JP4941686B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、多相回転電機の電力変換装置に関する。
従来、多相回転電機の駆動に係る電流をパルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）によって制御する技術が公知である。例えば、多相回転電機が３相モータである場合、３相の巻線のそれぞれに印加される電圧に係る電圧基準信号と三角波等であるＰＷＭ基準信号とを比較し、インバータを構成するスイッチング素子のオンまたはオフの切り替えを行うことにより、３相モータに流れる電流を制御している。
ところで、インバータとコンデンサとが接続されている場合、インバータ側に電流が流れていないとき、コンデンサには電源から電流が流れ込むことにより充電される。一方、インバータ側に電流が流れるとき、コンデンサはインバータへ電流が流れ出すことにより放電する。ＰＷＭ制御を行う場合、ＰＷＭ１周期の間にコンデンサでは充電と放電が繰り返されるため、コンデンサ電流が脈動する（以下、コンデンサに流れる電流の脈動を適宜「リップル電流」という）。コンデンサ電流が脈動すると、ノイズが発生したり、コンデンサが発熱したりする。また、インバータの印加電圧の変動に伴うインバータ電流制御性が悪化するという問題点があった。
そこで、特許文献１では、２組のブリッジ回路の間で、予め記憶されたマップデータに基づいてスイッチング素子のスイッチングタイミングに位相差をつけることにより、合計したコンデンサ電流の波形を可能な限り平滑波形に近づけることでリップル電流の低減を図っている。また、特許文献２では、ＰＷＭアンプにおいて、接続される軸数が２軸の場合、一方の電圧指令をＶｃｃ／４（Ｖｃｃは電源電圧）バイアスし、他方の電圧指令を−Ｖｃｃ／４バイアスすることによりリップル電流を低減している。
特開２００１−１９７７７９号公報 特開２００７−３０６７０５号公報
しかしながら特許文献１では、変調率と力率とに応じてスイッチングタイミングに位相差をつけて出力しているため遅延回路が必要であった。また、短い間隔で複数の系統の電流を検出する必要があり制御部における演算負荷が大きいという問題点があった。
特許文献２では、例えばインバータが２系統の場合、一方の系統では電圧指令を電源電圧の１／４分上側にバイアスしている。電圧指令を上側にバイアスすると、低電位側スイッチング素子よりも高電位側スイッチング素子がオンされている時間が長くなる。一方、他方の系統では電圧指令を電源電圧の１／４分下側にバイアスしている。電圧指令を下側にバイアスすると、高電位側スイッチング素子よりも低電位側スイッチング素子がオンされている時間が長くなる。高電位側スイッチング素子に通電される電流の積算値と、低電位側スイッチング素子に通電される電流の積算値とが大幅に異なると、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで熱損失に偏りが生じる。高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで熱損失に偏りが生じると、余裕を持った熱設計や非対称な放熱設計が必要になる。或いは、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで異なる素子を用いる必要があり、コストアップに繋がる。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング素子間の熱損失の偏りを小さく抑えつつ、コンデンサのリップル電流を低減する電力変換装置を提供することにある。
請求項１に記載の発明は、回転電機の各相に対応する巻線から構成される２つの巻線組を有する多相回転電機の電力変換装置である。電力変換装置は、インバータ部と、コンデンサと、制御部と、を備える。２つのインバータ部は、巻線組の各相に対応するスイッチング素子を有する。コンデンサは、インバータ部に接続される。制御部は、巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号およびＰＷＭ基準信号に基づいてスイッチング素子のオンおよびオフの切り替えを制御する。また、制御部は、電圧指令信号の振幅を算出する振幅算出手段、および、シフト量算出手段を有する。シフト量算出手段は、一方の巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号の中心値が出力可能なデューティ範囲の中心値である出力中心値よりも下側となるように出力中心値からの当該電圧指令信号の中心値のシフト量である第１シフト量を算出する。またシフト量算出手段は、他方の巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号の中心値が出力中心値よりも上側となるように出力中心値からの当該電圧指令信号の中心値のシフト量である第２シフト量を算出する。第１シフト量および第２シフト量は、振幅算出手段により算出された振幅に応じて可変とする。
本発明では、一方の電圧指令信号を下側にシフトし、他方の電圧指令信号を上側にシフトしている。これにより、一方の系統におけるコンデンサの充電および放電のタイミングと、他方の系統におけるコンデンサの充電および放電のタイミングをずらすことができるので、コンデンサのリップル電流を低減することができる。なお、本発明は、ＰＷＭ基準信号に位相差を設けなくても制御可能であるので、特許文献１と比べて制御部の負荷を低減することができる。
また、第１シフト量および第２シフト量を、振幅に応じて可変としているので、コンデンサのリップル電流を低減しつつ、スイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくし、熱損失の偏りを小さくすることができる。
具体的には、以下の構成を採用することができる。
請求項２に記載の発明では、シフト量算出手段は、下側にシフトされる電圧指令信号の最大値が出力中心値となるように第１シフト量を算出する。また請求項４に記載の発明では、シフト量算出手段は、上側にシフトされる電圧指令信号の最小値が出力中心値となるように第２シフト量を算出する。
電圧指令信号の中心値の出力中心値からのシフト量が小さいほど、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子のオンおよびオフ時間の差は小さく、熱損失の偏りも小さい。そこで本発明では、一方の電圧指令信号の最大値および他方の電圧指令信号の最小値が、出力中心値となるように、シフト量が決定される。すなわち、コンデンサのリップル電流を低減するために一方の電圧指令信号を上側、他方の電圧指令信号を下側にシフトしているが、２つの電圧指令信号を出力可能なデューティ範囲の中心に寄せるべく、一方の電圧指令信号の最大値および他方の電圧指令信号の最小値が出力中心値となるように、シフト量が決定される。できるだけ２つの電圧指令信号が出力中心値に寄るように電圧指令信号のシフト量を振幅に応じて決定しているので、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子のオンおよびオフ時間の差を可及的小さくすることができ、熱損失の偏りを抑えることができる。特に、電圧指令信号の振幅が小さければシフト量を小さくしているので、有効である。
ところで、電圧指令信号の振幅が大きい場合、一方の電圧指令信号の最大値および他方の電圧指令信号の最小値が出力中心値となるように、電圧指令信号をシフトすると、出力電圧に歪みが生じる場合がある。そこで、以下の構成を採用することが好ましい。
請求項３に記載の発明では、シフト量算出手段は、下側にシフトされる電圧指令信号の最大値を出力中心値としたときの電圧指令信号の最小値が出力可能なデューティ範囲の下限値より小さくなる場合、当該電圧指令信号の最小値が前記出力可能なデューティ範囲の下限値となるように第１シフト量を算出する。また、請求項５に記載の発明では、シフト量算出手段は、上側にシフトされる電圧指令信号の最小値を出力中心値としたときの電圧指令信号の最大値が出力可能なデューティ範囲の上限値より大きくなる場合、当該電圧指令信号の最大値が出力可能なデューティ範囲の上限値となるように第２シフト量を算出する。これにより、出力電圧に歪みが生じるのを抑制することができる。
請求項６に記載の発明では、出力中心値は、５０％である。２つのインバータの高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の熱損失の偏りを略同じにすることができる。
請求項７に記載の発明では、電力変換装置は、巻線組に通電される電流を検出可能な電流検出手段を備える。また、出力可能なデューティ範囲の上限値および下限値の少なくとも一方は、電流検出部において巻線組に通電される電流を検出するのに要する時間に基づいて決定される。これにより、電流検出部により適切に電流を検出することができとともに、出力可能なデューティに制約がある場合でも２つのインバータ部におけるスイッチング素子のオンおよびオフを切り替えるタイミングが揃うので、制御部における演算負荷を低減することができる。
請求項８に記載の発明では、制御部は、一方の巻線組に印加される電圧指令信号である第１電圧指令信号を第１シフト量に基づいて決定して一方のインバータ部を駆動制御し、他方の巻線組に印加される電圧指令信号である第２電圧指令信号を第２シフト量に基づいて決定して他方のインバータ部を駆動制御する。そして、スイッチング素子のうち、いずれかのスイッチング素子に通電された電流積算値が所定値を超えた場合、第１電圧指令信号の中心値を前記第２シフト量に基づいて決定して一方のインバータ部を駆動制御し、第２電圧指令信号の中心値を第１シフト量に基づいて決定して他方のインバータ部を駆動制御する。すなわち、スイッチング素子への電流積算値が所定値を超えた場合、それぞれのインバータ部の駆動に係る電圧指令信号のシフト方向を入れ替える。これにより、それぞれのスイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくすることにより電流積算値を平準化し、スイッチング素子ごとの熱損失の偏りを小さくすることができる。
請求項９に記載の発明では、制御部は、一方の巻線組に印加される電圧指令信号である第１電圧指令信号の中心値を第１シフト量に基づいて決定して一方のインバータ部を駆動制御し、他方の巻線組に印加される電圧指令信号である第２電圧指令信号の中心値を第２シフト量に基づいて決定して他方のインバータ部を駆動制御する第１期間と、第１電圧指令信号の中心値を第２シフト量に基づいて決定して一方のインバータ部を駆動制御し、第２電圧指令信号の中心値を第１シフト量に基づいて決定して他方のインバータ部を駆動制御する第２期間と、を所定時間毎に行う。換言すると、それぞれのインバータ部の駆動に係る電圧指令信号のシフト方向を所定時間ごとに入れ替える、ということである。これにより、それぞれのスイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくすることにより電流積算値を平準化し、スイッチング素子ごとの熱損失の偏りを小さくすることができる。
請求項１０に記載の発明では、電圧指令信号は、正弦波信号である。これにより、容易にＰＷＭ制御を行うことができる。
また、以下のように構成してもよい。
請求項１１に記載の発明では、制御部は、電圧指令信号を正弦波信号から変調する変調手段を有する。
変調手段は、具体的には、以下のように構成することができる。
請求項１２に記載の発明では、変調手段は、変調前の正弦波信号において、基準最大値および基準最小値超えた分を全ての相から減算する。
請求項１３に記載の発明では、変調手段は、変調前の正弦波信号において、最も大きいデューティと最も小さいデューティとの平均値を算出し、全ての相から前記平均値を減算する。
請求項１４に記載の発明では、変調手段は、変調前の正弦波信号における最も小さいデューティが基準最小値となるように、最も小さい相のデューティと基準最小値との差分を全ての相から減算する。
請求項１５に記載の発明では、変調手段は、変調前の正弦波信号における最も大きいデューティが基準最大値となるように、最も大きい相のデューティと基準最大値との差分を全ての相に加算する。
請求項１６に記載の発明では、変調手段は、出力中心値から下側にシフトされる電圧指令信号において、変調前の正弦波信号における最も小さい相のデューティが基準最小値となるように、最も小さい相のデューティと基準最小値との差分を全ての相から減算し、出力中心値から上側にシフトされる電圧指令信号において、変調前の正弦波信号における最も大きい相のデューティが基準最大値となるように、最も大きい相のデューティと基準最大値との差分を全ての相に加算する。
請求項１２〜１６のように構成することにより、電圧利用率を向上することができる。
本発明の第１実施形態による電力変換装置の電気的構成を示す概略構成図である。 本発明の第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ算出部を説明する説明図である。 ＰＷＭ制御を説明する説明図である。 ＰＷＭ制御で作出される電圧ベクトルパターンを説明する説明図である。 ＰＷＭ制御を行った場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。 コンデンサ電流を説明する図であって、（ａ）は充電時の電流を説明する図、（ｂ）は放電時の電流を説明する図である。 デューティ指令信号をシフトした場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。 デューティ指令信号をシフトした場合のスイッチング素子のオン／オフ時間を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令信号シフト処理を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令信号シフト処理を行った場合のＵ１コイル１１に流れる電流を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令信号シフト処理を行った場合のＵ２コイル１４に流れる電流を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による中性点電圧操作部を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による変調処理を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態によるデューティ指令信号シフト手段を説明する説明図である。 本発明の第３実施形態による変調処理を説明する説明図である。 本発明の第３実施形態によるデューティ指令信号シフト手段を説明する説明図である。 本発明の第４実施形態による変調処理を説明する説明図である。 本発明の第４実施形態によるデューティ指令信号シフト手段を説明する説明図である。 本発明の第５実施形態による変調処理を説明する説明図である。 本発明の第５実施形態によるデューティ指令信号シフト手段を説明する説明図である。 本発明の第６実施形態によるデューティ指令信号シフト手段を説明する説明図である。 本発明の変形例によるデューティ指令信号のシフト方向の入れ替えを説明する説明図である。 本発明の電流検出部の設置箇所の変形例を説明する説明図である。 本発明の変形例おける回転電機が複数ある場合を説明する説明図である。 第１参考例におけるＵ相電流を説明する説明図である。 第２参考例における１系統目のＵ相電流を説明する説明図である。 第２参考例における２系統目のＵ相電流を説明する説明図である。
以下、本発明による電力変換装置を図面に基づいて説明する。なお、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による電力変換装置１は、多相回転電機としてのモータ１０を駆動制御するものである。電力変換装置１は、モータ１０とともに、例えば車両のステアリング操作をアシストするための電動パワーステアリング装置（以下、「ＥＰＳ」という）に適用される。
モータ１０は、三相ブラシレスモータであり、いずれも図示しないロータおよびステータを有している。ロータは、円板状の部材であり、その表面に永久磁石が貼り付けられ、磁極を有している。ステータは、ロータを内部に収容するとともに、回転可能に支持している。ステータは、径内方向へ所定角度毎に突出する突出部を有し、この突出部に図１に示すＵ１コイル１１、Ｖ１コイル１２、Ｗ１コイル１３、Ｕ２コイル１４、Ｖ２コイル１５、および、Ｗ２コイル１６が巻回されている。Ｕ１コイル１１、Ｖ１コイル１２、および、Ｗ１コイル１３は、第１巻線組１８を構成している。また、Ｕ２コイル１４、Ｖ２コイル１５、および、Ｗ２コイル１３は、第２巻線組１９を構成している。第１巻線組１８および第２巻線組１９が、「２つの巻線組」に対応している。モータ１０には、回転位置を検出する位置センサ６９が設けられている。
電力変換装置は、第１インバータ部２０、第２インバータ部３０、電流検出部４０、コンデンサ５０、制御部６０、および、バッテリ７０等を備えている。本実施形態では、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０が「２つのインバータ部」に対応している。
第１インバータ部２０は、３相インバータであり、第１巻線組１８のＵ１コイル１１、Ｖ１コイル１２、Ｗ１コイル１３のそれぞれへの通電を切り換えるべく、６つのスイッチング素子２１〜２６がブリッジ接続されている。スイッチング素子２１〜２６は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。以下、スイッチング素子２１〜２６をＭＯＳ２１〜２６という。
３つのＭＯＳ２１〜２３は、ドレインがバッテリ７０の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ２１〜２３のソースが、それぞれＭＯＳ２４〜２６のドレインに接続されている。ＭＯＳ２４〜２６のソースは、バッテリ７０の負極側に接続されている。
対になっているＭＯＳ２１とＭＯＳ２４との接続点は、Ｕ１コイル１１の一端に接続している。また、対になっているＭＯＳ２２ＭＯＳ２５との接続点は、Ｖ１コイル１２の一端に接続している。さらにまた、対になっているＭＯＳ２３とＭＯＳ２６との接続点は、Ｗ１コイル１３の一端に接続している。
第２インバータ部３０は、第１インバータ部２０と同様、３相インバータであり、第２巻線組１９のＵ２コイル１４、Ｖ２コイル１５、Ｗ２コイル１６のそれぞれへの通電を切り換えるべく、６つのスイッチング素子３１〜３６がブリッジ接続されている。スイッチング素子３１〜３６は、スイッチング素子２１〜２６と同様、ＭＯＳＦＥＴである。以下、スイッチング素子３１〜３６を、ＭＯＳ３１〜３６という。
３つのＭＯＳ３１〜３３は、ドレインがバッテリ７０の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ３１〜３６のソースが、それぞれＭＯＳ３４〜３６のドレインに接続されている。ＭＯＳ３４〜３６のソースは、バッテリ７０の負極側に接続されている。
対になっているＭＯＳ３１とＭＯＳ３４との接続点は、Ｕ２コイル１４の一端に接続している。また、対になっているＭＯＳ３２とＭＯＳ３５との接続点は、Ｖ２コイル１５の一端に接続している。さらにまた、対になっているＭＯＳ３３とＭＯＳ３６との接続点は、Ｗ２コイル１６の一端に接続している。
以下、適宜、高電位側スイッチング素子であるＭＯＳ２１〜２３およびＭＯＳ３１〜３３を「上ＭＯＳ」、低電位側スイッチング素子であるＭＯＳ２４〜２６およびＭＯＳ３４〜３６を「下ＭＯＳ」という。また、必要に応じて「Ｕ１上ＭＯＳ２１」といった具合に、対応する相およびインバータ部を併せて記載する。
電流検出部４０は、Ｕ１電流検出部４１、Ｖ１電流検出部４２、Ｗ１電流検出部４３、Ｕ２電流検出部４４、Ｖ２電流検出部４５、および、Ｗ２電流検出部４６から構成されている。Ｕ１電流検出部４１は、ＭＯＳ２１およびＭＯＳ２４の接続点とＵ１コイル１１との間に設けられ、Ｕ１コイル１１に流れる電流を検出する。Ｖ１電流検出部４２は、ＭＯＳ２２およびＭＯＳ２５の接続点とＶ１コイル１２との間に設けられ、Ｖ１コイル１２に流れる電流を検出する。Ｗ１電流検出部４３は、ＭＯＳ２３およびＭＯＳ２６の接続点とＷ１コイル１３との間に設けられ、Ｗ１コイル１３に流れる電流を検出する。また、Ｕ２電流検出部４４は、ＭＯＳ３１およびＭＯＳ３４の接続点とＵ２コイル１４との間に設けられ、Ｕ２コイル１４に流れる電流を検出する。Ｖ２電流検出部４５は、ＭＯＳ３２およびＭＯＳ３５の接続点とＶ２コイル１５との間に設けられ、Ｖ２コイル１５に流れる電流を検出する。Ｗ２電流検出部４６は、ＭＯＳ３３およびＭＯＳ３６の接続点とＷ２コイル１６との間に設けられ、Ｗ２コイル１６に流れる電流を検出する。
電流検出部４１〜４６は、いずれもホール素子により磁束を検出するものである。電流検出部４１〜４６によって検出された検出値（以下、「ＡＤ値」という。）は、制御部６０を構成するレジスタに記憶される。なお、レジスタによるＡＤ値の取得は、電流検出部４１〜４６について同時に行われる。このとき同時に、位置センサ６９によるモータ１０の回転位置θも取得される。なお、図１において、電流検出部４０および位置センサ６９から制御部６０への制御線は、煩雑になることを避けるため省略した。
コンデンサ５０は、バッテリ７０、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０と接続され、電荷を蓄えることで、ＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。
制御部６０は、電力変換装置１全体の制御を司るものであって、マイコン６７、図示しないレジスタ、駆動回路６８等で構成される。制御部６０の詳細な構成を図２、３に示す。図２に示すように、制御部６０は、三相二相変換部６２、制御器６３、二相三相変換部６４、デューティ算出部６５、三角波比較部６６等を有している。
ここで、図２および図３に基づいて制御部６０における制御処理を簡単に説明する。ここでは、後述する第１デューティ指令信号Ｄ１１および第２デューティ指令信号Ｄ１２の各相デューティをＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗとして説明する。
三相二相変換部６２は、電流検出部４１〜４３により検出されレジスタに記憶されたＡＤ値を読み込み、読み込まれたＡＤ値に基づいてＵ１コイル１１の電流値Ｉｕ、Ｖ１コイル１２の電流値Ｉｖ、Ｗ１コイル１３の電流値Ｉｗを算出する。そして、算出された三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および位置センサ６９により取得されたモータ１０の回転位置θに基づき、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを算出する。
制御器６３では、ｄ軸指令電流値Ｉｄ*およびｑ軸指令電流値Ｉｑ*と、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑとから、電流フィードバック制御演算を行い、ｄ軸指令電圧値Ｖｄ*およびｑ軸指令電圧値Ｖｑ*を算出する。より詳細には、ｄ軸指令電流値Ｉｄ*とｄ軸電流検出値Ｉｄとの電流偏差ΔＩｄ、および、ｑ軸指令電流値Ｉｑ*とｑ軸電流検出値Ｉｑとの電流偏差ΔＩｑを算出し、指令電流値Ｉｄ*、Ｉｑ*に追従させるべく、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが０に収束するように指令電圧Ｖｄ*およびＶｑ*を算出する。
二相三相変換部６４では、制御器６３で算出された指令電圧Ｖｄ*、Ｖｑ*、および、モータ１０の回転位置θに基づき、三相指令電圧値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を算出する。
デューティ算出部６５では、図３に示すように、振幅算出部６５１にて、指令電圧の振幅が算出される。シフト量算出部６５２では、振幅算出部６５１にて算出された指令電圧の振幅に基づいて、三相指令電圧のシフト量が算出される。そして、三相指令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*、シフト量算出部６５２にて算出されたシフト量、および、コンデンサ電圧Ｖｃに基づき、Ｕ相デューティＤｕ、Ｖ相デューティＤｖ、および、Ｗ相デューティＤｗを算出し、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗをレジスタに書き込む。なお、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗの算出については、三相指令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をデューティに変換した後にシフト量の算出や後述する変調処理による中性点電圧操作を行ってもよいし、三相指令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*にて中性点電圧操作を行った後にデューティに変換してもよい。
そして三角波比較部６６において、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗと三角波のキャリア信号であるＰＷＭ基準信号とを比較することにより、ＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６のオン／オフ信号を算出する。なお、本実施形態では、三角波比較部６６の処理はマイコン６７内の電気回路で処理されている。この処理は、ソフトウェアによる処理であっても、ハードウェアによる処理であってもどちらでもよい。
なお、振幅算出部６５１が「振幅算出手段」に対応し、シフト量算出部６５２が「シフト量算出手段」に対応している。また、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*、および、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*から算出された各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗが、「電圧指令信号」に対応している。以下の説明では、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*から各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗへの換算処理の説明を省略し、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを中心に説明する。
なお、第１インバータ部２０の駆動に係る第１デューティ指令信号Ｄ１１は、Ｕ１コイル１１に印加される電圧に係るＵ相デューティＤｕ１１、Ｖ１コイル１２に印加される電圧に係るＶ相デューティＤｖ１１、およびＷ１コイル１３に印加される電圧に係るＷ相デューティＤｗ１１の３つの正弦波信号から構成される。第２インバータ部３０の駆動に係る第２デューティ指令信号Ｄ１２は、Ｕ２コイル１４に印加される電圧に係るＵ相デューティＤｕ１２、Ｖ１コイル１５に印加される電圧に係るＶ相デューティＤｖ１２、およびＷ２コイル１６に印加される電圧に係るＷ相デューティＤｗ１２の３つの正弦波信号から構成される（図８、図１０等参照）。
続いて、第１インバータ部２０において中性点電圧を操作していない場合を例に、ＰＷＭ制御を説明する。
図４（ａ）に示すように、各相デューティＤｕ１１、Ｄｖ１１、Ｄｗ１１とＰＷＭ基準信号Ｐとを比較し、ＭＯＳ２１〜２６のオン／オフ信号を生成する。本実施形態では、ＰＷＭ基準信号Ｐが各相デューティＤｕ１１、Ｄｖ１１、Ｄｗ１１を上回る区間において、上ＭＯＳ２１〜２３がオフとなり、対応する下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなる。また、ＰＷＭ基準信号Ｐが各相デューティＤｕ１１、Ｄｖ１１、ＤＷ１１を下回る区間において、上ＭＯＳ２１〜２３がオンとなり、対応する下ＭＯＳ２４〜２６がオフとなる。すなわち、上ＭＯＳ２１〜２３と対になっている下ＭＯＳ２４〜２６とは、そのオン／オフが逆となっている。
具体的に、例えば区間Ｋ１では、ＰＷＭ基準信号Ｐは、実線で示すＵ相デューティＤｕ１１よりも下に位置し、破線で示すＶ相デューティＤｖ１１および一点鎖線で示すＷ相デューティＤｗ１１よりも上に位置している。従って、Ｕ相については、上ＭＯＳ２１がオンとなり、下ＭＯＳ２４がオフとなる。Ｖ相、Ｗ相については、上ＭＯＳ２２および上ＭＯＳ２３がオフとなり、下ＭＯＳ２５および下ＭＯＳ２６がオンとなる。
電圧ベクトルパターンは、６つのＭＯＳ２１〜２６のうちのいずれの３つがオンになっているかを示すパターンであり、図５に示すごとく、電圧ベクトルパターンＶ０〜Ｖ７が存在する。ここで、電圧ベクトルＶ０では、下ＭＯＳ２４〜２６が全てオンとなっている。また電圧ベクトルＶ７では、上ＭＯＳ２１〜２３が全てオンとなっている。したがって、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７では、第１巻線組１８に電圧が印加されないゼロ電圧ベクトルとなる。一方、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６では、第１巻線組１８に電圧が印加される有効電圧ベクトルとなる。
ここで、ＰＷＭ制御が行われているときコンデンサ５０に流れる電流について第１デューティ指令信号Ｄ１１を例に、図６および図７に基づいて説明する。なお、図７に示す回路図では、電流検出部４０および第２インバータ部３０等は省略して記載した。
図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、ＰＷＭ基準信号Ｐが各相デューティＤｕ１１、Ｄｖ１１、Ｄｗ１１を上回ったとき、対応する上ＭＯＳ２１〜２３がオフされ、下ＭＯＳ２４〜２６がオンされる。また、ＰＷＭ基準信号Ｐが各相デューティＤｕ１１、Ｄｖ１１、Ｄｗ１１を下回ったとき、対応する上ＭＯＳ２１〜２３がオンされ、下ＭＯＳ２４〜２６がオフされる。
全ての上ＭＯＳ２１〜２３または全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオンされているゼロ電圧ベクトルのとき、コンデンサ５０にはバッテリ７０から電流が流れ込み、コンデンサ５０は充電される。例えば、図７（ａ）に示すように、下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなっているとき、バッテリ７０からの電流は第１インバータ部２０側へは流れず、第１巻線組１８には回生電流Ｉｒが流れる。また、バッテリ７０からの電流は、記号Ｉｃで示すようにコンデンサ５０に流れ込み、コンデンサ５０は充電される。
また、上ＭＯＳ２１〜２３の１つまたは２つがオンされている有効電圧ベクトルのとき、コンデンサ５０から第１インバータ部２０側へ電流が流れ出し、放電する。例えば、図７（ｂ）に示すように、上ＭＯＳ２１および下ＭＯＳ２５、２６がオンとなっているとき、バッテリ７０からの電流は、第１インバータ部２０側へ流れる。また、記号Ｉｆで示すように、コンデンサ５０からも第１インバータ部２０側へ電流が流れ出し、コンデンサ５０は放電する。
図６に戻り、ＰＷＭ基準信号Ｐおよび第１デューティ指令信号Ｄ１１とコンデンサ５０の充放電状態との関係について言及すると、ＰＷＭ基準信号Ｐが全ての相の第１デューティ指令信号Ｄ１１を上回っている期間、または下回っている期間において、コンデンサ５０は充電される。一方、ＰＷＭ基準信号Ｐが第１デューティ指令信号Ｄ１１の間に位置する期間において、コンデンサ５０は放電する。図６に示す例では、ＰＷＭ基準信号Ｐが谷側または山側のとき、コンデンサ５０は充電され、ＰＷＭ基準信号Ｐが中間部のとき、コンデンサ５０は放電する。したがって、図６（ｄ）に示すように、コンデンサ５０は、ＰＷＭ１周期内において充電と放電が繰り返される。そのため、図６（ｅ）に示すように、コンデンサ電流は脈動する。
本実施形態では、電圧指令信号の振幅に応じて、第１巻線組１８に印加される電圧に係る第１デューティ指令信号Ｄ１１を出力可能なデューティ範囲の中心から下方向にシフトし、第２巻線組１９に印加される電圧に係る第２デューティ指令信号Ｄ１２を出力可能なデューティ範囲の中心から上方向にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。なお、第１デューティ指令信号Ｄ１１が「下側にシフトされる電圧指令信号」に対応し、第２デューティ指令信号Ｄ１２が「上側にシフトされる電圧指令信号」に対応している。
ここで、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２を出力可能なデューティ範囲の中心である出力中心値Ｒc（図８中には不図示。図１０参照。）からそれぞれ上下方向にシフトした場合のコンデンサ電流を図８に基づいて説明する。図８（ａ）は第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側にシフトしたときのコンデンサ電流を説明する図であり、図８（ｂ）は第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトしたときのコンデンサ電流を説明する図である。
図８（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側にシフトした場合、ＰＷＭ基準信号Ｐの山側におけるコンデンサ５０の充電期間が比較的長く、コンデンサ５０の放電期間はＰＷＭ１周期の谷側に寄っている。一方、図８（ｂ）に示すように第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトした場合、ＰＷＭ基準信号Ｐの山側におけるコンデンサ５０の充電期間が短く、コンデンサ５０の放電期間が比較的中央に寄っている。また、ＰＷＭ基準信号の谷側における充電期間が比較的長い。
すなわち、デューティ指令信号を下側にシフトした場合と上側にシフトした場合とでは、有効電圧ベクトルおよびゼロ電圧ベクトルの発生タイミングが異なっている。そのため、ＰＷＭ基準信号Ｐに位相差がない場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減することができる。なお、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の振幅が小さいとき、第１デューティ指令信号Ｄ１１と第２デューティ指令信号Ｄ１２とが重ならないようにシフトすれば、コンデンサ５０は、一方のインバータ部にて放電されているとき、他方のインバータ部にて充電される。
なお、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２を出力可能なデューティ範囲から上下にシフトしたとしても、線間電圧が変わならければ、巻線組１８、１９に印加される電圧は変わらない。
ところで、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の中心値を出力中心値Ｒcからずらした場合、上ＭＯＳがオンされる時間と下ＭＯＳがオンされる時間とが異なる。
図９（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１を下方向にシフトすると、Ｗ１下ＭＯＳ２６は、Ｗ１上ＭＯＳ２３と比較してオンされている時間が長くなる。Ｕ１下ＭＯＳ２４とＵ１上ＭＯＳ２１、Ｖ１下ＭＯＳ２５とＶ１上ＭＯＳ２２についても同様である。
一方、図９（ｂ）に示すように、第２デューティ指令信号Ｄ１２を上方向にシフトすると、Ｕ２上ＭＯＳ３１は、Ｕ２下ＭＯＳ３４と比較してオンされている時間が長くなる。Ｖ２上ＭＯＳ３２とＶ２下ＭＯＳ３５、Ｗ２上ＭＯＳ３３とＷ２下ＭＯＳ３６についても同様である。
出力可能なデューティ範囲の中心からのシフト量が大きくなるにしたがって、上ＭＯＳがオンされている時間と下ＭＯＳがオンされている時間との差は大きくなる。対になる上ＭＯＳと下ＭＯＳとでオンされている時間が異なると、積算電流量が変わるため、上ＭＯＳと下ＭＯＳとで熱損失に偏りが生じる。
本実施形態では、第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ１１および第２デューティ指令信号Ｄ１２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
そこで、電圧指令信号シフト処理について、図１０に基づいて説明する。
本実施形態では、出力可能なデューティ範囲は、電源電圧の０％〜１００％であり、出力可能なデューティ範囲の中心値である出力中心値Ｒcは、５０％である。なお、本実施形態では、バッテリ７０の電圧は１２Ｖであり、出力可能なデューティ範囲を電圧に換算すると、０Ｖ〜１２Ｖまで出力可能であり、出力中心値Ｒcは６Ｖに対応している。また、ＰＷＭ基準信号Ｐの周波数は２０ｋＨｚである。なお、第１インバータ部２０の駆動に係るＰＷＭ基準信号と第２インバータ部３０の駆動に係るＰＷＭ基準信号Ｐは、同一のまたは位相の等しい三角波信号を用いる。また、第１デューティ指令信号Ｄ１１の振幅と第２デューティ指令信号Ｄ１２の振幅とは等しい。
図１０（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ指令信号Ｄ１１の中心値である第１デューティ中心値Ｄc１１を下方向にシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１は、最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように、第１デューティ中心値Ｄc１１が出力中心値Ｒcから下方向にシフトする。
一方、第２デューティ指令信号Ｄ１２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ指令信号Ｄ１２の中心値である第２デューティ中心値Ｄc１２を上方向にシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ２１の最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ１２は、最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように、第２デューティ中心値Ｄc１２が出力中心値Ｒcから上方向にシフトする。
図１０（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１および第２デューティ指令信号Ｄ１２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc１１を下方向にシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。このとき、第１デューティ中心値Ｄc１１は、出力中心値Ｒcを基準として、出力可能なデューティ範囲の２５％分下側にシフトしている。すなわち、このときの第１デューティ中心値Ｄc１１は、Ｒc−２５＝２５％である。
また、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc１２を上方向にシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。このとき、第２デューティ中心値Ｄc１２は、出力中心値Ｒcを基準として、出力可能なデューティ範囲の２５％分上側にシフトしている。このとき、第２デューティ中心値Ｄc１２は、Ｒc＋２５＝７５％である。
図１０（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc１１を下方向にシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminより小さくなる。第１デューティ指令信号Ｄ１１が出力可能なデューティ範囲を超えると、出力電圧に歪みが発生する。そこで、第１デューティ指令信号Ｄ１１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ指令信号Ｄ１１の中心値Ｄc１１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminより小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように、第１デューティ中心値Ｄc１１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ１２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc１２を上方向にシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最大値Ｄmax１２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxより大きくなる。デューティ指令信号Ｄ１２が出力可能なデューティ範囲を超えると、出力電圧に歪みが発生する。そこで、第２デューティ指令信号Ｄ１２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ指令信号Ｄ１２の中心値Ｄc１２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ１２の最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxより大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように、第２デューティ中心値Ｄc１２をシフトする。
第１デューティ指令信号Ｄ１１では、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、第１デューティ中心値Ｄc１１は、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れるようにシフトされる。また第１デューティ指令信号Ｄ１１では、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、第１デューティ中心値Ｄc１１は、振幅が大きくなるに従って、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％ときの第１デューティ中心値Ｄc１１から出力中心値Ｒcに近づく方向にシフトされる。
第２デューティ指令信号Ｄ１２では、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、第２デューティ中心値Ｄc１２は、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れるようにシフトされる。また第２デューティ指令信号Ｄ１２では、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、第２デューティ中心値Ｄc１２は、振幅が大きくなるに従って、振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％のときの第２デューティ中心値Ｄc１２から出力中心値Ｒcに近づく方向にシフトされる。
すなわち本実施形態では、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の振幅に応じて、第１デューティ中心値Ｄc１１のシフト量（図１０中に記号「Ｍ１１」で示した。）および第２デューティ中心値Ｄc１２のシフト量（図１０中に記号「Ｍ１２」で示した。）を可変にしている。このような構成は、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下のときに特に有効である。
そこで、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の振幅が１２．５％、ＰＷＭ基準信号Ｐの周波数を２０ｋＨｚとした場合を例に説明する。
振幅が１２．５％の第１デューティ指令信号Ｄ１１は、最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように、第１デューティ中心値Ｄc１１を出力中心値Ｒcから下方向に１２．５％シフトされている。また、振幅が１２．５％の第２デューティ指令信号Ｄ１２は、最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように、第２デューティ中心値Ｄc１２を出力中心値Ｒcから上方向に１２．５％シフトされている。
ここで、Ｕ１コイル１１に流れる電流を図１１、Ｕ２コイル１４に流れる電流を図１２に示す。
図１１（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１およびＰＷＭ基準信号Ｐに基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、Ｕ１コイル１１に通電される電流は、略正弦波となる。また、Ｕ１コイル１１に流れる電流は、第１デューティ指令信号Ｄ１１を出力中心値Ｒcからシフトしても線間電圧が変わらないので、図２６（ａ）に第１参考例として示すデューティ指令信号をシフトしていない場合のＵ相電流と略一致している。
図１１（ｂ）は、図１１（ａ）中に記号Ｅ１で示す領域を拡大したものである。図１１（ａ）に示す正弦波のＵ相電流は、図１１（ｂ）に示すように、連続する矩形波から作出されている。図１１（ｂ）に示す矩形波は、図１１（ｃ）に示すＵ１下ＭＯＳ２４を流れる電流と、図１１（ｄ）に示すＵ１上ＭＯＳ２１を流れる電流とが交互になっている。
本実施形態では、第１デューティ指令信号Ｄ１１が下側にシフトされているので、第１インバータ部２０では、下ＭＯＳ２４〜２６に通電される通電時間は、上ＭＯＳ２１〜２３に通電される通電時間よりも長く、電流積算値が大きい。具体的には、電気角１周期においてＵ１上ＭＯＳ２１の電流積算値は２９３．５ｍＡ・ｓｅｃであり、Ｕ１下ＭＯＳ２４の電流積算値は４８４．７ｍＡ・ｓｅｃである。なお、Ｖ１上ＭＯＳ２２の電流積算値およびＷ１上ＭＯＳ２３の電流積算値は、Ｕ１上ＭＯＳ２１の電流積算値と略同等であり、Ｖ１下ＭＯＳ２５の電流積算値およびＷ１下ＭＯＳ２６の電流積算値は、Ｕ１下ＭＯＳ２４の電流積算値と略同等である。
図１２（ａ）に示すように、第２デューティ指令信号Ｄ１２およびＰＷＭ基準信号Ｐに基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、Ｕ２コイル１４に通電される電流は、略正弦波となる。また、Ｕ２コイル１４に流れる電流は、第２デューティ指令信号Ｄ１２を出力中心値Ｒcからシフトしても線間電圧が変わらないので、図２６（ａ）に示すデューティ指令信号をシフトしていない場合のＵ相電流と略一致している。
図１２（ｂ）は、図１２（ａ）中に記号Ｅ２で示す領域を拡大したものであり、図１２（ｃ）は図１２（ｂ）におけるＵ２下ＭＯＳ３４を流れる電流を示し、図１２（ｄ）は図１２（ｂ）におけるＵ２上ＭＯＳ３１を流れる電流を示す。
本実施形態では、第２デューティ指令信号Ｄ１２が上側にシフトされているで、第２インバータ部３０では、上ＭＯＳ３１〜３３に通電される通電時間は、下ＭＯＳ３４〜３６に通電される通電時間よりも長く、電流積算値が大きい。具体的には、電気角１周期において、Ｕ２上ＭＯＳ３１の電流積算値は４８５．２ｍＡ・ｓｅｃであり、Ｕ２下ＭＯＳ３４の電流積算値は２９３．１ｍＡ・ｓｅｃである。なお、Ｖ２上ＭＯＳ３２の電流積算値およびＷ２上ＭＯＳ３３の電流積算値は、Ｕ２上ＭＯＳ３１の電流積算値と略同等であり、Ｖ２下ＭＯＳ３５の電流積算値およびＷ２下ＭＯＳ３６の電流積算値は、Ｕ２下ＭＯＳ３４の電流積算値と略同等である。
ここで、参考例におけるＵ相電流を図２６〜図２８に基づいて説明する。
図２６に示す第１参考例は、第１デューティ中心値および第２デューティ中心値を出力中心値からシフトしない場合のＵ相電流を説明する図である。第１参考例では、第１デューティ指令信号と第２デューティ指令信号とが同じであるので、ここでは第１デューティ指令信号にて駆動制御される第１インバータ部２０について説明する。
第１デューティ指令信号およびＰＷＭ基準信号に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、Ｕ１コイル１１に通電される電流は、図２６（ａ）に示すように、正弦波となる。図２６（ｂ）は、図２６（ａ）中に記号Ｅ３で示す領域を拡大したものであり、図２６（ｃ）は、図２６（ｂ）におけるＵ１下ＭＯＳ２４を流れる電流を示し、図２６（ｄ）は図２６（ｂ）におけるＵ１上ＭＯＳ２１に流れる電流を示している。
第１参考例ではデューティ指令信号がシフトされていないので、図２６（ｂ）〜図２６（ｄ）に示すように、上ＭＯＳ２１〜２３に通電される時間と下ＭＯＳ２４〜２６に通電される時間とが略等しく、電流積算値も略等しい。具体的には、電気角１周期においてＵ１上ＭＯＳ２１に流れる電流積算値およびＵ１下ＭＯＳ２４に流れる電流積算値は、いずれも３８９．０Ａであった。この例では、第１デューティ中心値を出力中心値からシフトしていないので、上ＭＯＳ２１〜２３に流れる電流の積算値と、下ＭＯＳ２４〜２６に流れる電流の積算値とは略等しく、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６とでの熱損失の偏りは生じない。同様に、第２デューティ中心値を出力中心値からシフトしていないので、上ＭＯＳ３１〜３３に流れる電流の積算値と、下ＭＯＳ３４〜３６に流れる電流の積算値とは略等しく、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６とでの熱損失の偏りは生じない。
しかしながら、第１デューティ中心値および第２デューティ中心値を出力中心値Ｒcからシフトしていない。したがって、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０における有効電圧ベクトルの発生タイミング、および、ゼロ電圧ベクトルの発生タイミングが一致している。したがって、コンデンサ５０のリップル電流を低減することができない。
次に、第２参考例を図２７および図２８に示す。図２７は、第１デューティ指令信号を出力中心値から出力可能なデューティ範囲の２５％下方向へシフトした場合のＵ相電流を説明する図であり、図２８は、第２デューティ指令信号Ｄ１２を出力中心値から出力可能なデューティ範囲の２５％上方向へシフトした場合のＵ相電流を説明する図である。
第２参考例では、第１デューティ指令信号を出力中心値から下方向にシフトしており、第２デューティ指令信号を出力中心値から上方向にシフトしているので、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０における有効電圧ベクトル発生タイミングとゼロ電圧ベクトル発生タイミングとがずれている。したがって、コンデンサのリップル電流を低減することができる。
図２７（ａ）および図２８（ａ）に示すように、Ｕ１コイル１１およびＵ２コイル１４に流れる電流は、デューティ指令信号を出力中心値からシフトしても線間電圧が変わらないので、図２６（ａ）に示すデューティ指令信号をシフトしていない場合のＵ相電流と略一致している。
図２７（ｂ）は、図２７（ａ）中に記号Ｅ４で示す領域を拡大したものである。また、図２７（ｃ）は図２７（ｂ）におけるＵ１下ＭＯＳ２４に流れる電流を示し、図２７（ｄ）は図２７（ｂ）におけるＵ１上ＭＯＳ２１に流れる電流を示している。
第２参考例では第１デューティ指令信号Ｄ１１が下方向に２５％シフトされているので、図２７（ｂ）〜（ｄ）に示すように、Ｕ１下ＭＯＳ２４に通電される時間がＵ１上ＭＯＳ２１に通電される時間と比較して長いため、Ｕ１下ＭＯＳ２４の電流積算値は、Ｕ１上ＭＯＳ２１の電流積算値よりも大きい。具体的には、電気角１周期において、Ｕ１下ＭＯＳ２４に流れる電流の積算値は５８３．５Ａであり、Ｕ１上ＭＯＳ２１に流れる電流の積算値は１９４．９Ａであった。この例では、第１デューティ中心値の出力中心値からのシフト量が−２５％と大きいので、上ＭＯＳ２１〜２３に流れる電流の積算値と、下ＭＯＳ２４〜２６に流れる電流の積算値との差が大きい。そのため、上ＭＯＳ２１〜２３における熱損失と、下ＭＯＳ２４〜２６における熱損失とに偏りが生じる。
図２８（ｂ）は、図２８（ａ）中に記号Ｅ５で示す領域を拡大したものである。また、図２８（ｃ）は、図２８（ｂ）におけるＵ２下ＭＯＳ３４に流れる電流を示し、図２８（ｄ）は、図２８（ｂ）におけるＵ１上ＭＯＳ３１に流れる電流を示している。図２８（ｂ）〜（ｄ）に示すように、Ｕ２上ＭＯＳ３１に通電される時間がＵ２下ＭＯＳ３４に通電される時間と比較して長く、電流積算値が大きい。具体的には、電気角１周期において、Ｕ２上ＭＯＳ３１に流れる電流の積算値は５８３．９ｍＡ・ｓｅｃであり、Ｕ２下ＭＯＳ３４に流れる電流の積算値は１９４．９ｍＡ・ｓｅｃであった。この例では、第２デューティ中心値の出力中心値からのシフト量が＋２５％と大きいので、上ＭＯＳ３１〜３３に流れる電流の積算値と、下ＭＯＳ３４〜３６に流れる電流の積算値との差が大きい。そのため、上ＭＯＳ３１〜２２における熱損失と下ＭＯＳ３４〜３６における熱損失との偏りが大きい。
一方、本実施形態では、図１０〜図１２に示すように、振幅に応じてデューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２のシフト量を可変としている。すなわち、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の振幅が小さいとき、シフト量を小さくしている。これにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減しつつ、第２参考形態と比較して、ＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６における電流積算値の差を小さく抑えることにより、熱損失の差を小さく抑えている。
以上詳述したように、巻線組１８、１９に印加される電圧に係るデューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２およびＰＷＭ基準信号Ｐに基づいてＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６のオン／オフの切り替えを制御している。第１巻線組１８に印加される電圧に係る第１デューティ指令信号Ｄ１１の中心値Ｄc１１が出力可能なデューティ範囲の中心値である出力中心値Ｒcよりも下側となるように、出力中心値Ｒcからの第１デューティ中心値Ｄc１１のシフト量Ｍ１１を算出する。また、第２巻線組１９に印加される電圧に係る第２デューティ指令信号Ｄ１２の中心値Ｄc１２が出力中心値Ｒcよりも上側となるように、出力中心値Ｒcからの第２デューティ中心値Ｄc１２のシフト量Ｍ１２を算出する。第１シフト量Ｍ１１および第２シフト量Ｍ１２は、振幅に応じて可変とする。
本実施形態では、第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトしているので、第１インバータ部２０におけるコンデンサ５０の充電および放電のタイミングと、第２インバータ部３０におけるコンデンサ５０の充電および放電のタイミングをずらすことができ、コンデンサ５０のリップル電流を低減することができる。なお、本実施形態では、２つのインバータ部２０、３０の駆動に係るＰＷＭ基準信号に位相差を設けなくてもコンデンサ５０のリップル電流を低減可能であるので、制御部６０の負荷を低減することができる。
また、第１シフト量Ｍ１１および第２シフト量Ｍ１２を、振幅に応じて可変としているので、コンデンサ５０のリップル電流を低減しつつ、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６、および、上ＭＯＳ３１〜３３と下ＭＯＳ３４〜３６におけるオン／オフ時間の差を小さくすることにより、熱損失の偏りを小さくすることができる。
本実施形態では、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcとなるように第１シフト量Ｍ１１を算出する。また、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcとなるように第２シフト量Ｍ１２を算出する。デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の中心値Ｄc１１、１２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ１１、Ｍ１２が小さいほど、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６、上ＭＯＳ３１〜３３と下ＭＯＳ３４〜３６のオン時間とオフ時間との差は小さく、熱損失の偏りも小さい。本実施形態では、コンデンサ５０のリップル電流を低減するために第１デューティ指令信号Ｄ１１を下側、第２デューティ指令信号Ｄ１２を上側にシフトしているが、デューティ指令信号Ｄ１１、１２を出力中心値Ｒcに寄せるようにデューティ指令信号のシフト量Ｍ１１、Ｍ１２を振幅に応じて決定している。これにより、上ＭＯＳ２１〜２３のオン時間と下ＭＯＳ２４〜２６のオン時間との差、および、上ＭＯＳ３１〜３３のオン時間と下ＭＯＳ３４〜３６のオン時間との差を可及的小さくすることができ、熱損失の偏りを抑えることができる。
第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１を出力中心値Ｒcにしたときの第１デューティ指令信号の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminより小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminとなるように、第１シフト量Ｍ１１を算出する。また、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２を出力中心値Ｒcとしたときの第２デューティ指令信号Ｄ１２の最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxより大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxとなるように、第２シフト量Ｍ１２を算出する。これにより、出力電圧に歪みが生じるのを抑制することができる。
本実施形態では、出力中心値Ｒcは、５０％である。これにより、インバータ部２０、３０におけるＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６のオン／オフを切り替える切り替えタイミングが揃うので、制御部６０における演算負荷を低減することができる。
また、第１デューティ指令信号Ｄ１１および第２デューティ指令信号Ｄ１２は、正弦波信号である。これにより、容易にＰＷＭ制御を行うことができる。
以下、複数の実施形態では、上記第１実施形態と同様の回路構成であるので、回路構成に関する説明を省略し、ＰＷＭ制御を中心に説明する。
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態を図１３〜図１５に基づいて説明する。
図１３に示すように、デューティ算出部は、振幅算出部６５１およびシフト量算出部６５２に加え、変調処理部６５３を有している。変調処理部６５３では、基準となる基準正弦波の波形を変調する変調処理を行っている。なお、変調処理部６５３が「変調手段」に対応している。
本実施形態では、変調処理部６５３における変調処理として、図１４に示す超過デューティ補正処理を行っている。超過デューティ補正処理では、図１４（ａ）に示す基準となる基準正弦波において、基準最大値Ｓmaxおよび基準最小値Ｓminを超えた分を全ての相から減算している。これにより、超過デューティ補正後の波形は、図１４（ｂ）に示すごとくとなる。なお、本実施形態における補正前の基準正弦波の振幅は、補正後のデューティ指令信号の振幅の２／（√３）＝１．１５４倍となっている。
なお、変調後のデューティ指令信号の最大値から最小値を減算した減算値を２で除した値を「デューティ指令信号の振幅」とする。また、以下、変調後の電圧指令信号を単に「デューティ指令信号」といい、以下、第１実施形態と同様、デューティ指令信号に基づいて説明する。以降の実施形態においても同様とする。
本実施形態では、第１実施形態と同様、第１デューティ指令信号Ｄ２１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ２２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ２１および第２デューティ指令信号Ｄ２２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
すなわち、図１５（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ２１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ２１の最大値Ｄmax２１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ２１の最小値Ｄmin２１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ２１の最大値Ｄmax２１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc２１を下方向にシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ２２の最小値Ｄmin２２が出力中心値Ｒｃとなるように第２デューティ中心値Ｄc２２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ２２の最大値Ｄmax２２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ２２の最小値Ｄmin２２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc２２を上方向にシフトする。
図１５（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ２１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ２１の最大値Ｄmax２１が出力中心値Ｒcと一致するように第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ２１の最小値Ｄmin２１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第２デューティ指令信号Ｄ２２の最小値Ｄmin２２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューテュ中心値Ｄc２２をシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ２２の最大値Ｄmax２２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。
図１５（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ２１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ２１の最大値Ｄmax２１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ２１の最小値Ｄmin２１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminよりも小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ２１の最小値Ｄmin２１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ２２の最小値Ｄmin２２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc２２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ２２の最大値Ｄmax２２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxよりも大きくなる場合、第２デューティ指令信号の最大値Ｄmax２２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように第２デューティ中心値Ｄc２２をシフトする。
すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ２１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れる方向に第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトする。また、第１デューティ指令信号Ｄ２１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、出力中心値Ｒcに近づく方向に第１デューティ中心値Ｄc２１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れる方向に第２デューティ中心値Ｄc２２をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcに近づく方向に第２デューティ中心値Ｄc２２をシフトする。
すなわち、本実施形態では、第１デューティ中心値Ｄc２１の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ２１、および、第２デューティ中心値Ｄc２２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ２２は、振幅に応じて可変となっている。
これにより、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。また、変調前の正弦波信号である基準正弦波信号において、基準最大値Ｓmaxおよび基準最小値Ｓminを超えた分を全ての相から減算する超過デューティ補正処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態を図１６および図１７に基づいて説明する。
本実施形態では、第２実施形態と同様、デューティ算出部６５は変調処理部６５３を有しており、基準となる基準正弦波の波形を変調する変調処理を行っている。
本実施形態では、変調処理部６５３における変調処理として、図１６に示す最大最小デューティ均等化処理を行っている。ここでは、以下の式に基づき、Ｕ相デューティＤｕ、Ｖ相デューティＤｖ、およびＷ相デューティＤｗを算出している。なお、変調前のＵ相デューティをＤｕ’、Ｖ相デューティをＤｕ’、Ｗ相デューティをＤｗ’とし、変調前の各相デューティの最大値をＤmax、最小値をＤminとする。
Ｄｕ＝Ｄｕ’−（Ｄmax−Ｄmin）／２ ・・・（１）
Ｄｖ＝Ｄｖ’−（Ｄmax−Ｄmin）／２ ・・・（２）
Ｄｗ＝Ｄｗ’−（Ｄmax−Ｄmin）／２ ・・・（３）
上記（１）〜（３）式より算出された補正後のデューティ指令信号の波形は、図１６（ｂ）に示すごとくとなる。
本実施形態では、第１実施形態と同様、第１デューティ指令信号Ｄ３１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ３２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ３１および第２デューティ指令信号Ｄ３２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
すなわち、図１７（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ３１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ３１の最大値Ｄmax３１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ３１の最小値Ｄmin３１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ３１の最大値Ｄmax３１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc３１を下方向にシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ２２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ３２の最小値Ｄmin３２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ３２の最大値Ｄmax３２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ３２の最小値Ｄmin３２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc３２を上方向にシフトする。
図１７（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ３１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ３１の最大値Ｄmax３１が出力中心値Ｒcと一致するように第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ３１の最小値Ｄmin３１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。また、第２デューティ指令信号Ｄ３２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第２デューティ指令信号Ｄ３２の最小値Ｄmin３２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ３２の最大値Ｄmax３２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。
図１７（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ３１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ３１の最大値Ｄmax３１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ３１の最小値Ｄmin３１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminよりも小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ３１の最小値Ｄmin３１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ３２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ３２の最小値Ｄmin３２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ３２の最大値Ｄmax３２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxよりも大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ３２の最大値Ｄmax３２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトする。
すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ３１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れる方向に第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトする。また、第１デューティ指令信号Ｄ３１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、出力中心値Ｒcに近づく方向に第１デューティ中心値Ｄc３１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ３２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れる方向に第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ３２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒｃに近づく方向に第２デューティ中心値Ｄc３２をシフトする。
すなわち、本実施形態では、第１デューティ中心値Ｄc３１の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ３１、および、第２デューティ中心値Ｄc３２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ３２は、振幅に応じて可変となっている。
これにより、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。また、変調前の正弦波信号における最も大きいデューティと最も小さいデューティとの平均値を算出し、全ての相から平均値を減算する最大最小デューティ均等化処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態を図１８および図１９に基づいて説明する。
本実施形態では、第２実施形態および第３実施形態と同様、デューティ算出部６５は変調処理部６５３を有しており、基準となる基準正弦波の波形を変調する変調処理を行っている。
本実施形態では、変調処理部６５３における変調処理として、図１８に示す下べた二相変調処理を行っている。ここでは、図１８（ａ）に示す基準となる基準正弦波において、最も小さい相のデューティが基準最小値Ｓminとなるように、最も小さい相のデューティと基準最小値Ｓminとの差分を全ての相から減算している。これにより、下べた二相変調後の波形は、図１８（ｂ）に示すごとくとなる。
本実施形態では、第１実施形態と同様、第１デューティ指令信号Ｄ４１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ４２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ４１および第２デューティ指令信号Ｄ４２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
すなわち、図１９（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ４１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ４１の最大値Ｄmax４１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ４１の最小値Ｄmin４１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ４１の最大値Ｄmax４１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc４１を下方向にシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ４２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ４２の最小値Ｄmin４２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ４２の最大値Ｄmax４２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ４２の最小値Ｄmin４２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc４２を上方向にシフトする。
図１９（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ４１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ４１の最大値Ｄmax４１が出力中心値Ｒcと一致するように第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ４１の最小値Ｄmin４１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。また、第２デューティ指令信号Ｄ４２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第２デューティ指令信号Ｄ４２の最小値Ｄmin４２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ４２の最大値Ｄmax４２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。
図１９（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ４１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ４１の最大値Ｄmax４１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ４１の最小値Ｄmin４１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminよりも小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ４１の最小値Ｄmin４１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ４２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ４２の最小値Ｄmin４２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ４２の最大値Ｄmax４２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxよりも大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ４２の最大値Ｄmax４２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトする。
すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ４１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れる方向に第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトする。また、第１デューティ指令信号Ｄ４１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、出力中心値Ｒcに近づく方向に第１デューティ中心値Ｄc４１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ４２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れる方向に第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ４２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcに近づく方向に第２デューティ中心値Ｄc４２をシフトする。
すなわち、本実施形態では、第１デューティ中心値Ｄc４１の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ４１、および、第２デューティ中心値Ｄc４２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ４２は、振幅に応じて可変となっている。
これにより、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。また、変調前の正弦波信号における最も小さいデューティが基準最小値Ｓminとなるように、最も小さい相のデューティと基準最小値との差分を全ての相から減算する下べた二相変調処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
（第５実施形態）
本発明の第５実施形態を図２０および図２１に基づいて説明する。
本実施形態では、第２実施形態〜第４実施形態と同様、デューティ算出部６５は変調処理部６５３を有しており、基準となる基準正弦波の波形を変調する変調処理を行っている。
本実施形態では、変調処理部６５３における変調処理として、図２０に示す上べた二相変調処理を行っている。ここでは、図２０（ａ）に示す基準となる基準正弦波において、最も大きい相のデューティが基準最大値Ｓmaxとなるように、最も大きい相のデューティと基準最大値Ｓmaxとの差分を全ての相に加算している。これにより、上べた二相変調後の波形は、図２０（ｂ）に示すごとくとなる。
本実施形態では、第１実施形態と同様、第１デューティ指令信号Ｄ５１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ５２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ５１および第２デューティ指令信号Ｄ５２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
すなわち、図２１（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ５１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ５１の最大値Ｄmax５１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ５１の最小値Ｄmin５１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ５１の最大値Ｄmax５１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc５１を下方向にシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ５２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ５２の最小値Ｄmin５２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ５２の最大値Ｄmax５２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ５２の最小値Ｄmin５２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc５２を上方向にシフトする。
図２１（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ５１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ５１の最大値Ｄmax５１が出力中心値Ｒcと一致するように第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ５１の最小値Ｄmin５１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。また、第２デューティ指令信号Ｄ５２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第２デューティ指令信号Ｄ５２の最小値Ｄmin５２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ５２の最大値Ｄmax５２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。
図２１（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ５１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ５１の最大値Ｄmax５１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ５１の最小値Ｄmin５１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminよりも小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ５１の最小値Ｄmin５１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ５２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ５２の最小値Ｄmin５２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ５２の最大値Ｄmax５２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxよりも大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ５２の最大値Ｄmax５２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトする。
すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ５１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れる方向に第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトする。また、第１デューティ指令信号Ｄ５１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、出力中心値Ｒcに近づく方向に第１デューティ中心値Ｄc５１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ５２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れる方向に第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ５２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒｃに近づく方向に第２デューティ中心値Ｄc５２をシフトする。
すなわち、本実施形態では、第１デューティ中心値Ｄc５１の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ５１、および、第２デューティ中心値Ｄc５２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ５２は、振幅に応じて可変となっている。
これにより、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。また、変調前の正弦波信号における最も大きいデューティが基準最大値Ｓmaxとなるように、最も大きい相のデューティと基準最大値との差分を全ての相に加算する上べた二相変調処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
（第６実施形態）
本発明の第６実施形態を図２２に基づいて説明する。
本実施形態では、第２実施形態〜第５実施形態と同様、デューティ算出部６５は変調処理部６５３を有しており、基準となる基準正弦波の波形を変調する変調処理を行っている。
本実施形態では、変調処理部６５３における変調処理として、第１インバータ部２０の駆動に係る指令電圧については図１８に示した下べた二相変調処理を行い、第２インバータ部３０の駆動に係る指令電圧については図２０に示した上べた二相変調処理を行っている。
本実施形態では、第１実施形態と同様、第１デューティ指令信号Ｄ６１を下側にシフトし、第２デューティ指令信号Ｄ６２を上側にシフトすることにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減している。また、第１デューティ指令信号Ｄ６１および第２デューティ指令信号Ｄ６２のシフト量を振幅に応じて可変にすることにより、ＭＯＳ間の熱損失の差を小さく抑えている。
すなわち、図２２（ａ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ６１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ６１の最大値Ｄmax６１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ６１の最小値Ｄmin６１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒmin以上である場合、第１デューティ指令信号Ｄ６１の最大値Ｄmax６１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc６１を下方向にシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ６２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下の場合、すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ６２の最小値Ｄmin６２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ６２の最大値Ｄmax６２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmax以下である場合、第２デューティ指令信号Ｄ６２の最小値Ｄmin６２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc６２を上方向にシフトする。
図２２（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ６１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第１デューティ指令信号Ｄ６１の最大値Ｄmax６１が出力中心値Ｒcと一致するように第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトすると、第１デューティ指令信号Ｄ６１の最小値Ｄmin６１は、出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致する。また、第２デューティ指令信号Ｄ６２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％である場合、第２デューティ指令信号Ｄ６２の最小値Ｄmin５２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトすると、第２デューティ指令信号Ｄ６２の最大値Ｄmax６２は、出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致する。
図２２（ｃ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ６１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第１デューティ指令信号Ｄ６１の最大値Ｄmax６１が出力中心値Ｒcとなるように第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトしたときの第１デューティ指令信号Ｄ６１の最小値Ｄmin６１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminよりも小さくなる場合、第１デューティ指令信号Ｄ６１の最小値Ｄmin６１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと一致するように第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ６２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、すなわち第２デューティ指令信号Ｄ６２の最小値Ｄmin６２が出力中心値Ｒcとなるように第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトしたときの第２デューティ指令信号Ｄ６２の最大値Ｄmax６２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxよりも大きくなる場合、第２デューティ指令信号Ｄ６２の最大値Ｄmax６２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと一致するように第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトする。
すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ６１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから下方向に離れる方向に第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトする。また、第１デューティ指令信号Ｄ６１の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、出力中心値Ｒcに近づく方向に第１デューティ中心値Ｄc６１をシフトする。
また、第２デューティ指令信号Ｄ６２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％以下である場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒcから上方向に離れる方向に第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトする。また、第２デューティ指令信号Ｄ６２の振幅が出力可能なデューティ範囲の２５％より大きい場合、振幅が大きくなるに従って出力中心値Ｒｃに近づく方向に第２デューティ中心値Ｄc６２をシフトする。
すなわち、本実施形態では、第１デューティ中心値Ｄc６１の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ６１、および、第２デューティ中心値Ｄc６２の出力中心値Ｒcからのシフト量Ｍ６２は、振幅に応じて可変となっている。
これにより、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。また、第１デューティ指令信号Ｄ６１において、変調前の正弦波信号における最も小さい相のデューティが基準最小値Ｓminとなるように、最も小さい相のデューティと基準最小値Ｓminとの差分を全ての相から減算する下べた二相変調処理を行っている。また、第２デューティ指令信号Ｄ６２において、変調前の正弦波信号における最も大きい相のデューティが基準最大値Ｓmaxとなるように、最も大きい相のデューティと基準最大値Ｓmaxとの差分を全ての相に加算する上べた二相変調処理を行っている。これにより、電圧利用率を向上することができる。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
（ア）電圧指令信号のシフト方向の入れ替え
上記実施形態では、第１インバータ部の駆動制御に係る第１デューティ指令信号を出力中心値から下方向にシフトし、第２インバータ部の駆動制御に係る第２デューティ指令信号を出力中心値から上方向にシフトしていたが、電圧指令信号のシフト方向は逆であってもよい。
また、変形例では、第１インバータ部を駆動制御する電圧指令信号のシフト方向と、第２インバータ部を駆動制御する電圧指令信号のシフト方向とを所定期間ごとに入れ替えてもよい。
図２３では、第１インバータ部の駆動制御に係る第１デューティ指令信号Ｄ７１を実線で示し、第２インバータ部の駆動制御に係る第２デューティ指令信号Ｄ７２を破線で示した。図２３に示すように、期間Ｔ１においては、下方向にシフトされた第１デューティ指令信号Ｄ７１により第１インバータ部が駆動制御され、上方向にシフトされた第２デューティ指令信号Ｄ７２により第２インバータ部が駆動される。期間Ｔ１に続く期間Ｔ２においては、上方向にシフトされた第１デューティ指令信号Ｄ７１により第１インバータ部が駆動制御され、下方向にシフトされた第２デューティ指令信号Ｄ７２により第２インバータ部が駆動制御される。また期間Ｔ２に続く期間Ｔ３では、期間Ｔ１と同様、下方向にシフトされた第１デューティ指令信号Ｄ７１により第１インバータ部が駆動制御され、上方向にシフトされた第２デューティ指令信号Ｄ７２により第２インバータ部が駆動される。
このように、出力中心値Ｒcからの下方向へのシフト量である第１シフト量に基づいて第１デューティ指令信号Ｄ７１の中心値を決定して第１インバータ部を駆動制御し、出力中心値Ｒcからの上方向へのシフト量である第２シフト量に基づいて第２デューティ指令信号Ｄ７２の中心値を決定して第２インバータ部を駆動制御する第１期間と、出力中心値Ｒcからの上方向へのシフト量である第２シフト量に基づいて第１デューティ指令信号Ｄ７１の中心値を決定して第１インバータ部を駆動制御し、出力中心値Ｒcからの下方向へのシフト量である第１シフト量に基づいて第２デューティ指令信号Ｄ７２の中心値を決定して第２インバータ部を駆動制御する第２期間と、を所定時間ごとに行う。換言すると、それぞれのインバータ部の駆動に係るデューティ指令信号のシフト方向を所定時間ごとに入れ替える、ということである。これにより、それぞれのスイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくすることにより電流積算値を平準化し、スイッチング素子ごとの熱損失の偏りを小さくすることができる。なお、期間Ｔ１、Ｔ３が「第１期間」に対応し、期間Ｔ２が「第２期間」に対応している。また、第１インバータ部が「一方のインバータ部」に対応し、第２インバータ部が「他方のインバータ部」に対応している。また、第１デューティ指令信号Ｄ７１が「第１電圧指令信号」に対応し、第２デューティ指令信号Ｄ７２が「第２電圧指令信号」に対応している。
ところで、上記のようにデューティ指令信号のシフト方向を周期的に入れ替えると、デューティ指令信号が不連続になることにより、音が発生する可能性がある。例えば電力変換装置をＥＰＳ等の音の発生を嫌う装置に適用した場合、音が知覚されない周波数となるようにシフト方向の入れ替え期間を設定したり、シフト方向を変える周期を可変としたりしても良い。
また、シフト方向の入れ替え期間は、スイッチング素子の電流積算値に基づき、スイッチング素子の電流積算値が所定値を超えた場合、デューティ指令信号のシフト方向を入れ替えるようにしてもよい。すなわち、出力中心値Ｒcからの下方向へのシフト量である第１シフト量に基づいて第１デューティ指令信号の中心値を決定して第１インバータ部を駆動制御し、出力中心値Ｒcからの上方向へのシフト量である第２シフト量に基づいて第２デューティ指令信号の中心値を決定して第２インバータ部を駆動制御する。そして、スイッチング素子のうち、いずれかのスイッチング素子に通電された電流積算値が所定値を超えた場合、出力中心値Ｒcからの上方向へのシフト量である第２シフト量に基づいて第１デューティ指令信号の中心値を決定して第１インバータ部を駆動制御し、出力中心値Ｒcからの下方向へのシフト量である第１シフト量に基づいて第２デューティ指令信号の中心値を決定して第２インバータ部を駆動制御する。これにより、それぞれのスイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくすることにより電流積算値を平準化し、スイッチング素子ごとの熱損失の偏りを小さくすることができる。なお、電流積算値に基づいてデューティ指令信号のシフト方向を入れ替える場合、入れ替えの周波数が一定にならないので、シフト方向の入れ替えに伴う音の発生も抑制することができる。
このようなシフト方向の入れ替えは、上記複数の実施形態のいずれにも適用することができる。
（イ）電流検出部の位置
電流検出部の設置位置の例を図２４に示す。なお、図２４においては、第１インバータ部２０及び第１インバータ部２０に対応する第１巻線組１８のみを示し、第２インバータ部３０及び第２インバータ部３０に対応する第２巻線組１９等は省略している。
図２４（ａ）に示すように、電流検出部４１〜４３は、下ＭＯＳ２４〜２６のグランド側に設けることができる。また図２４（ｂ）に示すように、Ｗ１電流検出部４３を省き、Ｕ１電流検出部４１をＵ下ＭＯＳ２４とグランドとの間に設け、Ｖ１電流検出部４２をＵ下ＭＯＳ２５とグランドの間に設けることができる。この例のように、ｎ相のうち１相の電流検出部を省いても、電源電流との差分より全ての相の電流を検出することができる。すなわち、３相であれば２箇所、４相であれば３箇所、５相であれば４箇所、といった具合である。また電流検出部を省く相は、いずれの相であってもよい。
図２４（ｃ）に示すように。電流検出部４１〜４３は、上ＭＯＳ２１〜２３の電源側に設けることができる。また、図２４（ｄ）に示すように、Ｗ１電流検出部４３を省くこともできる。ｎ相のうちの１相の電流検出部を省くことについては、図２４（ｂ）にて説明したのと同様である。
図２４（ｅ）に示すように、電流検出部４１〜４３は、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６とのそれぞれの接続点と、対応する巻線との間に設けることができる。また、図１４（ｆ）に示すように、Ｗ１電流検出部４３を省くこともできる。ｎ相のうちの１相の電流検出部を省くことについては、図２４（ｂ）にて説明したのと同様である。
（ウ）電流検出部の種類
図２４（ｅ）、（ｆ）に示す位置に電流検出部を設ける場合、ホール素子を用いることが好ましい。また図２４（ａ）〜（ｄ）に示す位置に電流検出部を設ける場合、ホール素子に替えて、シャント抵抗を用いることができる。
図２４（ａ）または（ｂ）の位置に電流検出部としてのシャント抵抗を設ける場合、例えば図４に示すＰＷＭ基準信号の山側において、全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオンになったときに電流検出部４１〜４３に流れる電流（以下、「山側電流」という。）は、巻線組１８に流れる電流と一致するので、山側電流を巻線電流として検出する。一方、ＰＷＭ基準信号の谷側において、全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオフになったときに電流検出部４１〜４３に流れる電流（以下、「谷側電流」という。）は、シャント抵抗やアンプ回路の温度変化による巻線電流の補正に用いられる。
すなわち、電流検出部としてシャント抵抗を用いる場合、ＰＷＭ基準信号の山側および谷側において、全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオンになる期間または全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオフになる期間を確保する必要がある。また、シャント抵抗によって電流を検出する場合、リギングが収束する時間（例えば４．５μ秒）、ＭＯＳのオン／オフの切り替えを行わないホールド時間を確保する必要がある。そこで、電流検出部において電流を検出するのに要する時間に基づき、出力可能なデューティ範囲を決定してもよい。
なお、巻線電流の補正が不要である場合には、出力可能なデューティ範囲の上限値のみを電流検出部において電流を検出するのに要する時間に基づいて決定してもよい。
また、図２４（ｃ）、（ｄ）の位置に電流検出部としてのシャント抵抗を設ける場合、ＰＷＭ基準信号の谷側において、全ての上ＭＯＳ２１〜２３がオンになったときに電流検出部４１〜４３に流れる谷側電流が巻線組１８に流れる電流と一致するので、谷側電流を巻線電流として検出する。この場合、巻線電流の補正が不要である場合には、出力可能なデューティ範囲の下限値のみを電流検出部において電流を検出するのに要する時間に基づいて決定してもよい。
これにより、電流検出部より巻線組に通電される電流を適切に検出することができる。
さらに、ブートストラップ方式のゲート駆動回路では、所定周期毎に全ての下ＭＯＳ２４〜２６をオンする必要がある。そのため、出力可能なデューティ範囲の上限値を１００％にすることができない。そこで、ゲート駆動回路構成に基づいて出力可能なデューティ範囲の上限値を決定してもよい。
（エ）その他の変形例
上記実施形態では、図２５（ａ）に模式的に示すように、２系統のインバータ部が１つのモータ１０を駆動していたが、図２５（ｂ）に模式的に示すように、２系統のインバータ部がそれぞれ別のモータを駆動するように構成してもよい。すなわち、第１インバータ部１２０が第１モータ１１０を駆動し、第２インバータ部１３０が第２モータ１１１を駆動する、といった具合である。
上記実施形態では、多相回転電機は、いずれもモータであったが、モータに限らず発電機であってもよい。また、多相回転電機はＥＰＳに限らず、例えばパワーウインド等、ＷＰＳ以外の様々な用途に用いることができる。
１：電力変換装置、１０：モータ、１１〜１６：コイル（巻線）、１７：位置センサ、１８：第１巻線組、１９：第２巻線組、２０：第１インバータ部、２１〜２３：上ＭＯＳ（スイッチング素子）、２４〜２６：下ＭＯＳ（スイッチング素子）、３０：第２インバータ部、３１〜３３：上ＭＯＳ（スイッチング素子）、３４〜３６：下ＭＯＳ（スイッチング素子）、４０〜４６：電流検出部、５０：コンデンサ、６０：制御部、６２：三相二相変換部、６３：制御器、６４：二相三相変換部、６５：デューティ算出部、６６：三角波比較部、６７：マイコン、６８：駆動回路、７０：バッテリ、６５１：振幅算出部（振幅算出手段）、６５２：シフト量算出部（シフト量算出手段）、６５３：変調処理部（変調手段）

Claims (16)

  1. 回転電機の各相に対応する巻線から構成される２つの巻線組を有する多相回転電機の電力変換装置であって、
    前記巻線組の各相に対応するスイッチング素子を有する２つのインバータ部と、
    前記インバータ部に接続されるコンデンサと、
    前記巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号およびＰＷＭ基準信号に基づいて前記スイッチング素子のオンおよびオフの切り替えを制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記電圧指令信号の振幅を算出する振幅算出手段と、
    一方の前記巻線組に印加される電圧に係る前記電圧指令信号の中心値が出力可能なデューティ範囲の中心値である出力中心値よりも下側となるように前記出力中心値からの当該電圧指令信号の中心値のシフト量である第１シフト量、および、他方の前記巻線組に印加される電圧に係る前記電圧指令信号の中心値が前記出力中心値よりも上側となるように前記出力中心値からの当該電圧指令信号の中心値のシフト量である第２シフト量を算出するシフト量算出手段と、
    を有し、
    前記第１シフト量および前記第２シフト量は、前記振幅算出手段により算出された振幅に応じて可変とすることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記シフト量算出手段は、前記出力中心値から下側にシフトされる前記電圧指令信号の最大値が前記出力中心値となるように前記第１シフト量を算出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記シフト量算出手段は、前記下側にシフトされる電圧指令信号の最大値を前記出力中心値としたときの当該電圧指令信号の最小値が前記出力可能なデューティ範囲の下限値より小さくなる場合、当該電圧指令信号の最小値が前記出力可能なデューティ範囲の下限値となるように前記第１シフト量を算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記シフト量算出手段は、前記出力中心値から上側にシフトされる前記電圧指令信号の最小値が前記出力中心値となるように前記第２シフト量を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記シフト量算出手段は、前記上側にシフトされる電圧指令信号の最小値を前記出力中心値としたときの当該電圧指令信号の最大値が前記出力可能なデューティ範囲の上限値より大きくなる場合、当該電圧指令信号の最大値が前記出力可能なデューティ範囲の上限値となるように前記第２シフト量を算出することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記出力中心値は、５０％であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記巻線組に通電される電流を検出可能な電流検出部を備え、
    前記出力可能なデューティ範囲の上限値および下限値の少なくとも一方は、前記電流検出部において電流を検出するのに要する時間に基づいて決定されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御部は、
    一方の前記巻線組に印加される前記電圧指令信号である第１電圧指令信号の中心値を前記第１シフト量に基づいて決定して一方の前記インバータ部を駆動制御し、他方の前記巻線組に印加される前記電圧指令信号である第２電圧指令信号の中心値を前記第２シフト量に基づいて決定して他方の前記インバータ部を駆動制御し、
    前記スイッチング素子のうち、いずれか１つのスイッチング素子に通電された電流積算値が所定値を超えた場合、前記第１電圧指令信号の中心値を前記第２シフト量に基づいて決定して前記一方のインバータ部を駆動制御し、前記第２電圧指令信号の中心値を前記第１シフト量に基づいて決定して他方のインバータ部を駆動制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御部は、
    一方の前記巻線組に印加される前記電圧指令信号である第１電圧指令信号の中心値を前記第１シフト量に基づいて決定して一方の前記インバータ部を駆動制御し、他方の前記巻線組に印加される前記電圧指令信号である前記第２電圧指令信号の中心値を前記第２シフト量に基づいて決定して他方の前記インバータ部を駆動制御する第１期間と、前記第１電圧指令信号の中心値を前記第２シフト量に基づいて決定して前記一方のインバータ部を駆動制御し、前記第２電圧指令信号の中心値を前記第１シフト量に基づいて決定して前記他方のインバータ部を駆動制御する第２期間と、を所定時間毎に行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 前記電圧指令信号は、正弦波信号であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 前記制御部は、前記電圧指令信号を正弦波信号から変調する変調手段を有することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  12. 前記変調手段は、変調前の正弦波信号において、基準最大値および基準最小値を超えた分を全ての相から減算することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記変調手段は、変調前の正弦波信号において、最も大きいデューティと最も小さいデューティとの平均値を算出し、全ての相から前記平均値を減算することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  14. 前記変調手段は、変調前の正弦波信号における最も小さいデューティが基準最小値となるように、最も小さい相のデューティと前記基準最小値との差分を全ての相から減算することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  15. 前記変調手段は、変調前の正弦波信号における最も大きいデューティが基準最大値となるように、最も大きい相のデューティと前記基準最大値との差分を全ての相に加算することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  16. 前記変調手段は、
    前記出力中心値から下側にシフトされる前記電圧指令信号において、変調前の正弦波信号における最も小さい相のデューティが基準最小値となるように、最も小さい相のデューティと前記基準最小値との差分を全ての相から減算し、
    前記出力中心値から上側にシフトされる前記電圧指令信号において、変調前の正弦波信号における最も大きい相のデューティが基準最大値となるように、最も大きい相のデューティと前記基準最大値との差分を全ての相に加算することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
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