量与电压指令矢量V2＊相一致。这里，使用电压指令值Vu2、Vv2和Vw2，根据以下的式(1-2)来计算电压指令矢量V2＊。
V2＊＝0.8166×(Vu2+a×Vv2+a2×Vw2)…(1－2)
其中，a＝exp(j×120)，j2＝-1。
如此，导通截止信号发生器15b根据式(1-2)来计算电压指令矢量V2＊。导通截止信号发生器15b通过调节电压矢量V1(2)和V3(2)的大小，以使得这些电压矢量的合成矢量与电压指令矢量V2＊一致。
作为具体例，图11示出了根据电压指令矢量V2＊的相位θv2输出的每个电压矢量的占空比值。图11是表示本发明的实施方式1中根据电压指令矢量V2＊的相位θv2来输出的电压矢量的占空比的表。
在图11中，Vα(2)和Vβ(2)是在静止二轴上表现电压指令值Vu2、Vv2和Vw2的电压。其中，使α轴与U2相轴一致，β轴设为相对于α轴前进90度的相位。D1(2)、D2(2)、D3(2)、D4(2)、D5(2)和D6(2)分别是与电压矢量V1(2)、V2(2)、V3(2)、V4(2)、V5(2)和V6(2)对应的输出占空比。
例如，当将控制周期设为Ts且电压指令矢量V2＊的相位θv2在30度以上且低于90度时，对于各电压矢量的输出时间，将电压矢量V1(2)设为D1(2)×Ts，将电压矢量V3(2)设为D3(2)×Ts，将零电压矢量即电压矢量V0(2)或V7(2)设为(1-D1(2)-D3(2))×Ts即可。当相位θv2为其他条件时也相同。
如以上那样地，由控制器8a和控制器8b构成的控制部基于所输入的控制指令值来计算从各逆变器6a、6b输出的三相交流电压的指令值即电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2。控制部根据针对各逆变器6a、6b计算出的电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2，来输出将各逆变器6a、6b的半导体开关元件Sup1～Swn1、Sup2～Swn2切换为导通和截止的导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2。
此外，控制部针对各逆变器6a、6b，输出导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2，以使得在根据导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2的图案而确定的多个电压矢量V0(1)～V7(1)、V0(2)～V7(2)中，形成相位与基于电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2的电压指令矢量V1＊、V2＊第2接近的电压矢量和相位与基于电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2的电压指令矢量V1＊、V2＊第3接近的电压矢量。
接着，对通过选择相位与电压指令矢量V1＊第2接近的电压矢量和第3接近的电压矢量并输出而实现的效果进行说明。
首先，说明各电压矢量与向逆变器6a输入的逆变器输入电流Iin1之间的关系。在之前的图3中，与第7列中示出的电压矢量对应地，在第8列中示出逆变器输入电流Iin1。如图3所示，在分别输出零电压矢量V0(1)和V7(1)时，逆变器输入电流Iin1变为0。此外，当分别输出有效电压矢量V1(1)～V6(1)时，得到与电流Iu1、Iv1和Iw1中的1个电流值相等的值，或者将该电流的符号反转后的值。
图12是表示本发明的实施方式1中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。另外，图12中示出了当电流Iu1、Iv1和Iw1的振幅为100A，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的振幅为1V时的波形。
如图5所示，当电压指令矢量V1＊的相位是θv1≒62度时，针对电流Iu1、Iv1和Iw1，如图12的下段的虚线框所示那样，Iu1≒50A，Iv1≒50A，Iw1≒-100A。
这里，当电压指令矢量V1＊的相位θv1≒62度时，如图2所示，输出电压矢量V1(1)以及V3(1)。图13是表示在本发明的实施方式1中的电压指令矢量V1＊的相位θv1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。另外，图13中，也图示出逆变器输入电流Iin1以及直流电流Ib1的波形。
如图13所示那样，控制器8a在控制周期Tc中将零电压矢量V0(1)包含在内以例如V1(1)、V0(1)、V3(1)、V0(1)和V1(1)的顺序来进行切换并输出电压矢量。该情况下，逆变器输入电流Iin1根据电压矢量的变化而以Iu1、0、Iv1、0和Iu1的顺序发生变化。
这里，逆变器输入电流Iin1是如图1所示那样地输入到逆变器6a的电流，为直流电流Ib1与电容器电流Ic1的合成电流。如图1所示，从逆变器6a观察时，通过直流电源3的路径与通过电容器4a的路径并联。
由于在直流电源3侧存在有电感5，所以将ω设为角频率，L设为电感值，直流电源3侧的阻抗以ωL来表示。该阻抗值由于与ω成比例，从而相对于低频率分量是低阻抗，相对于高频率分量是高阻抗。
将ω设为角频率，C1设为电容值，则电容器4a侧的阻抗以1/ωC1来表示。该阻抗值由于与ω成反比例，从而相对于高频率分量是低阻抗，相对于低频率分量是高阻抗。
由于以上的情况，逆变器输入电流Iin1中，低频率分量对应于直流电流Ib1，高频率分量对应于电容器电流Ic1。因此，如图13所示，逆变器输入电流Iin1的平均值Iave1对应于直流电流Ib1，除平均值Iave1以外的逆变器输入电流Iin1的变动分量对应于电容器电流Ic1。因此，如图13所示，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。
接着，作为比较例，说明在进行一般的三角波比较方式的PWM控制的情况下的电容器电流Ic1的变化。图14是表示图13的比较例的图。另外，图14中，也图示出逆变器输入电流Iin1、直流电流Ib1、电压指令值Vu1～Vw1和导通截止信号Qup1～Qwp1的波形。另外，由于导通截止信号Qun1～Qwn1的波形是反转导通截止信号Qup1～Qwp1的波形而得到的，从而省略了图示。
如图14所示，通过将电压指令值Vu1～Vw1和相当于载波的载波三角波进行比较，来生成导通截止信号Qup1～Qwp1的图案。具体地，当电压指令值Vu1～Vw1大于载波的值时，导通截止信号Qup1～Qwp1的值为1，否则，导通截止信号Qup1～Qwp1的值为0。
如果进行这样的PWM控制，则在控制周期Tc中，电压矢量以V0(1)、V2(1)、V7(1)、V2(1)以及V0(1)的顺序输出。即，通过这样的PWM控制，输出相位与电压指令矢量V1＊最接近的电压矢量V2(1)。该情况下，逆变器输入电流Iin1根据电压矢量的变化来以0、-Iw1、0、-Iw和0的顺序发生变化。因此，如图14所示，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是100A。
从以上可以知道，与一般的三角波比较方式的PWM控制相比，本实施方式1中的开关控制可进一步减小电容器电流。
另外，虽然上文中描述了与逆变器6a相对应的控制器8a，但对于与逆变器6b相对应的控制器8b也可以说是相同的。因此，与电容器4a的电容器电流Ic1相同，能够减小电容器4b的电容器电流Ic2。
接着，对专利文献1所记载的控制方法与本实施方式1中的控制方法进行比较。在专利文献1中记载的控制方法中，利用逆变器6a与逆变器6b使电压指令值的中心值即平均值不同，由此来使2台逆变器的放电定时不同。
由此，例如，当逆变器6a的电压矢量是V1(1)～V6(1)、逆变器6b的电压矢量是零电压矢量即V0(2)或V7(2)时，能够得到以下的效果。即，逆变器输入电流Iin1等效于从直流电源3、电容器4a和电容器4b这3个输出的电流，其结果是，能够获得减小每1个电容器的放电电流的效果。另外，当电压矢量为零电压矢量时，对于逆变器输入电流Iin1和Iin2，成立Iin1≠0，并且Iin2＝0。
如果使用之前的图5来描述，则当通过专利文献1中所记载的控制方法使得Iin1＝-Iw1时，即，当输出电压矢量V2(1)时，由于除了直流电流Ib以外还有电容器电流Ic1和Ic2，从而逆变器输入电流Iin1变为-Iw1。因此，与由于直流电流Ib和电容器电流Ic1而使逆变器输入电流Iin变为-Iw1的情况相比，能够减小电容器电流Ic1的振幅。
然而，在实际安装中，如图1所示，在电容器4a与电容器4b之间的路径中存在寄生电感100，此外，存在继电器16a和继电器16b的阻抗。因此，不会从电容器4a和电容器4b这2个均匀地提供逆变器输入电流Iin1。
从电容器4b放电到逆变器6a的电容器电流Ic2受到寄生电感100以及继电器16a和继电器16b的阻抗的限制。其结果是，从电容器4a放电的电容器电流Ic1大于电容器电流Ic2。
此外，在由于逆变器6b的故障造成的控制器8b使继电器16b断开时，从电容器4b至逆变器6a的电流的路径被切断。因此，逆变器输入电流Iin1除了由直流电流Ib产生之外，还由从电容器4a放电的电容器电流Ic1产生。在该情况下，根本无法获得减小电容器电流Ic1的效果。
对于此，实施方式1中的控制方法如下。即，如上所述，通过相对于用于控制逆变器6a的电压指令矢量V1＊输出相位第2接近的电压矢量和相位第3接近的电压矢量，来减小逆变器输入电流Iin1。同样地，通过相对于用于控制逆变器6b的电压指令矢量V2＊输出相位第2接近的电压矢量和相位第3接近的电压矢量，来减小逆变器输入电流Iin2。
因此，实施方式1中的控制方法能够减小电容器电流Ic1和Ic2，而不受到电容器4a与电容器4b之间的路径的寄生电感100以及继电器16a和继电器16b的阻抗的影响。因此，相比于专利文献1中记载的控制方法，本实施方式1中的控制方法减小电容器电流的效果要更好。
此外，例如，即使当由于逆变器6b的故障而导致继电器16b断开时，通过本实施方式1中的控制方法，由于使逆变器输入电流Iin1本身变小，从而也不会使电容器电流Ic1增大。因此，即使在2台逆变器中的一方发生故障并且仅由另一方继续进行电动机1的运行的情况下，通过本实施方式1中的控制方法，也能够获得可继续实现电容器电流的减小效果这一显著的效果。
以上，根据本实施方式1的功率转换装置，构成为：对于各逆变器，输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的图案而确定的多个电压矢量中，形成相位与电压指令矢量第2接近的电压矢量和相位与电压指令矢量第3接近的电压矢量。
由此，即使在采用针对2台逆变器中的每一个单独设置电容器的结构的情况下，也能减小从电容器放电的电容器电流，其结果是，可有助于电容器的小型化。
实施方式2.
本发明的实施方式2中，对包括与之前的实施方式1在结构上不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置进行说明。另外，本实施方式2中，省略对与之前的实施方式1相同的方面的说明，以与之前的实施方式1不同的方面为中心进行说明。
图15是表示本发明的实施方式2中的功率转换装置的整体结构的图。这里，作为与之前的实施方式1的结构不同的方面，在本实施方式2中，功率转换装置按如下方式构成。
即，控制器8a和控制器8b分别进一步具有电流矢量相位计算器17a以及电流矢量相位计算器17b，并且导通截止信号发生器15a以及导通截止信号发生器15b的动作不同。以下，由于本实施方式2中的控制器8a和控制器8b可以说是相同的，因此以控制器8a的结构为代表进行说明。
电流矢量相位计算器17a根据以下的式(2-1)，基于从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算电流矢量的相位θi1。其中，相位θi1的基准轴设为U1相(参照图5)。
θi1＝θ+90[deg]…(2－1)
式(2-1)是使用非凸极型永磁体同步电动机作为电动机1的情况下成立的等式。使用非凸极型永磁体同步电动机作为电动机1的情况下，电流矢量相位计算器17a根据以下的式(2-2)来计算相位θi1即可。
θi1＝θ+atan(Iq1/Id1)[deg]…(2－2)
此外，电流矢量相位计算器17a也可不使用电动机1的旋转位置θ，而使用电流检测值Ius1、Ivs1以及Iws1，根据以下的式(2-3)来计算相位θi1。
θi1＝atan{(0.866×Ivs1-0.866×Iws1)/(Ius1-0.5×Ivs1-0.5×Iws1)}[deg]…(2－3)
此外，电流矢量相位计算器17a也可使用通过对电流指令值Id_target1和Iq_target1进行坐标转换而得到的三相电流指令值来代替电流检测值Ius1、Ivs1以及Iws1，根据式(2-3)来计算相位θi1。
电流矢量相位计算器17b根据以下的式(2-4)，基于从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算电流矢量的相位θi2。其中，相位θi2的基准轴设为U2相(参照图10)。
θi2＝θ+90[deg]…(2－4)
式(2-4)是使用非凸极型永磁体同步电动机作为电动机1的情况下成立的等式。使用凸极型永磁体同步电动机或感应电动机作为电动机1的情况下，电流矢量相位计算器17b根据以下的式(2-5)来计算相位θi2即可。
θi2＝θ+atan(Iq2/Id2)[deg]…(2－5)
此外，电流矢量相位计算器17b也可不使用电动机1的旋转位置θ，而使用电流检测值Ius2、Ivs2以及Iws2，根据以下的式(2-6)来计算相位θi2。
θi2＝atan{(0.866×Ivs2-0.866×Iws2)/(Ius2-0.5×Ivs2-0.5×Iws2)}[deg]…(2－6)
此外，电流矢量相位计算器17b也可使用通过对电流指令值Id_target2和Iq_target2进行坐标转换而得到的三相电流指令值来代替电流检测值Ius2、Ivs2以及Iws2，根据式(2-6)来计算相位θi2。
导通截止信号发生器15a基于从坐标转换器14a输入的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1、从电流矢量相位计算器17a输入的电流矢量的相位θi1来输出导通截止信号Qup1～Qwn1。
接着，详细描述导通截止信号发生器15a的动作。图16是表示本发明的实施方式2中根据电流矢量的相位θi1来输出的电压矢量的表。
如图16所示的那样，导通截止信号发生器15a根据电流矢量的相位θi1来选择2种类型的电压矢量并且输出。例如，在相位θi1在30度以上且低于90度时，选择V1(1)和V3(1)这2种类型的电压矢量。在相位θi1在90度以上且低于150度时，选择V2(1)和V4(1)这2种类型的电压矢量。以下，同样地，如图16所示那样，导通截止信号发生器15a根据相位θi1来选择2种类型的电压矢量。
另外，当然也可以根据电流检测值Ius1、Ivs1和Iws1的符号关系来判别图16所示的电流矢量的相位θi1的范围。例如，针对符号关系，如果Ius1＞0，Ivs1＞0且Iws1＜0，则可以将相位θi1的范围判别为30＜θi1＜90。这也可以根据后述的图18得以明确。
图17是表示在本发明的实施方式2中的电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下输出的电压矢量的图。另外，图17中，相位θi1≒62度。
当相位θi1在30度以上且低于90度时，如图17所示，相位与电流矢量最接近的电压矢量是电压矢量V2(1)。在这种情况下输出的电压矢量是相位与电流矢量第2接近的电压矢量V3(1)和相位与电流矢量第3接近的电压矢量V1(1)。
对输出这些电压矢量V1(1)和V3(1)的输出时间进行调节，以使由电压矢量V1(1)和V3(1)产生的合成矢量与电压指令矢量V1＊相一致。
如以上那样，控制器8a和控制器8b所构成的控制部针对各逆变器6a、6b，输出导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2，以使得在根据导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2的图案而确定的多个电压矢量V0(1)～V7(1)、V0(2)～V7(2)中，形成相位与基于伴随三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量第2接近的电压矢量和相位与基于伴随三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量第3接近的电压矢量。
接着，对通过选择相位与电流矢量第2接近的电压矢量和相位与电流矢量第3接近的电压矢量并输出从而实现的效果进行说明。
图18是表示本发明的实施方式2中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。
另外，图18中示出了当电流Iu1、Iv1和Iw1的振幅为100A，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的振幅为1V时的波形。相对于上段的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1，下段的电流Iu1，Iv1和Iw1具有30度的相位延迟。功率因素角为30度，就功率因素值而言，cos(30)≒0.8666。
如图18所示，当电流矢量的相位是θi1≒62度时，针对电流Iu1、Iv1和Iw1，如图18的下段的虚线框所示那样，Iu1≒50A，Iv1≒50A，Iw1≒-100A。该情况下，电压指令矢量V1＊的相位θv1≒92度。
这里，由于相位θi1≒62度，因此如图16所示的那样，控制器8a根据电流矢量的相位θi1输出电压矢量V1(1)和V3(1)。此外，控制器8a在控制周期Tc中将零电压矢量V0(1)包含在内、以例如V1(1)、V0(1)、V3(1)、V0(1)和V1(1)的顺序来进行切换并输出电压矢量。
该情况下，逆变器输入电流Iin1和电容器电流Ic1示出与之前的图13相同的变化。因此，由之前的图13可知，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。
接着，作为比较例，对电压指令矢量V1＊的相位θv1在90度以上并低于150度的情况下适用之前的实施方式1中的控制方法时的电容器电流Ic1的变化进行说明。图19是表示本发明的实施方式2中的控制方法的比较例的图。另外，图19中，也图示出逆变器输入电流Iin1以及直流电流Ib1的波形。
这里，如上所述，当电流矢量的相位θi1≒62度时，电压指令矢量V1*的相位θv1≒92度。因而，当适用之前的实施方式1中的控制方法而不是本实施方式2中的控制方法时，输出以下电压矢量。即，选择相位与图17所示的电压指令矢量V1＊第2接近的电压矢量V2(1)和相位与图17所示的电压指令矢量V1＊第3接近的电压矢量V4(1)并且输出。
在该情况下，如图19所示的那样，在控制周期Tc中将零电压矢量V7(1)包含在内，以例如V2(1)、V7(1)、V4(1)、V7(1)和V2(1)的顺序来进行切换并输出电压矢量。
此外，逆变器输入电流Iin1根据电压矢量的变化来以-Iw1、0、-Iu1、0和-Iw1的顺序变化。因此，由图19可知，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min是150A。
因此，当功率因素小于1时，通过采用本实施方式2中的控制方法而不是之前的实施方式1中的控制方法，可进一步减小电容器电流。
以上，根据本实施方式2的功率转换装置，构成为：对于各逆变器，输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的图案而确定的多个电压矢量中，形成相位与电流矢量第2接近的电压矢量和相位与电流矢量第3接近的电压矢量。由此，与之前的实施方式1的控制方法相比而言，可在不依赖功率因素的情况下减小电容器电流。
实施方式3.
本发明的实施方式3中，说明了包括与之前的实施方式2在结构上不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置。另外，本实施方式3中，省略对与之前的实施方式1和2相同的方面的说明，以与之前的实施方式1和2不同的方面为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式2的结构不同的方面，在本实施方式3中，功率转换装置按下述方式来构成。即，导通截止信号发生器15a和导通截止信号发生器15b的动作不同。以下，由于本实施方式3中的控制器8a和控制器8b可以说是相同的，因此以控制器8a的结构为代表进行说明。
图20是表示本发明的实施方式3中根据电流矢量的相位θi1而被采用的电压调制方式的表。
在图20的第2列中，与第1列中所示的电流矢量的相位θi1的范围相对应，示出相位与电流矢量最接近的电压矢量。在图20的第3列中，与第1列中所示的电流矢量的相位θi1的范围相对应，示出所采用的电压调制方式。
这里，所谓“低固态2相调制”，是指为了使电压指令值Vu1、Vv1和Vw1中最小的电压指令值与载波的最小值相一致而使得电压指令值Vu1、Vv1和Vw1相等地移位的调制方法。将采用该调制方式的区间定义为“低固态2相调制区间”。
另一方面，所谓“高固态2相调制”，是指为了使电压指令值Vu1、Vv1和Vw1中最大的电压指令值与载波的最大值相一致而使得电压指令值Vu1、Vv1和Vw1相等地移位的调制方法。将采用该调制方式的区间定义为“高固态2相调制区间”。
如图20所示，采用“低固态2相调制”作为电压调制方式是相位与电流矢量最接近的电压矢量为V2(1)、V4(1)和V6(1)的情况。这里，作为共通点，由之前的图3可知，电压矢量V2(1)、V4(1)和V6(1)为通过使高电位侧的2个半导体开关元件导通、使低电位侧的1个半导体开关元件导通而形成的电压矢量。
因此，实施方式3中，当相位与电流矢量最接近的电压矢量为通过使高电位侧的2个半导体开关元件导通、使低电位侧的1个半导体开关元件导通而形成的电压矢量时，采用“低固态2相调制”作为电压调制方式。
另一方面，如图20所示，采用“高固态2相调制”作为电压调制方式是相位与电流矢量最接近的电压矢量为V1(1)、V3(1)和V5(1)的情况。这里，作为共通点，由之前的图3可知，电压矢量V1(1)、V3(1)和V5(1)为通过使高电位侧的1个半导体开关元件导通、使低电位侧的2个半导体开关元件导通而形成的电压矢量。
因此，实施方式3中，当相位与电流矢量最接近的电压矢量为通过使高电位侧的1个半导体开关元件导通、使低电位侧的2个半导体开关元件导通而形成的电压矢量时，采用“高固态2相调制”作为电压调制方式。
图20的第4列所示出的载波反转相是指相对于与其他相相对应的载波，以该载波的中心作为基准来使相对应的载波反转的相。
当采用“低固态2相调制”作为电压调制方式时，载波反转相是3相中除了电压指令值为最小的最小相以外的剩余的2相中的1相。即，在除了最小相以外的剩余的2相中，与作为载波反转相的一个相相对应的载波相对于与另一个相相对应的载波，以该载波的中心作为基准来反转。
另一方面，当采用“高固态2相调制”作为电压调制方式时，载波反转相是3相中除了电压指令值为最大的最大相以外的剩余的2相中的1相。即，在除了最大相以外的剩余的2相中，与作为载波反转相的一个相相对应的载波相对于与另一个相相对应的载波，以该载波的中心作为基准来反转。
如以上那样，由控制器8a和控制器8b构成的控制部构成为：针对各逆变器6a、6b，通过将载波与电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2进行比较，来输出导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2。
控制部在采用“低固态2相调制”时，在3相中除了最小相以外的剩余的2相中，将一个相设为载波反转相，使得载波反转相的载波相对于另一个相的载波以中心值作为基准反转。此外，控制部在采用“高固态2相调制”时，在3相中除了最大相以外的剩余的2相中，将一个相设为载波反转相，使得载波反转相的载波相对于另一个相的载波以中心值作为基准反转。
接着，边举出具体例，边对控制器8a的动作进行进一步说明。例如，考虑以下的情况：电流矢量的相位θi1为之前的图17所示的那样，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形为之前的图18所示的那样。
图21是表示在本发明的实施方式3中的电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。另外，图21中，也图示出电压指令值Vu1、Vv1及Vw1、逆变器输入电流Iin1和直流电流Ib1的波形。
该情况下，由于电流矢量的相位θi为约62度，因此由图20可知，采用“低固态2相调制”作为电压调制方式。因此，载波反转相是3相中除了电压指令值为最小的最小相即W1相以外的剩余的U1相及V1相中的任一个。即，如图21所示，与U1相相对应的U1相载波相对于与V1相相对应的V1相载波，以V1相载波的中心为基准反转。
此外，如图21所示，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。因此，本实施方式3中的控制方法能获得与之前的实施方式2中的控制方法相同的效果。
以上，以导通截止信号发生器15a的动作作为代表进行说明，但对于控制器8b的导通截止信号发生器15b来说也可以说是相同的。图22是表示本发明的实施方式3中根据电流矢量的相位θi1而被采用的电压调制方式的表。
即，对于导通截止信号发生器15b，如图22所示，也可以通过根据电流矢量的相位θi2而采用电压调制方法，来以与电容器电流Ic1相同的方式减小电容器电流Ic2。
以上，根据本实施方式3的功率转换装置，构成为：当采用“低固态2相调制”来作为电压调制方式时，将除了最小相以外的剩余的2相中的一个相设为载波反转相，当采用“高固态2相调制”时，将除了最大相以外的剩余的2相中的一个相设为载波反转相。即使在这样地构成的情况下，也能够获得与之前的实施方式2相同的效果。
实施方式4.
本发明的实施方式4中，说明了包括与之前的实施方式3在结构上不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置。另外，本实施方式4中，省略对与之前的实施方式1～3相同的方面的说明，以与之前的实施方式1～3不同的方面为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式3的结构不同的方面，在本实施方式4中，功率转换装置按下述方式来构成。即，导通截止信号发生器15a和导通截止信号发生器15b的动作不同。此外，采用锯齿波作为载波。以下，由于本实施方式4中的控制器8a和控制器8b可以说是相同的，因此以控制器8a的结构为代表进行说明。
图23是表示本发明的实施方式4中根据电流矢量的相位θi1而被采用的电压调制方式的表。图23的第3列中示出的电压调制方式与之前的图20相同，与第1列中所示的电流矢量的相位θi1的范围相对应而被采用。
此外，图23的第4列中示出的载波反转相在对应于“低固态2相调制区间”的相位θi1的范围的中央处，从除了最小相以外的2相中的1相切换为剩余的1相。相同地，载波反转相在对应于“高固态2相调制区间”的相位θi1的范围的中央处，从除了最大相以外的2相中的1相切换为剩余的1相。如此，每当电流矢量的相位θi1变化了30度时，载波反转相就切换。
如以上那样地，由控制器8a和控制器8b构成的控制部在采用“低固态2相调制”的“低固态2相调制区间”的中央处，将载波反转相从一个相切换成另一个相。此外，控制部在采用“高固态2相调制”的“高固态2相调制区间”的中央处，将载波反转相从一个相切换成另一个相。
接着，边举出具体例，边对控制器8a的动作进行进一步说明。例如，考虑以下的情况：电流矢量的相位θi1为之前的图17所示的那样，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形为之前的图18所示的那样。
图24是表示在本发明的实施方式4中的电流矢量的相位θi1略小于60度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。图25是表示在本发明的实施方式4中的电流矢量的相位θi1略大于60度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。
另外，图24和图25中，也图示出电压指令值Vu1、Vv1及Vw1、逆变器输入电流Iin1和直流电流Ib1的波形。
当电流矢量的相位θi1在30度以上且低于60度的范围内时，由图23可知，采用“低固态2相调制”作为电压调制方式，此外，采用锯齿波作为载波。
此外，载波反转相是3相中除了电压指令值为最小的最小相即W1相以外的剩余的U1相及V1相中的任一个。即，如图24所示，向右下降的锯齿波即U1相载波相对于向右上升的锯齿波即V1相载波，以V1相载波的中心作为基准反转。
此外，如图24所示，在控制周期Tc中，输出相位与电流矢量第2接近的电压矢量V1(1)和相位与电流矢量第3接近的电压矢量V3(1)。即，在控制周期Tc中，将零电压矢量V0(1)包含在内，以例如V3(1)、V0(1)和V1(1)的顺序来进行切换并输出电压矢量。该情况下，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。
另一方面，当电流矢量的相位θi1在60度以上且低于90度的范围内时，由图23可知，采用“高固态2相调制”作为电压调制方式，此外，采用锯齿波作为载波。
此外，载波反转相从除了最小相即W1相以外的2相中的1相即U1相切换成剩余的1相即V1相。即，向右下降的锯齿波即V1相载波相对于向右上升的锯齿波即U1相载波，以U1相载波的中心作为基准反转。
此外，如图25所示，在控制周期Tc中，输出相位与电流矢量第2接近的电压矢量V3(1)和相位与电流矢量第3接近的电压矢量V1(1)。即，在控制周期Tc中，将零电压矢量V0(1)包含在内，以例如V1(1)、V0(1)和V3(1)的顺序来进行切换并输出电压矢量。该情况下，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。
从以上可见，本实施方式4中的控制方法能获得与之前的实施方式3中的控制方法相同的效果。
图26是表示在本发明的实施方式4中每当电流矢量的相位θi1变化30度就切换载波反转相的情况下的电动机转矩的波形的图。图27是表示图26的比较例的图。
另外，图27中，作为比较例，示出在如之前的实施方式3中的控制方法那样每当电流矢量的相位θi1变化60度就切换载波反转相的情况下的电动机转矩的波形。另外，在图26和图27中，也图示出电流检测值Ius1、Ivs1及Iws1的波形。
如图26所示，在每当电流矢量的相位θi1变化30度、载波反转相就切换的情况下，电动机转矩的脉动为0.04p.u.。另一方面，如图27所示，在每当电流矢量的相位θi1变化60度、载波反转相就切换的情况下，电动机转矩的脉动为0.06p.u.。因此，本实施方式4中的控制方法能获得可以抑制电动机转矩的波动的效果。
以上，根据本实施方式4的功率转换装置，相对于之前的实施方式3的结构，构成为：将载波设为锯齿波，在“低固态2相调制区间”的中心处将载波反转相从一个相切换为另一个相，并且在“高固态2相调制区间”的中心处将载波反转相从一个相切换为另一个相。由此，在能获得与之前的实施方式2相同的效果的同时，可以进一步地抑制电动机转矩的波动。
实施方式5.
本发明的实施方式5中，说明了包括与之前的实施方式2～4在结构上不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置。本实施方式5中，省略对与之前的实施方式1～4相同的方面的说明，以与之前的实施方式1～4不同的方面为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式2～4的结构不同的方面，在本实施方式5中，载波的设定方法不同。以下，由于本实施方式4中的控制器8a和控制器8b可以说是相同的，因此以控制器8a的结构为代表进行说明。
本实施方式5中，与3相中电压指令值第2大的中间相相对应的载波被设定为其频率是与除了中间相以外的剩余的2相相对应的载波的2倍。
如以上那样，由控制器8a和控制器8b构成的控制部构成为：针对各逆变器6a、6b，通过将载波与电压指令值Vu1～Vw1、Vu2～Vw2进行比较，来输出导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2。此外，控制部将与3相中电压指令值第2大的中间相的载波的频率设定为是除了中间相以外的剩余的2相的载波的频率的2倍。
接着，边举出具体例，边对控制器8a的动作进行说明。例如，考虑以下的情况：电流矢量的相位θi1为之前的图17所示的那样，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形为之前的图18所示的那样。
图28是表示在本发明的实施方式5中的电流矢量的相位θi1在30度以上并低于90度的情况下的电容器电流Ic1的波形的图。另外，图28中，也图示出电压指令值Vu1、Vv1及Vw1、逆变器输入电流Iin1和直流电流Ib1的波形。
在该情况下，由于电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的大小关系是Vv1＞Vu1＞Vw1，所以中间相为U1相。因此，控制器8a将与U1相相对应的U1相载波的频率设定成是与剩余的2相相对应的载波的频率的2倍。
此外，在U1相载波的频率被设定成是与剩余的2相相对应的载波的频率的2倍的情况下，如图21所示，电容器电流Ic1的变动的最大值Ic_max_min是50A。因此，本实施方式5中的控制方法能获得与之前的实施方式2～4中的控制方法相同的效果。
以上，根据本实施方式5的功率转换装置，构成为：针对各逆变器，中间相的载波的频率设定为是除了中间相以外的剩余的2相的载波的频率的2倍。即使在这样地构成的情况下，也能够获得与之前的实施方式2相同的效果。
实施方式6.
本发明的实施方式6中，说明了包括与之前的实施方式2在结构上不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置。另外，本实施方式6中，省略对与之前的实施方式1～5相同的方面的说明，以与之前的实施方式1～5不同的方面为中心进行说明。
图29是表示本发明的实施方式6中的功率转换装置的整体结构的图。这里，作为与之前的实施方式2的结构不同的方面，在本实施方式6中，功率转换装置按下述方式来构成。即，控制器8a的导通截止信号发生器15a与控制器8b的导通截止信号发生器15b的动作不同。
导通截止信号发生器15a在未检测到2台逆变器6a和6b的故障的情况下、以及在检测到逆变器6b的故障的情况下生成导通截止信号Qup1～Qwn1的方法不同。同样地，导通截止信号发生器15b在未检测到2台逆变器6a和6b的故障的情况下、以及在检测到逆变器6a的故障的情况下生成导通截止信号Qup2～Qwn2的方法不同。
接着，对在未检测到2台逆变器的故障的情况下的导通截止信号发生器15a和导通截止信号发生器15b的动作进行描述。
图30是表示本发明的实施方式6中在未检测到2台逆变器6a和6b的故障的情况下的电容器电流Ic1和Ic2的波形的图。另外，图30中，也图示出逆变器输入电流Iin1及Iin2、电压指令值Vu1'～Vw1'及Vu2'～Vw2'、以及导通截止信号Qup1～Qwp1及Qup2～Qwp2的波形。
图31是表示本发明的实施方式6中的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1的波形的图。图32是表示本发明的实施方式6中的电压指令值Vu2、Vv2和Vw2以及电流Iu2、Iv2和Iw2的波形的图。
这里，作为具体例，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1以及电流Iu1、Iv1和Iw1设为图31的虚线框中示出的瞬时值，电压指令值Vu2、Vv2和Vw2以及电流Iu2、Iv2、Iw2设为图32中的虚线框所示的瞬时值。
此外，在导通截止信号发生器15a与导通截止信号发生器15b之间，载波C为共通的，即设为无相位差，此外，载波C的最大值设为Vdc/2，最小值设为-Vdc/2，中心值设为0。
在该情况下，通过根据以下的式(6-1)～(6-3)进行计算，使电压指令值Vu1、Vv1和Vw1分别被相等地移位，以使得最大值Vmax与载波的最大值Vdc/2相一致。另外，最大值Vmax为电压指令值Vu1、Vv1和Vw1中最大的电压指令值。
Vu1’＝Vu1+(Vdc/2-Vmax)…(6-1)
Vv1’＝Vv1+(Vdc/2-Vmax)…(6-2)
Vw1’＝Vw1+(Vdc/2-Vmax)…(6-3)
通过上述计算，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1如图30所示那样，被移位至电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’，电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’的平均值Vave1比载波C的中心值0要大。
将电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’与载波C进行比较。在时刻t1～t2和时刻t5～t6中，Qup1＝Qvp1＝1，Qwp1＝0，其结果为，输出电压矢量V2(1)。此外，在时刻t2～t5中，Qup1＝Qvp1＝Qwp1＝1，其结果为，输出电压矢量V7(1)。
另一方面，通过根据以下的式(6-4)～(6-6)的计算，电压指令值Vu2、Vv2和Vw2分别被相等地移位，以使得最小值Vmin与载波的最小值-Vdc/2相一致。另外，最小值Vmin为电压指令值Vu2、Vv2和Vw2中最小的电压指令值。
Vu2’＝Vu2-(Vdc/2+Vmin)…(6-4)
Vv2’＝Vv2-(Vdc/2+Vmin)…(6-5)
Vw2’＝Vw2-(Vdc/2+Vmin)…(6-6)
通过上述计算，电压指令值Vu2、Vv2和Vw2如图30所那样被移位至电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’，电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’的平均值Vave2比载波C的中心值0要小。
将电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’与载波C进行比较。在时刻t1～t3和时刻t4～t6中，Qup1＝Qvp1＝Qwp1＝0，其结果为，输出电压矢量V0(2)。在时刻t3～t4中，Qup1＝Qvp1＝1，Qwp1＝0，其结果为，输出电压矢量V2(2)。
接着，描述逆变器输入电流Iin1和Iin2以及电容器电流Ic1和Ic2。
在图30中，在时刻t1～t2和时刻t5～t6，Iin1＝100A，Iin2＝0A。与逆变器6a相对应的电压矢量是有效电压矢量，与逆变器6b相对应的电压矢量是零电压矢量。因此，将电容器电流Ic1以及电容器电流Ic2提供到逆变器6a。其中，由于电容器电流Ic2经由寄生电感100以及继电器16a和16b被提供至逆变器6a，所以电容器电流Ic2的值比电容器电流Ic1小。
在时刻t2～t3和时刻t4～t5，Iin1＝Iin2＝0A。分别与逆变器6a和6b相对应的电压矢量是零电压矢量。因此，将来自直流电源3的充电电流提供至电容器4a和4b。
在时刻t3～t4，Iin1＝0A，Iin2＝100A。与逆变器6a相对应的电压矢量是零电压矢量，与逆变器6b相对应的电压矢量是有效电压矢量。因此，将电容器电流Ic1以及电容器电流Ic2提供到逆变器6b。其中，由于电容器电流Ic1经由寄生电感100以及继电器16a和16b被提供至逆变器6b，所以电容器电流Ic1的值比电容器电流Ic2小。
从以上可见，在时刻t1～t2、时刻t3～t4以及时刻t5～t6，在2台逆变器中，与一方对应的电压矢量为有效电压矢量，而与另一方对应的电压矢量为零电压矢量。因此，2个电容器4a和4b将电容器电流提供至1台逆变器，其结果为，可减小由1个电容器提供的电容器电流的大小。
如以上那样，在本实施方式6的控制方法中，当未检测到2台逆变器6a和6b的故障时，设定为与1台逆变器相对应的三相的电压指令值的平均值比载波的中心值要大，并设定为与剩余的1台逆变器对应的三相的电压指令值的平均值比载波的中心值要小。
换言之，当由控制器8a和控制器8b构成的控制部未检测到2台逆变器6a和6b双方的故障时，进行如下控制。控制部使得与各逆变器6a、6b相对应的载波的相位相互一致。此外，控制部将针对2台逆变器6a和6b中的一个逆变器所计算的电压指令值的平均值设定为比载波的中心值要大。此外，控制部将针对另一个逆变器所计算的电压指令值的平均值设定为比载波的中心值要小。
因此，能产生如下状态：在分别与2台逆变器相对应的电压矢量中，将与1台逆变器相对应的电压矢量设为有效电压矢量，并将与剩余的1台逆变器相对应的电压矢量设为零电压矢量。其结果是，可减小1个电容器所提供的电容器电流的大小。此外，与2台逆变器相对应的有效电压矢量是电压矢量V2(1)和V2(2)。电压矢量V2(1)和V2(2)是在图31和图32的虚线框所示的相位θv1和θv2的范围中相位与电压指令矢量V1*和V2*最为接近的电压矢量。
如此，在本实施方式6的控制方法中，当未检测到2台逆变器6a和6b的故障时，与之前的实施方式1～5的控制方法不同，设为输出相位分别与电压指令矢量V1＊和V2＊最接近的电压矢量。由此，存在可以减小通电到电动机1的电流的波动的效果。
换言之，当由控制器8a和控制器8b构成的控制部未检测到2台逆变器6a和6b双方的故障时，进行如下控制。控制部针对各逆变器6a、6b，输出导通截止信号Qup1～Qwn1、Qup2～Qwn2，以使得在多个电压矢量V0(1)～V7(1)、V0(2)～V7(2)中，形成相位与电压指令矢量V1＊、V2＊最接近的电压矢量。
即，当未检测到2台逆变器6a和6b的故障时，控制器8a和8b分别通过控制为减小产生有效电压矢量的期间重复的比例，从而在减小电容器电流的同时，还减小通电到电动机1的波动电流。
对此，在2台逆变器6a和6b中的一个逆变器发生故障时，如果照原样地使用上文中说明的控制方法，则会产生以下的问题。即，因为靠近故障侧的逆变器的继电器断开，因此来自靠近故障侧的逆变器的电容器的电容器电流的供给消失，其结果为，剩余的1个电容器提供的电容器电流增大。
例如，当Iin1≠0、Iin2＝0时，如果继电器16b闭合，则由于电容器电流Ic1和Ic2被提供至逆变器6a，因此电容器电流Ic1和Ic2的大小是比较小的。然而，如果检测到逆变器6b的故障并且继电器16b断开，则停止将电容器电流Ic2提供至逆变器6a。在该情况下，为了补偿没有电容器电流Ic2的量，电容器电流Ic1增大。考虑这样的状况，如果对电容器进行设计，则无法实现电容器的小型化。
因此，在本实施方式6的控制方法中，仅在未检测到2台逆变器6a和6b中的任意一台逆变器的故障时，才在正常侧的逆变器中适用之前的实施方式1～5的控制方法中的任意一个控制方法。即，如在之前的实施方式1～5中所述，设为输出相位与电压指令矢量或电流矢量第2接近的电压矢量和相位与电压指令矢量或电流矢量第3接近的电压矢量。因此，减小了逆变器输入电流Iin1和Iin2本身的变动，其结果为，减小电容器电流。
即，当检测到2台逆变器6a和6b中的一个逆变器的故障时，与另一个逆变器相对应的控制器输出导通截止信号，以使得形成相位与电压指令矢量或电流矢量第2接近的电压矢量和相位与电压指令矢量或电流矢量第3接近的电压矢量。
以上，根据本实施方式6的功率转换装置，构成为：当未检测到2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的载波的相位相互一致，设定为针对2台逆变器中的一个逆变器计算出的电压指令值的平均值比载波的中心值要，并设定为针对另一个逆变器计算出的电压指令值的平均值比载波的中心值要小。由此，在2台逆变器正常的情况以及在2台中的任意一台逆变器发生故障的情况这两种情况下，可减小电容器电流。
实施方式7.
本发明的实施方式7中，说明包括了与之前的实施方式6的结构不同的控制器8a和控制器8b的功率转换装置。另外，本实施方式7中，省略与之前的实施方式1～6相同的方面的说明，以与之前的实施方式1～6不同的方面为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式6的结构不同的方面，在本实施方式7中，功率转换装置按下述方式来构成。即，在未检测到2台逆变器6a和6b的故障的情况下，导通截止信号发生器15a生成导通截止信号Qup1～Qwn1的方法与导通截止信号发生器15b生成导通截止信号Qup2～Qwn2的方法不相同。
图33是表示在未检测到本发明的实施方式7中的2台逆变器6a和6b的故障的情况下的电容器电流Ic1和Ic2的波形的图。另外，图33中，也图示出逆变器输入电流Iin1及Iin2、电压指令值Vu1'～Vw1'及Vu2'～Vw2'、以及导通截止信号Qup1～Qwp1及Qup2～Qwp2的波形。
这里，与之前的图30相比较，在图33中，不使用1个载波，而是使用与电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’进行比较的载波C1以及与电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’进行比较的载波C2这2个载波。载波C2与之前的图30中所示的载波C相同，且在将控制周期Tc设为360度时，载波C1的相位相对于载波C2偏移180度。
通过根据以下的式(7-1)～(7-3)的计算，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1分别被相等地移位，以使得最小值Vmin与载波的最小值-Vdc/2相一致。
Vu1’＝Vu1-(Vdc/2+Vmin)…(7-1)
Vv1’＝Vv1-(Vdc/2+Vmin)…(7-2)
Vw1’＝Vw1-(Vdc/2+Vmin)…(7-3)
通过上述计算，电压指令值Vu1、Vv1和Vw1如图33所示那样被移位至电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’，电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’的平均值Vave1比载波C1的中心值0要小。
将电压指令值Vu1’、Vv1’和Vw1’与载波C1进行比较。在时刻t1～t2和时刻t5～t6，Qup1＝Qvp1＝1，Qwp1＝0，其结果为，输出电压矢量V2(1)。此外，在时刻t2～t5，Qup1＝Qvp1＝Qwp1＝0，其结果为，输出电压矢量V0(1)。
另一方面，通过根据上述的式(6-4)～(6-6)的计算，得到电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’。
将电压指令值Vu2’、Vv2’和Vw2’与载波C2进行比较。在时刻t1～t3和时刻t4～t6，Qup2＝Qvp2＝Qwp2＝0，其结果为，输出电压矢量V0(2)。在时刻t3～t4，Qup2＝Qvp2＝1，Qwp2＝0，其结果为，输出电压矢量V2(2)。
从以上可见，如图33所示，不会产生分别与逆变器6a和逆变器6b相对应的电压矢量同时成为有效电压矢量的期间。因此，与之前的实施方式6相同地，可以减小电容器电流Ic1和Ic2。
如以上那样，在本实施方式7的控制方法中，当未检测到2台逆变器6a和6b的故障时，设定为使与2台逆变器相对应的载波的相位相互相差180度，此外，三相的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的平均值以及三相的电压指令值Vu2、Vv2和Vw2的平均值均小于载波的中心值。
因此，当未检测到2台逆变器的故障时，通过减小产生有效电压矢量的期间重复的比例，可以在减小电容器电流的同时，还减小通电到电动机1的波动电流。
此外，也可以设定为使分别与2台逆变器相对应的载波相互相差180度，三相的电压指令值Vu1、Vv1和Vw1的平均值以及三相的电压指令值Vu2、Vv2和Vw2的平均值均大于载波的中心值。即便在该情况下，也可以减小产生有效电压矢量的期间重复的比例，其结果为，可以在减小电容器电流的同时，还减小通电到电动机1的波动电流。
以上，根据本实施方式7的功率转换装置，构成为：当未检测到2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的载波的相位相互相差180度，设定为针对各逆变器计算出的电压指令值的平均值比载波的中心值要小或比载波的中心值要大。即使在这样地构成的情况下，也能够获得与之前的实施方式6相同的效果。
实施方式8.
本发明的实施方式8中，说明包括之前的实施方式1～7中的任意一个功率转换装置的电动助力转向装置。另外，本实施方式8中，省略对与之前的实施方式1～7相同的方面的说明，以与之前的实施方式1～7不同的方面为中心进行说明。
图34是表示本发明的实施方式8中的电动助力转向装置的整体结构的图。
搭载有电动助力转向装置的车辆的驾驶员左右旋转方向盘101以进行前轮102的转向。转矩检测器103检测转向***的转向转矩Ts，并且将检测到的转向转矩Ts输出到后述的控制指令生成器105。电动机1经由齿轮104而产生辅助驾驶员的转向的辅助转矩。本实施方式8中的电动机1除了转子与齿轮104机械连接之外，具有与之前的实施方式1中的电动机1相同的结构。
控制指令生成器105基于从转矩检测器103输入的转向转矩Ts，计算用于将电动机1控制为期望状态的控制指令值，并且输出计算出的控制指令值。控制指令生成器105例如根据以下的式(8-1)来计算电流指令值Iq_target1和Iq_target2作为控制指令。
Iq_target1＝Iq_target2＝ka×Ts/2…(8-1)
这里，ka是常数，但是也可以设定为根据转向转矩Ts或车辆的行驶速度而变化。这里，根据式(8-1)来决定电流指令值Iq_target1和Iq_target2，但是也可以基于根据转向状况进行的公知的补偿控制来决定电流指令值Iq_target1和Iq_target2。
接着，描述通过本实施方式8中的电动助力转向装置得到的效果。
电动助力转向装置追求尺寸的小型化。通过使电动助力转向装置变小，可增加在车辆上的搭载性，增加配置的自由度，从而有利于车辆本身的小型化。
构成了电动助力转向装置所具备的逆变器的诸如电容器和线圈之类的无源元件的尺寸减小直接关系到逆变器的小型化。特别地，使从电池提供的电压稳定化的电容器的尺寸占逆变器整体的尺寸的比例非常大。因此，电容器对于电动助力转向装置的小型化有不良的影响。另一方面，由于对电动助力转向装置的可靠性的要求高，期望使用2台逆变器来驱动具有2个三相绕组的电动机，并且当1台逆变器发生故障时，由另1台逆变器继续向电动机供电。
通过将实施方式1～7中的任意一个的功率转换装置适用于电动助力转向装置，可提高通过2台逆变器向电动机供电的可靠性，同时通过减小电容器电流而使得电容器小型化。
特别地，当逆变器发生故障时，相对于具备使逆变器与直流电源之间断开的继电器的功率转换装置的结构，通过适用之前的实施方式1～7中的任意一个控制方法，能够获得以下效果。即，通过使靠近配置于发生了故障的逆变器的继电器断开，可消除发生了故障的逆变器对电池或其他车载设备的影响，并且可以利用正常侧的逆变器在减小了电容器电流的状态下继续电动助力转向装置的动作。
以上，根据本实施方式8的电动助力转向装置，构成为包括之前的实施方式1～7中的任意一个的功率转换装置。由此，可获得下述那样的以往没有的显著效果，即：在电动助力转向装置中确保了非常高的可靠性，在此基础上还能够实现电容器的尺寸减小。
标号说明
1电动机，2位置检测器，3直流电源，4a、4b电容器，5电感，6a、6b逆变器，7a、7b电流检测器，8a、8b控制器，9a、9b坐标转换器，10a、10b减法器，11a、11b减法器，12a、12b电流控制器，13a、13b电流控制器，14a、14b坐标转换器，15a、15b导通截止信号发生器，16a、16b继电器，17a、17b电流矢量相位计算器，100寄生电感，101方向盘，102前轮，103转矩检测器，104齿轮，105控制指令生成器。

Claims (14)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
2台逆变器，该2台逆变器具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压，并输出所述三相交流电压；
2个电容器，该2个电容器分开对应于所述逆变器中的每一个，且并联设置在所述直流电源与所述逆变器之间；以及
控制部，该控制部基于输入的控制指令值，计算从各逆变器输出的所述三相交流电压的指令值即电压指令值，并根据针对各逆变器计算出的所述电压指令值，输出用于将各逆变器的各半导体开关元件切换成导通和截止的导通截止信号，
所述控制部针对各逆变器，输出所述导通截止信号，以使得在根据所述导通截止信号的图案而确定的多个电压矢量中，形成相位与基于所述电压指令值的电压指令矢量第2接近的电压矢量和相位与基于所述电压指令值的电压指令矢量第3接近的电压矢量。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
还包括：2个继电器，该2个继电器分开对应于所述逆变器中的每一个，且串联设置在所述直流电源与所述电容器之间；
所述控制部在检测到所述2台逆变器中的任意一个的故障的情况下，使与故障侧的逆变器相对应的继电器断开。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部在未检测到所述2台逆变器双方的故障的情况下，针对各逆变器，输出所述导通截止信号，以使得在所述多个电压矢量中，形成相位与所述电压指令矢量最接近的电压矢量。
4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
在未检测到所述2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的所述载波的相位相互一致，针对所述2台逆变器中的一个逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要大，针对另一个逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要小。
5.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
在未检测到所述2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的所述载波的相位相互相差180度，针对各逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要小或比所述载波的中心值要大。
6.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
2台逆变器，该2台逆变器具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压，并输出所述三相交流电压；
2个电容器，该2个电容器分开对应于所述逆变器中的每一个，且并联设置在所述直流电源与所述逆变器之间；以及
控制部，该控制部基于输入的控制指令值，计算从各逆变器输出的所述三相交流电压的指令值即电压指令值，并根据针对各逆变器计算出的所述电压指令值，输出用于将各逆变器的各半导体开关元件切换成导通和截止的导通截止信号，
所述控制部针对各逆变器，输出所述导通截止信号，以使得在根据所述导通截止信号的图案而确定的多个电压矢量中，形成相位与基于伴随所述三相交流电压的输出而被提供的电流的电流矢量第2接近的电压矢量和相位与基于伴随所述三相交流电压的输出而被提供的电流的电流矢量第3接近的电压矢量。
7.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
当相位与所述电流矢量最接近的电压矢量为通过将所述多个半导体开关元件中的高电位侧的2个半导体开关元件设为导通、将低电位侧的1个半导体开关元件设为导通而形成的电压矢量时，采用低固态2相调制作为电压调制方式，
当相位与所述电流矢量最接近的电压矢量为通过将所述多个半导体开关元件中的高电位侧的1个半导体开关元件设为导通、将低电位侧的2个半导体开关元件设为导通而形成的电压矢量时，采用高固态2相调制作为电压调制方式，
所述控制部：
在采用所述低固态2相调制时，为了使得所述电压指令值中最小的电压指令值与所述载波的最小值相一致，使所述电压指令值相等地移位，并在3相中除了电压指令值为最小的最小相以外的剩余的2相中，将一个相设为载波反转相，且相对于另一个相的载波，使所述载波反转相的载波以中心值为基准进行反转，
在采用所述高固态2相调制时，为了使得所述电压指令值中最大的电压指令值与所述载波的最大值相一致，使所述电压指令值相等地移位，并在3相中除了电压指令值为最大的最大相以外的剩余的2相中，将一个相设为载波反转相，且相对于另一个相的载波，使所述载波反转相的载波以中心值为基准进行反转。
8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
将所述载波设为锯齿波，
在采用所述低固态2相调制的低固态2相调制区间的中央处，将所述载波反转相从所述一个相切换成所述另一个相，
在采用所述高固态2相调制的高固态2相调制区间的中央处，将所述载波反转相从所述一个相切换成所述另一个相。
9.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
3相中电压指令值第2大的中间相的载波的频率设定为是除了所述中间相以外的剩余的2相的载波的频率的2倍。
10.如权利要求6至9中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
还包括2个继电器，该2个继电器分开对应于所述逆变器中的每一个，且串联设置在所述直流电源与所述电容器之间；
所述控制部在检测到所述2台逆变器中的任意一个的故障时，使与故障侧的逆变器相对应的继电器断开。
11.如权利要求6至10中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部在未检测到所述2台逆变器双方的故障时，针对各逆变器，输出所述导通截止信号，以使得在所述多个电压矢量中，形成相位与基于所述电压指令值的电压指令矢量最接近的电压矢量。
12.如权利要求11所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
在未检测到所述2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的所述载波的相位相互一致，针对所述2台逆变器中的一个逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要大，针对另一个逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要小。
13.如权利要求11所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部：
构成为针对各逆变器，通过将载波与所述电压指令值进行比较来输出所述导通截止信号，
在未检测到所述2台逆变器双方的故障时，使与各逆变器相对应的所述载波的相位相互相差180度，针对各逆变器计算出的所述电压指令值的平均值设定为比所述载波的中心值要小或比所述载波的中心值要大。
14.一种电动助力转向装置，其特征在于，
包括权利要求1至13中任一项所述的功率转换装置。
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