JP6250221B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器に流入する母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現するために設けられるコンデンサのリップル電流のさらなる低減を図る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置において、コンデンサのリップル電流を抑制する手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に記載の従来技術では、具体的には、以下のような技術が開示されている。

すなわち、複数のインバータ部において、所定の位相差が設定されたスイッチング基準信号を用いて、各相に対応する低電位側スイッチング素子および高電位側スイッチング素子を切り替え制御する。また、複数のインバータ部のうちの少なくとも１つにおいて、低電位側スイッチング素子および高電位側スイッチング素子の一方が全てオンとなり、他方が全てオフとなるタイミングであるゼロ電圧ベクトル発生区間の中心が、他のインバータ部におけるゼロ電圧ベクトル発生区間とずれるように、回転機の巻線組の各相に印加される電圧の平均値である中性点電圧を位相差に応じて操作する。このように操作することで、コンデンサのリップル電流を低減する。

続いて、制御部によって算出されるデューティ比が第１の所定値以下である場合、中性点電圧がコンデンサに印加されるコンデンサ電圧の半分となるように操作することで、振動および騒音を低減している。

特許第５３５４３６９号公報

本発明者らが新たに着目した従来技術の課題については、発明を実施するための形態の中で詳述しているが、概要としては、以下のとおりである。

すなわち、特許文献１に記載の従来技術では、２つのインバータ部のスイッチング基準信号の位相差を１８０度に設定した上で、中性点電圧をコンデンサ電圧の半分となるように操作した場合、２つのインバータ部が出力する電圧ベクトルが同時に有効ベクトルとなる状態と、２つのインバータ部が出力する電圧ベクトルが同時に零ベクトルとなる状態とが繰り返される。

このように、２つのインバータ部が出力する電圧ベクトルが同時に有効ベクトルとなる状態と、２つのインバータ部が出力する電圧ベクトルが同時に零ベクトルとなる状態とが繰り返される結果として、コンデンサのリップル電流が過大となってしまうという問題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、振動および騒音を低減する効果を維持しつつ、コンデンサのリップル電流をさらに低減することのできる電力変換装置を得ることを目的とする。

本発明における電力変換装置は、直流電圧を出力する直流電源と、第１三相巻線および第２三相巻線を有する交流回転機とに接続された電力変換装置であって、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の第１交流電圧を第１三相巻線に印加する第１電力変換器と、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の第２交流電圧を第２三相巻線に印加する第２電力変換器と、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子と、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子とをそれぞれ制御する制御部と、を備え、制御部は、交流回転機への制御指令に基づいて、第１三相巻線への第１三相電圧指令と、第２三相巻線への第２三相電圧指令を演算し、演算した第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を出力する電圧指令演算器と、電圧指令演算器から入力された第１三相電圧指令の各電圧指令に、直流電圧以下の値の第１オフセット電圧を加算することで、第１三相巻線に印加する第１三相印加電圧を演算し、演算した第１三相印加電圧を出力するとともに、電圧指令演算器から入力された第２三相電圧指令の各電圧指令に、直流電圧以下の値の第２オフセット電圧を加算することで、第２三相巻線に印加する第２三相印加電圧を演算し、演算した第２三相印加電圧を出力するオフセット演算器と、オフセット演算器から入力された第１三相印加電圧と、第１搬送波信号とを比較することで、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子に第１スイッチング信号を出力するとともに、オフセット演算器から入力された第２三相印加電圧と、第１搬送波信号と同じキャリア周期であって、第１搬送波信号と１８０度の位相差を有する第２搬送波信号とを比較することで、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子に第２スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生器と、を有し、第１電力変換器は、スイッチング信号発生器から入力される第１スイッチング信号に従って、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子が制御されることで、第１三相巻線に変換後の第１交流電圧を印加し、第２電力変換器は、スイッチング信号発生器から入力される第２スイッチング信号に従って、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子が制御されることで、第２三相巻線に変換後の第２交流電圧を印加し、第１電力変換器が変換後の第１交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第１電圧ベクトルとし、第１電力変換器に流入する第１母線電流が０となる場合の第１電圧ベクトルを零ベクトルとし、第１電力変換器に流入する第１母線電流が０とならない場合の第１電圧ベクトルを有効ベクトルとし、第２電力変換器が変換後の第２交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第２電圧ベクトルとし、第２電力変換器に流入する第２母線電流が０となる場合の第２電圧ベクトルを零ベクトルとし、第２電力変換器に流入する第２母線電流が０とならない場合の第２電圧ベクトルを有効ベクトルとしたとき、第１電力変換器および第２電力変換器の一方が有効ベクトルを出力し、他方が零ベクトルを出力する期間が、第１搬送波信号および第２搬送波信号のキャリア周期で発生するように、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧が設定されるものである。

本発明によれば、第１電力変換器および第２電力変換器の一方が有効ベクトルを出力し、他方が零ベクトルを出力する期間が、第１搬送波信号および第２搬送波信号のキャリア周期で発生するように、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧が設定される。これにより、振動および騒音を低減する効果を維持しつつ、コンデンサのリップル電流をさらに低減することのできる電力変換装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令演算器が出力する第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を示す説明図である。 本発明の実施の形態１におけるオフセット演算器が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。 本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号発生器が出力する第１スイッチング信号を示す説明図である。 本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号発生器が出力する第２スイッチング信号を示す説明図である。 本発明の実施の形態１において、第１スイッチング信号と、第１電圧ベクトルと、第１母線電流との関係を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態１において、第２スイッチング信号と、第２電圧ベクトルと、第２母線電流との関係を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態１において、第１搬送波信号と、第２搬送波信号と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流と、第２母線電流と、母線電流和との関係を示す説明図である。 図８と比較するための説明図である。 本発明の実施の形態１において、直流電源の出力電流である直流電流と、平滑コンデンサの出力電流であるリップル電流と、母線電流和との関係を示す説明図である。 図１０と比較するための説明図である。 本発明の実施の形態２におけるオフセット演算器が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。 本発明の実施の形態２において、第１搬送波信号と、第２搬送波信号と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流と、第２母線電流と、母線電流和との関係を示す説明図である。 本発明の実施の形態２において、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧に対する平滑コンデンサのリップル電流の変化を示す説明図である。 本発明の実施の形態３におけるオフセット演算器が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。 本発明の実施の形態４における電圧指令演算器が出力する第１三相電圧指令と、オフセット演算器が出力する第１三相印加電圧とを示す説明図である。 本発明の実施の形態５における電力変換装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態５において、第１電流検出器によって検出された第１三相電流と、オフセット演算器が出力する第１三相印加電圧とを示す説明図である。 本発明の実施の形態５において、第１電流検出器によって検出された第１三相電流と、オフセット演算器が出力する第２三相印加電圧とを示す説明図である。 本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態６において、オフセット演算器が、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧を変更する場合を説明するための説明図である。

以下、本発明による電力変換装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体を示す構成図である。なお、図１には、本実施の形態１における電力変換装置に接続された、交流回転機１および直流電源２も併せて図示している。

図１に示すように、本実施の形態１における電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１電力変換器４ａ、第２電力変換器４ｂ、制御部５を備える。

交流回転機１は、三相交流回転機であり、Ｕ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１から構成された第１三相巻線と、Ｕ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２から構成された第２三相巻線とを有する。また、交流回転機１において、第１三相巻線および第２三相巻線は、電気的に接続されることなく、固定子に納められている。

なお、交流回転機１の具体例としては、永久磁石同期回転機、誘導回転機または同期リラクタンス回転機等が挙げられる。そして、２つの三相巻線を有する交流回転機であれば、どのような種類の交流回転機に対しても本願発明を適用可能である。

直流電源２は、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂに、直流電圧Ｖｄｃを出力する。なお、直流電源２は、バッテリ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器およびＰＷＭ整流器等といった、直流電圧を出力する全ての機器を含む。

平滑コンデンサ３は、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現するために、直流電源２に対して並列に接続された状態で設けられる。なお、平滑コンデンサ３について、図１には詳細に図示していないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に等価直列抵抗ＲｃおよびリードインダクタンスＬｃが存在する。

第１電力変換器４ａは、逆変換回路（すなわち、インバータ）を有する。具体的には、第１電力変換器４ａは、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１およびＳｗｐ１から構成された第１高電位側スイッチング素子と、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１およびＳｗｎ１から構成された第１低電位側スイッチング素子とを有する。

なお、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子の具体例としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタまたはＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードとを逆並列に接続したものを用いたものが挙げられる。

第１電力変換器４ａは、制御部５から入力された第１スイッチング信号に従って、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子がオンまたはオフに切り替え制御されることで、直流電源２から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。また、第１電力変換器４ａが、変換後の電圧を第１三相巻線に印加することで、第１三相巻線には、第１三相電流が流れる。なお、第１三相電流は、Ｕ相電流Ｉｕ１、Ｖ相電流Ｉｖ１およびＷ相電流Ｉｗ１から構成される。

ここで、第１スイッチング信号は、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１（すなわち、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１およびＱｗｎ１）から構成される。スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｖｐ１およびＱｗｐ１は、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１およびＳｗｐ１をそれぞれオンまたはオフに切り替えるためのスイッチング信号である。また、スイッチング信号Ｑｕｎ１、Ｑｖｎ１およびＱｗｎ１は、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１およびＳｗｎ１をそれぞれオンまたはオフに切り替えるためのスイッチング信号である。

なお、以降では、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１において、値が「１」の場合には、対応するスイッチング素子をオンにするための信号が出力され、値が「０」の場合には、対応するスイッチング素子をオフにするための信号が出力されるものとする。

第２電力変換器４ｂは、逆変換回路（すなわち、インバータ）を有する。具体的には、第２電力変換器４ｂは、スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２およびＳｗｐ２から構成された第２高電位側スイッチング素子と、スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２およびＳｗｎ２から構成された第２低電位側スイッチング素子とを有する。

なお、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子の具体例としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタまたはＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードとを逆並列に接続したものを用いたものが挙げられる。

第２電力変換器４ｂは、制御部５から入力された第２スイッチング信号に従って、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子がオンまたはオフに切り替え制御されることで、直流電源２から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。また、第２電力変換器４ｂが、変換後の電圧を第２三相巻線に印加することで、第２三相巻線には、第２三相電流が流れる。なお、第２三相電流は、Ｕ相電流Ｉｕ２、Ｖ相電流Ｉｖ２およびＷ相電流Ｉｗ２から構成される。

ここで、第２スイッチング信号は、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２（すなわち、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２およびＱｗｎ２）から構成される。スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｖｐ２およびＱｗｐ２は、スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２およびＳｗｐ２をそれぞれオンまたはオフに切り替えるためのスイッチング信号である。また、スイッチング信号Ｑｕｎ２、Ｑｖｎ２およびＱｗｎ２は、スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２およびＳｗｎ２をそれぞれオンまたはオフに切り替えるためのスイッチング信号である。

なお、以降では、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２において、値が「１」の場合には、対応するスイッチング素子をオンにするための信号が出力され、値が「０」の場合には、対応するスイッチング素子をオフにするための信号が出力されるものとする。

次に、制御部５について、図１に加えて、さらに図２〜図５を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１における電圧指令演算器６が出力する第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を示す説明図である。図３は、本発明の実施の形態１におけるオフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。図４は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号発生器８が出力する第１スイッチング信号を示す説明図である。図５は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号発生器８が出力する第２スイッチング信号を示す説明図である。

図１に示すように、制御部５は、電圧指令演算器６と、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂを含むオフセット演算器７と、スイッチング信号発生器８とを有する。

電圧指令演算器６は、交流回転機１を駆動するために第１三相巻線および第２三相巻線に電圧を印加するための電圧指令として、第１三相巻線への第１三相電圧指令と、第２三相巻線への第２三相電圧指令とを、入力された交流回転機１への制御指令に基づいて演算する。また、電圧指令演算器６は、演算した第１三相電圧指令を第１オフセット演算器７ａに出力し、演算した第２三相電圧指令を第２オフセット演算器７ｂに出力する。

なお、第１三相電圧指令は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ１、Ｖ相電圧指令Ｖｖ１およびＷ相電圧指令Ｖｗ１から構成される。また、第２三相電圧指令は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ２、Ｖ相電圧指令Ｖｖ２およびＷ相電圧指令Ｖｗ２から構成される。

ここで、電圧指令演算器６による第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の具体的な演算方法としては、公知技術であるので、詳細な説明を省略するが、例えば、以下のような例が挙げられる。

一例として、電圧指令演算器６に入力される交流回転機１への制御指令として、交流回転機１の周波数指令ｆを設定した上で、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の振幅を決定する方法が挙げられる。すなわち、電圧指令演算器６は、Ｖ／Ｆ制御によって、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を演算することとなる。

なお、Ｖ／Ｆ制御は、フィードフォワード制御である。したがって、電圧指令演算器６は、Ｖ／Ｆ制御によって、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を演算する場合、第１三相電流および第２三相電流に関する情報を必要としない。よって、この場合、第１三相電流および第２三相電流に関する情報を、電圧指令演算器６に入力する必要はない。

また、別例として、第１三相電流および第２三相電流を検出する電流検出器を設け、電圧指令演算器６に入力される交流回転機１への制御指令として、交流回転機１への電流指令を設定する。この場合、電圧指令演算器６は、設定された電流指令と、電流検出器によって検出された第１三相電流との偏差が零となるように比例積分制御によって第１三相電圧指令を演算する。また、電圧指令演算器６は、設定された電流指令と、電流検出器によって検出された第２三相電流との偏差が零となるように比例積分制御によって第２三相電圧指令を演算する。すなわち、電圧指令演算器６は、電流フィードバック制御によって、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を演算することとなる。

図２の上部には、第１三相電圧指令の各電圧指令の波形が示され、図２の下部には、第２三相電圧指令の各電圧指令の波形が示されている。また、図２において、横軸は、電圧位相θｖ［ｄｅｇ］を示し、縦軸は、直流電圧Ｖｄｃの倍数で表示された電圧値を示す。図２では、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令は、平衡三相交流電圧である。

図２に示すように、第１三相電圧指令の各電圧指令と、第２三相電圧指令の各電圧指令は、０を基準とした正弦波波形である。また、第１三相電圧指令の各電圧指令の平均値である電圧指令平均Ｖａｖｅ１と、第２三相電圧指令の各電圧指令の平均値である電圧指令平均Ｖａｖｅ２とは、ともに０である。

なお、電圧指令平均Ｖａｖｅ１および電圧指令平均Ｖａｖｅ２は、以下の式で表される。
Ｖａｖｅ１＝（Ｖｕ１＋Ｖｖ１＋Ｖｗ１）／３
Ｖａｖｅ２＝（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２）／３

第１オフセット演算器７ａは、電圧指令演算器６から入力された第１三相電圧指令の各電圧指令に、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を等しく加算することで、第１三相巻線に印加する第１三相印加電圧を演算する。さらに、第１オフセット演算器７ａは、演算した第１三相印加電圧をスイッチング信号発生器８に出力する。なお、第１三相印加電圧は、Ｕ相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖ相印加電圧Ｖｖ１’およびＷ相印加電圧Ｖｗ１’から構成される。

第２オフセット演算器７ｂは、電圧指令演算器６から入力された第２三相電圧指令の各電圧指令に、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を等しく加算することで、第２三相巻線に印加する第２三相印加電圧を演算する。さらに、第２オフセット演算器７ｂは、演算した第２三相印加電圧をスイッチング信号発生器８に出力する。なお、第２三相印加電圧は、Ｕ相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖ相印加電圧Ｖｖ２’およびＷ相印加電圧Ｖｗ２’から構成される。

図３の上部には、第１三相印加電圧の各印加電圧の波形が示され、図３の下部には、第２三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。また、図３において、横軸は、電圧位相θｖ［ｄｅｇ］を示し、縦軸は、直流電圧Ｖｄｃの倍数で表示された電圧値を示す。

図３に示すように、第１三相印加電圧の各印加電圧の平均値である印加電圧平均Ｖａｖｅ１’は、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１と等しい。同様に、第２三相印加電圧の各印加電圧の平均値である印加電圧平均Ｖａｖｅ２’は、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２と等しい。

なお、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、以下の式で表される。
Ｖｏｆｆｓｅｔ１
＝Ｖａｖｅ１’＝（Ｖｕ１’＋Ｖｖ１’＋Ｖｗ１’）／３
Ｖｏｆｆｓｅｔ２
＝Ｖａｖｅ２’＝（Ｖｕ２’＋Ｖｖ２’＋Ｖｗ２’）／３

また、図３に示すように、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、少なくとも電気角一周期において、直流電圧Ｖｄｃの５０％未満の値となるように設定される。なお、ここでは、具体例として、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．４Ｖｄｃであるものとする。

第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、少なくとも電気角一周期において、直流電圧Ｖｄｃの５０％の値となるように設定される。すなわち、図３に示すように、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、０．５Ｖｄｃである。

また、図２に示すように、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の変動範囲が−０．１Ｖｄｃ以上０．１Ｖｄｃ以下であるので、図３から分かるように、第１三相印加電圧の変動範囲は、０．３Ｖｄｃ以上０．５Ｖｄｃ以下となり、第２三相印加電圧の変動範囲は、０．４Ｖｄｃ以上０．６Ｖｄｃ以下となる。

スイッチング信号発生器８は、第１オフセット演算器７ａから入力された第１三相印加電圧と、第１搬送波信号Ｃ１とを比較することで、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子のそれぞれに第１スイッチング信号を出力する。すなわち、スイッチング信号発生器８は、第１三相印加電圧の各印加電圧に従って、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力することとなる。

また、スイッチング信号発生器８は、第２オフセット演算器７ｂから入力された第２三相印加電圧と、第１搬送波信号Ｃ１と１８０°の位相差を有する第２搬送波信号Ｃ２とを比較することで、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子のそれぞれに第２スイッチング信号を出力する。すなわち、スイッチング信号発生器８は、第２三相印加電圧の各印加電圧に従って、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力することとなる。

また、第１搬送波信号Ｃ１の最大値は、第１三相印加電圧の変動範囲内の値よりも大きくなるように設定され、第１搬送波信号の最小値は、第１三相印加電圧の変動範囲内の値よりも小さくなるように設定される。同様に、第２搬送波信号Ｃ２の最大値は、第２三相印加電圧の変動範囲内の値よりも大きくなるように設定され、第２搬送波信号の最小値は、第２三相印加電圧の変動範囲内の値よりも小さくなるように設定される。

図４には、第１搬送波信号Ｃ１と、第１三相印加電圧と、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１とのそれぞれの波形が示されている。

図４に示すように、第１搬送波信号Ｃ１は、キャリア周期Ｔｃの三角波であり、時刻ｔ１およびｔ３では、電圧値が最小値（ここでは、０）となり、時刻ｔ１と時刻ｔ３の中間である時刻ｔ２では、電圧値が最大値（ここでは、Ｖｄｃ）となる。

スイッチング信号発生器８は、第１三相印加電圧の各印加電圧と、第１搬送波信号Ｃ１とを比較し、比較結果に応じて、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力する。

具体的には、スイッチング信号発生器８は、Ｕ相印加電圧Ｖｕ１’と、第１搬送波信号Ｃ１とを比較した結果として、Ｕ相印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい範囲では、「Ｑｕｐ１＝１かつＱｕｎ１＝０」を出力し、Ｕ相印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１以下の範囲では、「Ｑｕｐ１＝０かつＱｕｎ１＝１」を出力する。

同様に、スイッチング信号発生器８は、Ｖ相印加電圧Ｖｖ１’と、第１搬送波信号Ｃ１とを比較した結果として、Ｖ相印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい範囲では、「Ｑｖｐ１＝１かつＱｖｎ１＝０」を出力し、Ｖ相印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１以下の範囲では、「Ｑｖｐ１＝０かつＱｖｎ１＝１」を出力する。

同様に、スイッチング信号発生器８は、Ｗ相印加電圧Ｖｗ１’と、第１搬送波信号Ｃ１とを比較した結果として、Ｗ相印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい範囲では、「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、Ｗ相印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１以下の範囲では、「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。

図５には、第２搬送波信号Ｃ２と、第２三相印加電圧と、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２とのそれぞれの波形が示されている。

図５に示すように、第２搬送波信号Ｃ２は、キャリア周期Ｔｃの三角波であり、時刻ｔ１およびｔ３では、電圧値が最大値（ここでは、Ｖｄｃ）となり、時刻ｔ１と時刻ｔ３の中間である時刻ｔ２では、電圧値が最小値（ここでは、０）となる。また、第２搬送波信号Ｃ２は、キャリア周期Ｔｃを３６０°で表した場合において、第１搬送波信号Ｃ１と１８０°の位相差を有する。

スイッチング信号発生器８は、第２三相印加電圧の各印加電圧と、第２搬送波信号Ｃ２とを比較し、比較結果に応じて、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。

具体的には、スイッチング信号発生器８は、Ｕ相印加電圧Ｖｕ２’と、第２搬送波信号Ｃ２とを比較した結果として、Ｕ相印加電圧Ｖｕ２’が第２搬送波信号Ｃ２よりも大きい範囲では、「Ｑｕｐ２＝１かつＱｕｎ２＝０」を出力し、Ｕ相印加電圧Ｖｕ２’が第２搬送波信号Ｃ２以下の範囲では、「Ｑｕｐ２＝０かつＱｕｎ２＝１」を出力する。同様に、スイッチング信号発生器８は、Ｖ相印加電圧Ｖｖ２’と、第２搬送波信号Ｃ２とを比較した結果として、Ｖ相印加電圧Ｖｖ２’が第２搬送波信号Ｃ２よりも大きい範囲では、「Ｑｖｐ２＝１かつＱｖｎ２＝０」を出力し、Ｖ相印加電圧Ｖｖ２’が第２搬送波信号Ｃ２以下の範囲では、「Ｑｖｐ２＝０かつＱｖｎ２＝１」を出力する。

同様に、スイッチング信号発生器８は、Ｗ相印加電圧Ｖｗ２’と、第２搬送波信号Ｃ２とを比較した結果として、Ｗ相印加電圧Ｖｗ２’が第２搬送波信号Ｃ２よりも大きい範囲では、「Ｑｗｐ２＝１かつＱｗｎ２＝０」を出力し、Ｗ相印加電圧Ｖｗ２’が第２搬送波信号Ｃ２以下の範囲では、「Ｑｗｐ２＝０かつＱｗｎ２＝１」を出力する。

次に、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と、第１電力変換器４ａが出力する第１電圧ベクトルと、第１電力変換器４ａに流入する第１母線電流Ｉｉｎｖ１（図１に図示）との関係について、図６を参照しながら説明する。図６は、本発明の実施の形態１において、第１スイッチング信号と、第１電圧ベクトルと、第１母線電流Ｉｉｎｖ１との関係を説明するための説明図である。

なお、この図６に示した関係は、公知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。また、第１電圧ベクトルにおける添え字（１）は、第１電圧ベクトルを示すために記載されたものであり、後述する第２電圧ベクトルと区別するために記載されている。

図６において、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の各値に従って第１電圧ベクトルがＶ０（１）およびＶ７（１）となる場合、第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０となる。ここで、Ｖ０（１）およびＶ７（１）といった第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０となる電圧ベクトルを、「零ベクトル」と呼ぶ。このように、第１電圧ベクトルが零ベクトルとなる場合、第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０となる。

図６において、第１電圧ベクトルが、零ベクトルであるＶ０（１）およびＶ７（１）以外のＶ１（１）〜Ｖ６（１）となる場合、第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０とならない。ここで、Ｖ１（１）〜Ｖ６（１）といった第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０とならない電圧ベクトルを、「有効ベクトル」と呼ぶ。このように、第１電圧ベクトルが有効ベクトルとなる場合、第１母線電流Ｉｉｎｖ１が０とならない。

また、図６に示すように、第１電圧ベクトルが有効ベクトルとなる場合、第１母線電流Ｉｉｎｖ１は、第１三相電流の各電流のうちの１つの電流と等しい値、またはその１つ電流の符号を反転した値となる。この場合、その１つの電流が０でない限り、第１母線電流Ｉｉｎｖ１は、０とならない。

このように、第１電力変換器４ａが変換後の交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第１電圧ベクトルとし、第１電力変換器４ａに流入する第１母線電流が０となる場合の第１電圧ベクトルを零ベクトルとし、第１電力変換器に流入する第１母線電流が０とならない場合の第１電圧ベクトルを有効ベクトルとしている。

次に、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２と、第２電力変換器４ｂが出力する第２電圧ベクトルと、第２電力変換器４ｂに流入する第２母線電流Ｉｉｎｖ２（先の図１に図示）との関係について、図７を参照しながら説明する。図７は、本発明の実施の形態１において、第２スイッチング信号と、第２電圧ベクトルと、第２母線電流Ｉｉｎｖ２との関係を説明するための説明図である。

なお、この図７に示した関係は、公知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。また、第２電圧ベクトルにおける添え字（２）は、第２電圧ベクトルを示すために記載されたものであり、第１電圧ベクトルと区別するために記載されている。

図７において、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の各値に従って第２電圧ベクトルがＶ０（２）およびＶ７（２）となる場合、第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０となる。ここで、Ｖ０（２）およびＶ７（２）といった第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０となる電圧ベクトルについても、上記と同様に、「零ベクトル」と呼ぶ。このように、第２電圧ベクトルが零ベクトルとなる場合、第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０となる。

図７において、第２電圧ベクトルが、零ベクトルであるＶ０（２）およびＶ７（２）以外のＶ１（２）〜Ｖ６（２）となる場合、第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０とならない。ここで、Ｖ１（２）〜Ｖ６（２）といった第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０とならない電圧ベクトルについても、上記と同様に、「有効ベクトル」と呼ぶ。このように、第２電圧ベクトルが有効ベクトルとなる場合、第２母線電流Ｉｉｎｖ２が０とならない。

また、図７に示すように、第２電圧ベクトルが有効ベクトルとなる場合、第２母線電流Ｉｉｎｖ２は、第２三相電流の各電流のうちの１つの電流と等しい値、またはその１つ電流の符号を反転した値となる。この場合、その１つの電流が０でない限り、第２母線電流Ｉｉｎｖ２は、０とならない。

このように、第２電力変換器４ｂが変換後の交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第２電圧ベクトルとし、第２電力変換器に流入する第２母線電流が０となる場合の第２電圧ベクトルを零ベクトルとし、第２電力変換器に流入する第２母線電流が０とならない場合の第２電圧ベクトルを有効ベクトルとしている。

次に、第１搬送波信号Ｃ１と、第２搬送波信号Ｃ２と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流Ｉｉｎｖ１と、第２母線電流Ｉｉｎｖ２と、第１母線電流Ｉｉｎｖ１および第２母線電流Ｉｉｎｖ２の和である母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係について、図８および図９を参照しながら説明する。

図８は、本発明の実施の形態１において、第１搬送波信号Ｃ１と、第２搬送波信号Ｃ２と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流Ｉｉｎｖ１と、第２母線電流Ｉｉｎｖ２と、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係を示す説明図である。図９は、図８と比較するための説明図である。

なお、図８および図９では、先の図３における［１］で示す瞬間での、各パラメータの関係を図示している。

図９では、比較例として、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２がともに、０．５Ｖｄｃとなるように設定した場合の、各パラメータの関係を図示している。なお、「第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２がともに、０．５Ｖｄｃとなるように設定する」ことは、特許文献１でいう、「中性点電圧がコンデンサに印加されるコンデンサ電圧の半分となるように操作する」ことと等価である。

また、キャリア周期Ｔｃにおいて、図８では、Ｖｖ１’＝０．５Ｖｄｃ、Ｖｕ１’＝Ｖｗ１’＝０．３５Ｖｄｃとなり、Ｖｖ２’＝０．６Ｖｄｃ、Ｖｕ２’＝Ｖｗ２’＝０．４５Ｖｄｃとなる。

一方、キャリア周期Ｔｃにおいて、図９では、Ｖｖ１’＝０．６Ｖｄｃ、Ｖｕ１’＝Ｖｗ１’＝０．４５Ｖｄｃとなり、同様に、Ｖｖ２’＝０．６Ｖｄｃ、Ｖｕ２’＝Ｖｗ２’＝０．４５Ｖｄｃとなる。

ここで、図８および図９を説明するにあたって、第１電力変換器４ａが出力する第１電圧ベクトルの種類と、第２電力変換器４ｂが出力する第２電圧ベクトルの種類との組み合わせを区別するために、以下のようなモード＜１＞〜＜４＞を定義する。
＜１＞：
第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂがともに零ベクトルを出力する。
＜２＞：
第１電力変換器４ａが有効ベクトルを出力し、第２電力変換器４ｂが零ベクトルを出力する。
＜３＞：
第１電力変換器４ａが零ベクトルを出力し、第２電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力する。
＜４＞：
第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂがともに有効ベクトルを出力する。

続いて、図８と図９とを比較しながら、実施の形態１における電力変換装置の効果について説明する。なお、図中において、丸で囲まれている数字１〜４は、モード＜１＞〜＜４＞に対応する。

図９では、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．５Ｖｄｃと設定したことによって、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧とが各相で一致する。すなわち、Ｖｕ１’＝Ｖｕ２’、Ｖｖ１’＝Ｖｖ２’、Ｖｗ１’＝Ｖｗ２’となる。したがって、図９に示すように、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍが０となる＜１＞のモードと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍがＩｖ１＋Ｉｖ２となる＜４＞のモードとが繰り返されることとなる。

これに対して、図８では、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．４Ｖｄｃ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．５Ｖｄｃと設定した。このように設定することで、図８に示すように、第１電力変換器４ａが有効ベクトルを出力する期間は、第２電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力する期間と比べて、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、時刻ｔ１側へシフトし、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間では、時刻ｔ３側へシフトしている。

したがって、図９に示すように、キャリア周期Ｔｃの間において、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍが（Ｉｖ１＋Ｉｖ２）／２となる＜２＞のモードと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍが（Ｉｖ１＋Ｉｖ２）／２となる＜３＞のモードとがそれぞれ２回発生し、結果として、＜４＞のモードとなる期間が低減される。

次に、直流電源２の直流電流Ｉｂと、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係について、図１０および図１１を参照しながら説明する。図１０は、本発明の実施の形態１において、直流電源２の出力電流である直流電流Ｉｂと、平滑コンデンサ３の出力電流であるリップル電流Ｉｃと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係を示す説明図である。図１１は、図１０と比較するための説明図である。

なお、図１０では、図８に示す母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍを図示しており、図１１では、図９に示す母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍを図示している。

ここで、先の図１から分かるように、直流電流Ｉｂと、リップル電流Ｉｃと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係について、以下の式で表される。
Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍ＝Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２＝Ｉｂ＋Ｉｃ

また、直流電流Ｉｂを一定値Ｉｄｃとすると、上式を変形することで、リップル電流Ｉｃは、以下の式で表される。
Ｉｃ＝Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２−Ｉｄｃ

図１１に対して、図１０では、＜４＞のモードとなる期間が低減されているので、リップル電流Ｉｃのピーク値（すなわち、Ｉｖ１＋Ｉｖ２−Ｉｄｃ）が出力される期間が低減されている。また、図１０では、＜２＞のモードおよび＜３＞のモードとなる期間が存在することに伴い、＜４＞のモードとなる期間が低減し、さらに、＜１＞のモードとなる期間も併せて低減されている。したがって、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃをさらに低減することができる。

このように、本実施の形態１では、キャリア周期Ｔｃにおいて、＜２＞のモードおよび＜３＞のモードとなる期間を発生させることで、＜４＞のモードとなる期間を低減するように、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が設定される。

具体的には、本実施の形態１では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．５Ｖｄｃ未満となるように設定され、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、０．５Ｖｄｃとなるように設定される。したがって、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂの一方が有効ベクトルを出力し、他方が零ベクトルを出力する期間が、キャリア周期Ｔｃで発生する。

なお、本実施の形態１では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．５Ｖｄｃよりも大きくなるように設定され、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、０．５Ｖｄｃとなるように設定された場合であっても、同様の効果が得られる。

また、本実施の形態１では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．５Ｖｄｃとなるように設定され、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、０．５Ｖｄｃよりも大きく、または０．５Ｖｄｃ未満となるように設定された場合であっても、同様の効果が得られる。

さらに、本実施の形態１では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．４Ｖｄｃとなるように設定される場合について説明したが、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、０．４Ｖｄｃよりもさらに小さい値になるように設定されることで、＜４＞のモードとなる期間をさらに低減することができ、ある値に達すると、＜４＞のモードとなる期間がキャリア周期Ｔｃで発生しなくなる。

このように、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ａがともに有効ベクトルを出力する期間が、キャリア周期Ｔｃで発生しないように、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が設定されることで、リップル電流Ｉｃをさらに低減することができる。

以上、本実施の形態１によれば、第１電力変換器および第２電力変換器の一方が有効ベクトルを出力し、他方が零ベクトルを出力する期間が、第１搬送波信号および第２搬送波信号のキャリア周期で発生するように、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧が設定される。

具体的には、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の一方は、直流電圧の５０％の値となり、他方は、直流電圧の５０％よりも大きい値または直流電圧の５０％未満の値となるように設定される。

これにより、振動および騒音を低減する効果を維持しつつ、第１電力変換器および第２電力変換器の一方が有効ベクトル、他方が零ベクトルを出力できるようになったので、平滑コンデンサのリップル電流をさらに低減することができる。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の一方は、０．５Ｖｄｃとなり、他方は、０．５Ｖｄｃよりも大きい値または０．５Ｖｄｃ未満の値となるように設定される場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態２では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、いずれも０．５Ｖｄｃよりも大きい値、またはいずれも０．５Ｖｄｃ未満の値となるように設定される場合について説明する。

なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

ここでは、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、それぞれ０．５Ｖｄｃ未満の値となり、かつ互いに等しい値に設定される場合を例示する。具体例として、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、それぞれ０．４５Ｖｄｃとする。

次に、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、それぞれ０．４５Ｖｄｃとなるように設定された場合に、オフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧について、図１２を参照しながら説明する。図１２は、本発明の実施の形態２におけるオフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。

図１２の上部には、第１三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。また、図１２の下部には、第２三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。なお、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令は、先の実施の形態１と同一のものとしている。

また、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の変動範囲が−０．１Ｖｄｃ以上０．１Ｖｄｃ以下であるので、図１２から分かるように、第１三相印加電圧の変動範囲は、０．３５Ｖｄｃ以上０．５５Ｖｄｃ以下となり、第２三相印加電圧の変動範囲は、０．３５Ｖｄｃ以上０．５５Ｖｄｃ以下となる。

次に、第１搬送波信号Ｃ１と、第２搬送波信号Ｃ２と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流Ｉｉｎｖ１と、第２母線電流Ｉｉｎｖ２と、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係について、図１３を参照しながら説明する。図１３は、本発明の実施の形態２において、第１搬送波信号Ｃ１と、第２搬送波信号Ｃ２と、第１三相印加電圧と、第２三相印加電圧と、第１母線電流Ｉｉｎｖ１と、第２母線電流Ｉｉｎｖ２と、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍとの関係を示す説明図である。なお、図１３では、先の図１２における［１］で示す瞬間での、各パラメータの関係を図示している。

図１３から分かるように、先の図８と同様に、第１電力変換器４ａが有効ベクトルを出力する期間は、第２電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力する期間と比べて、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、時刻ｔ１側へシフトし、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間では、時刻ｔ３側へシフトしている。

したがって、図１３に示すように、キャリア周期Ｔｃの間において、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍが（Ｉｖ１＋Ｉｖ２）／２となる＜２＞のモードと、母線電流和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍが（Ｉｖ１＋Ｉｖ２）／２となる＜３＞のモードとがそれぞれ２回発生する。その結果として、＜１＞のモードとなる期間と、＜４＞のモードとなる期間とが低減されるので、先の実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃを低減することができる。

なお、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、互いに等しくなく、いずれも直流電圧Ｖｄｃの５０％未満の値となるように設定される場合であっても同様の効果が得られる。また、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、いずれも直流電圧Ｖｄｃの５０％よりも大きい値となるように設定される場合であっても同様の効果が得られる。

次に、先の実施の形態１と比較しながら、本実施の形態２で得られるさらなる効果について、図１４を参照しながら説明する。図１４は、本発明の実施の形態２において、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２に対する平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃの変化を示す説明図である。

なお、図１４では、先の実施の形態１に対応するＣａｓｅ１として、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．５Ｖｄｃ＋ΔＶとなり、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．５Ｖｄｃとなるように設定された場合に、ΔＶに対するリップル電流Ｉｃが示されている。

また、本実施の形態２に対応するＣａｓｅ２として、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．５Ｖｄｃ＋ΔＶとなり、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．５Ｖｄｃ＋ΔＶとなるように設定された場合に、ΔＶに対するリップル電流Ｉｃが示されている。

さらに、ΔＶに対する各リップル電流Ｉｃについて、ΔＶ＝０の場合のリップル電流Ｉｃを基準の１００％として、相対値で示されている。

図１４から分かるように、０を除く同一のΔＶに対して、Ｃａｓｅ１に比べてＣａｓｅ２の方が、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃを低減することができる。換言すると、Ｃａｓｅ１とＣａｓｅ２とでリップル電流Ｉｃを同じ値に低減する場合、Ｃａｓｅ１に比べてＣａｓｅ２の方が、ΔＶをより小さくすることができる。

例えば、Ｃａｓｅ１とＣａｓｅ２とで、リップル電流Ｉｃを７２％に低減したい場合、図１４から分かるように、Ｃａｓｅ１では、ΔＶ＝±０．２Ｖｄｃとする必要がある。これに対して、Ｃａｓｅ２では、ΔＶ＝±０．１Ｖｄｃとすればよいので、リップル電流Ｉｃを同じ値に低減する場合、Ｃａｓｅ１に比べてＣａｓｅ２の方が、ΔＶをより小さくすることができる。

ここで、ΔＶを正方向または負方向に大きくすることは、リップル電流Ｉｃを低減するという観点では有利である。しかしながら、ΔＶを正方向または負方向に大きくすることで、印加電圧平均Ｖａｖｅ１’および印加電圧平均Ｖａｖｅ２’が、０．５Ｖｄｃから正方向または負方向にずれる。その結果として、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂのそれぞれについて、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子との間でアンバランスが生じる点では不利である。

例えば、Ｃａｓｅ１において、ΔＶが正方向に大きくなると、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１が０．５Ｖｄｃよりも大きくなる。その結果として、第１三相印加電圧の各印加電圧が正方向にシフトするので、印加電圧平均Ｖａｖｅ１’が０．５Ｖｄｃから正方向にずれる。

そのため、第１電力変換器４ａにおいて、第１高電位側スイッチング素子の通電時間は、第１低電位側スイッチング素子の通電時間よりも長くなり、その結果として、第１高電位側スイッチング素子の発熱は、第１低電位側スイッチング素子の発熱よりも大きくなる。この場合、第１高電位側スイッチング素子を保護するために、例えば、電圧または電流等を制限するといった何らかの制限をすることが必要となるので、交流回転機１のトルクまたは速度等が制限されてしまう。

したがって、第１高電位側スイッチング素子の通電時間と、第１低電位側スイッチング素子の通電時間との間のバランスを考慮すると、ΔＶは、可能な限り０に近い方が望ましい。この観点を考慮すると、Ｃａｓｅ２は、Ｃａｓｅ１と比べて、ΔＶが０により近い状態で、リップル電流Ｉｃを低減することができるので、有利である。

以上、本実施の形態２によれば、先の実施の形態１に対して、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧は、いずれも直流電圧の５０％よりも大きい値、またはいずれも直流電圧の５０％未満の値となるように設定される。

これにより、先の実施の形態１と同様の効果を得られ、さらに、第１電力変換器および第２電力変換器のそれぞれにおいて、高電位側スイッチング素子の通電時間と、低電位側スイッチング素子の通電時間との間のアンバランスを改善しつつ、平滑コンデンサのリップル電流を低減することができる。

実施の形態３．
先の実施の形態１、２では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２のそれぞれについて、一定値である場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態３では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２のそれぞれについて、異なる値に切り替える場合について説明する。

なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１、２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１、２と異なる点を中心に説明する。

ここで、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が０．５Ｖｄｃ未満となるように設定された状態を、第１設定状態と呼び、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が０．５Ｖｄｃよりも大きくなるように設定された状態を、第２設定状態と呼ぶ。

なお、ここでは、具体例として、第１設定状態では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が０．３Ｖｄｃとなるように設定され、第２設定状態では、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２が０．７Ｖｄｃとなるように設定される場合を例示する。

また、第１設定状態における第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１と、第２設定状態における第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１との平均値が０．５Ｖｄｃとなるように設定されることが好ましい。同様に、第１設定状態における第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２と、第２設定状態における第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２との平均値が０．５Ｖｄｃとなるように設定されることが好ましい。

本実施の形態３では、第１オフセット演算器７ａは、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択し、選択後の設定状態における第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を用いて、第１三相印加電圧を演算する。同様に、第２オフセット演算器７ｂは、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択し、選択後の設定状態における第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を用いて、第２三相印加電圧を演算する。

次に、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂのそれぞれが第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択する動作について、図１５を参照しながら説明する。図１５は、本発明の実施の形態３におけるオフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を示す説明図である。

図１５の上部には、第１三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。また、図１５の下部には、第２三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。なお、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令は、先の実施の形態１と同一のものとしている。

図１５に示すように、期間Ｔ１で、第１設定状態が継続された後、第１設定状態から第２設定状態に切り替えられ、期間Ｔ２で、第２設定状態が継続された後、第２設定状態から第１設定状態に切り替えられる。

このように、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂのそれぞれは、あらかじめ設定された設定タイミングで、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択することとなる。なお、期間Ｔ１と期間Ｔ２は同一値に設定することが好ましく、このように設定された場合、第１設定状態と第２設定状態とが一定時間毎に切り替えられる。

ここで、例えば、第１設定状態から第２設定状態への切り替えが行われず、第１設定状態が継続された場合、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂにおいて、高電位側スイッチング素子の通電時間は、低電位側スイッチング素子の通電時間よりも短くなり、発熱のバランスが取れない。同様に、第１設定状態から第２設定状態への切り替えが行われず、第２設定状態が継続された場合、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂにおいて、高電位側スイッチング素子の通電時間は、低電位側スイッチング素子の通電時間よりも長くなり、発熱のバランスが取れない。

しかしながら、図１５に示すように、第１設定状態および第２設定状態の切り替えが交互に行われることで、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂにおいて、高電位側スイッチング素子と、低電位側スイッチング素子との間の発熱のバランスを改善することができる。

なお、期間Ｔ１および期間Ｔ２については、以下のように、第１高電位側スイッチング素子、第１低電位側スイッチング素子、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子のそれぞれの熱時定数に基づいて設定すればよい。

すなわち、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子として使用するスイッチング素子の通電電流から、スイッチング素子での損失（例えば、導通損失やスイッチング損失等）を見積もる。続いて、見積もった損失と、熱抵抗とからスイッチング素子の上昇温度を見積もることが可能であるので、その上昇温度に基づいて期間Ｔ１および期間Ｔ２を設定すればよい。

以上、本実施の形態３によれば、オフセット演算器は、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧が直流電圧の５０％未満の値となるように設定された第１設定状態と、第１オフセット電圧および第２オフセット電圧が直流電圧の５０％よりも大きい値となるように設定された第２設定状態と、を交互に選択し、選択後の設定状態における第１オフセット電圧および第２オフセット電圧を用いて、第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を演算する。

これにより、先の実施の形態１、２と同様の効果が得られ、さらに、第１電力変換器および第２電力変換器のそれぞれにおいて、高電位側スイッチング素子と、低電位側スイッチング素子との間の発熱バランスを改善することが可能となる。

実施の形態４．
先の実施の形態３では、あらかじめ設定された設定タイミングで、第１設定状態と第２設定状態とが交互に選択される場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態４では、第１三相電圧指令または第２三相電圧指令に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが交互に選択される場合について説明する。

なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１〜３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜３と異なる点を中心に説明する。

ここで、電圧指令演算器６から第１オフセット演算器７ａに入力された第１三相電圧指令の各電圧指令を大きい順に、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１とする。また、電圧指令演算器６から第２オフセット演算器７ｂに入力された第２三相電圧指令の各電圧指令を大きい順に、第２最大相電圧指令Ｖｍａｘ２、第２中間相電圧指令Ｖｍｉｄ２、第２最小相電圧指令Ｖｍｉｎ２とする。

第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂのそれぞれが、第１三相電圧指令または第２三相電圧指令に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択する動作について、図１６を参照しながら説明する。図１６は、本発明の実施の形態４における電圧指令演算器６が出力する第１三相電圧指令と、オフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧とを示す説明図である。なお、本実施の形態４では、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂは、同様の動作を行うので、第２オフセット演算器７ｂの説明を省略し、第１オフセット演算器７ａについて説明する。

図１６の上部には、第１三相電圧指令の各電圧指令の波形が示されている。また、図１６の下部には、第１三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。

なお、第２三相電圧指令の各電圧指令の波形は、図１６の上部と同様であり、第２三相印加電圧の各印加電圧の波形は、図１６の下部と同様である。

第１オフセット演算器７ａは、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値と、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｍ１の絶対値とを比較し、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が大きい場合には、第１設定状態を選択し、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が大きくない場合には、第２設定状態を選択する。

図１６に示すように、電圧位相θｖが０ｄｅｇから３０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１（＝Ｖｕ１）の絶対値は、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１（＝Ｖｗ１）の絶対値よりも大きいので、第１設定状態が選択される。また、電圧位相θｖが３０ｄｅｇから６０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１（＝Ｖｕ１）の絶対値は、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１（＝Ｖｗ１）の絶対値よりも大きくないので、第２設定状態が選択される。

このように、第１オフセット演算器７ａは、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値と、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｍ１の絶対値とを比較し、比較結果に従って、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択することとなる。

ここで、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられることの目的は、先の実施の形態３で説明したように、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂのそれぞれにおいて、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子との間での発熱バランスを改善することにある。また、このような発熱バランスの課題は、特に、交流回転機１が零速に近い回転数で動作している場合に生じる。

このような場合、交流回転機１の速度に比例する誘起電圧および電機子反作用による電圧降下は、ほぼ零であり、第１三相巻線に印加される電圧は、第１三相巻線の巻線抵抗での電圧降下とほぼ等しい。したがって、第１三相巻線に流れる第１三相電流は、第１三相電圧指令と比例関係にあり、第２三相巻線に流れる第２三相電流は、第２三相電圧指令と比例関係にある。

第１電力変換器４ａにおいて、第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子で最も発熱が大きいスイッチング素子は、第１三相電流の各電流のうちで絶対値が最も大きい電流の相に対応するスイッチング素子である。また、絶対値が最も大きい電流の相は、第１三相電圧指令を用いて、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値と、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の絶対値とのうちの大きい方の相として、特定することができる。

したがって、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の絶対値よりも大きい場合には、第１設定状態が選択されることで、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の相において、第１高電位側スイッチング素子と第１低電位側スイッチング素子との間の発熱バランスが改善される。

一方、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の絶対値よりも大きくない場合には、第２設定状態が選択されることで、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の相において、第１高電位側スイッチング素子と第１低電位側スイッチング素子との間の発熱バランスが改善される。

なお、本実施の形態４では、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値と、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の絶対値との大小関係に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられる場合を例示した。しかしながら、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１と第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１との和の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。

この場合、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１と第１最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１との和が正である場合には、第１設定状態が選択され、この和が正でない場合には、第２設定状態が選択される。

また、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値と、第１最小相電圧指令Ｖｍｉｍ１の絶対値とを比較した場合、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が大きいときには、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１の符号が負であり、第１最大相電圧指令Ｖｍａｘ１の絶対値が大きくないときには、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１の符号が負でない。

したがって、このような特性を利用して、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。この場合、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１が負であるときには、第１設定状態が選択され、第１中間相電圧指令Ｖｍｉｄ１が負でないときには、第２設定状態が選択される。

また、上記と同様に、第２最大相電圧指令Ｖｍａｘ２の絶対値と、第２最小相電圧指令Ｖｍｉｎ１の絶対値との大小関係に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。

また、第２最大相電圧指令Ｖｍａｘ２と第２最小相電圧指令Ｖｍｉｎ２との和の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。

さらに、第２中間相電圧指令Ｖｍｉｄ２の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。

以上、本実施の形態４によれば、オフセット演算器は、第１最大相電圧指令の絶対値が第１最小相電圧指令の絶対値よりも大きい場合、第２最大相電圧指令の絶対値が第２最小相電圧指令の絶対値よりも大きい場合、第１中間相電圧指令の符号が負の場合、または第２中間相電圧指令の符号が負の場合に、第１設定状態を選択する。また、オフセット演算器は、第１最大相電圧指令の絶対値が第１最小相電圧指令の絶対値よりも大きくない場合、第２最大相電圧指令の絶対値が第２最小相電圧指令の絶対値よりも大きくない場合、第１中間相電圧指令の符号が負でない場合、または第２中間相電圧指令の符号が負でない場合に、第２設定状態を選択する。これにより、先の実施の形態３と同様の効果が得られる。

実施の形態５．
先の実施の形態４では、第１三相電圧指令または第２三相電圧指令に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが交互に選択される場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態５では、電流検出値である第１三相電流または第２三相電流に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが交互に選択される場合について説明する。

なお、本実施の形態５では、先の実施の形態１〜４と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜４と異なる点を中心に説明する。

図１７は、本発明の実施の形態５における電力変換装置の全体を示す構成図である。図１７に示すように、本実施の形態５における電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１電力変換器４ａ、第２電力変換器４ｂ、制御部５、第１電流検出器９ａおよび第２電流検出器９ｂを備える。

第１電流検出器９ａは、第１三相巻線に流れる第１三相電流の各電流を検出する。なお、第１電流検出器９ａの具体的な構成としては、シャント抵抗または計器用変流器（すなわち、ＣＴ）等の電流センサを、第１低電位側スイッチング素子の各スイッチング素子に直列に接続する。

第２電流検出器９ｂは、第２三相巻線に流れる第２三相電流の各電流を検出する。なお、第２電流検出器９ｂの具体的な構成としては、シャント抵抗または計器用変流器（すなわち、ＣＴ）等の電流センサを、第２低電位側スイッチング素子の各スイッチング素子に直列に接続する。

オフセット演算器７は、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流と、第１電流検出器９ｂによって検出された第２三相電流とを取り込む。

ここで、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流の各電流を大きい順に、第１最大電流Ｉｍａｘ１、第１中間電流Ｉｍｉｄ１、第１最小電流Ｉｍｉｎ１とする。また、第２電流検出器９ｂによって検出された第２三相電流の各電流を大きい順に、第２最大電流Ｉｍａｘ２、第２中間電流Ｉｍｉｄ２、第２最小電流Ｉｍｉｎ２とする。

次に、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂのそれぞれが、第１三相電流または第２三相電流に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択する動作について、図１８および図１９を参照しながら説明する。図１８は、本発明の実施の形態５において、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流と、オフセット演算器７が出力する第１三相印加電圧とを示す説明図である。図１９は、本発明の実施の形態５において、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流と、オフセット演算器７が出力する第２三相印加電圧とを示す説明図である。

図１８の上部には、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流の各電流の波形が示されている。また、図１８の下部には、第１三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。

第１オフセット演算器７ａは、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｍ１の絶対値とを比較し、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きい場合には、第１設定状態を選択し、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きくない場合には、第２設定状態を選択する。

図１８に示すように、電圧位相θｖが０ｄｅｇから３０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大電流Ｉｍａｘ１（＝Ｉｕ１）の絶対値は、第１最小電流Ｉｍｉｎ１（＝Ｉｗ１）の絶対値よりも大きいので、第１設定状態が選択される。また、電圧位相θｖが３０ｄｅｇから６０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大電流Ｉｍａｘ１（＝Ｉｕ１）の絶対値は、第１最小電流Ｉｍｉｎ１（＝Ｉｗ１）の絶対値よりも大きくないので、第２設定状態が選択される。

このように、第１オフセット演算器７ａは、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｍ１の絶対値とを比較し、比較結果に従って、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択することとなる。

図１９の上部には、第１電流検出器９ａによって検出された第１三相電流の各電流の波形が示されている。また、図１９の下部には、第２三相印加電圧の各印加電圧の波形が示されている。

第２オフセット演算器７ｂは、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｍ１の絶対値とを比較し、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きい場合には、第１設定状態を選択し、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きくない場合には、第２設定状態を選択する。

図１９に示すように、電圧位相θｖが０ｄｅｇから３０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大電流Ｉｍａｘ１（＝Ｉｕ１）の絶対値は、第１最小電流Ｉｍｉｎ１（＝Ｉｗ１）の絶対値よりも大きいので、第１設定状態が選択される。また、電圧位相θｖが３０ｄｅｇから６０ｄｅｇまでの範囲においては、第１最大電流Ｉｍａｘ１（＝Ｉｕ１）の絶対値は、第１最小電流Ｉｍｉｎ１（＝Ｉｗ１）の絶対値よりも大きくないので、第２設定状態が選択される。

このように、第２オフセット演算器７ｂは、第１オフセット演算器７ａと同様に、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｍ１の絶対値とを比較し、比較結果に従って、第１設定状態と第２設定状態とを交互に選択することとなる。

なお、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｍ１の絶対値との大小関係に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられる場合を例示した。しかしながら、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値と、第２最小電流Ｉｍｉｍ２の絶対値との大小関係に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。

この場合、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂのそれぞれは、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値と、第２最小電流Ｉｍｉｍ２の絶対値とを比較し、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値が大きい場合には、第１設定状態を選択し、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値が大きくない場合には、第２設定状態を選択する。

また、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｎ１の絶対値とを比較した場合、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きいときには、第１中間電流Ｉｍｉｄ１の符号が負であり、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値が大きくないときには、第１中間電流Ｉｍｉｄ１の符号が負でない。

したがって、このような特性を利用して、第１中間電流Ｉｍｉｄ１の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。この場合、第１中間電流Ｉｍｉｄ１が負であるときには、第１設定状態が選択され、第１中間電流Ｉｍｉｄ１が負でないときには、第２設定状態が選択される。

また、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値と、第２最小電流Ｉｍｉｎ２の絶対値とを比較した場合、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値が大きいときには、第２中間電流Ｉｍｉｄ２の符号が負であり、第２最大電流Ｉｍａｘ２の絶対値が大きくないときには、第２中間電流Ｉｍｉｄ２の符号が負でない。

したがって、このような特性を利用して、第２中間電流Ｉｍｉｄ２の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。この場合、第２中間電流Ｉｍｉｄ２が負であるときには、第１設定状態が選択され、第２中間電流Ｉｍｉｄ２が負でないときには、第２設定状態が選択される。

以上、本実施の形態５によれば、オフセット演算器は、第１最大電流の絶対値が第１最小電流の絶対値よりも大きい場合、第２最大電流の絶対値が第２最小電流の絶対値よりも大きい場合、第１中間電流の符号が負の場合、または第２中間電流の符号が負の場合に第１設定状態を選択する。また、第１最大電流の絶対値が第１最小電流の絶対値よりも大きくない場合、第２最大電流の絶対値が第２最小電流の絶対値よりも大きくない場合、第１中間電流の符号が負でない場合、または第２中間電流の符号が負でない場合に第２設定状態を選択する。これにより、先の実施の形態３、４と同様の効果が得られる。

なお、本実施の形態５では、第１最大電流Ｉｍａｘ１の絶対値と、第１最小電流Ｉｍｉｎ１の絶対値との大小関係に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられる場合を例示した。しかしながら、第１最大電流Ｉｍａｘ１と第１最小電流Ｉｍｉｎ１との和の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。この場合、第１最大電流Ｉｍａｘ１と第１最小電流Ｉｍｉｎ１との和が正である場合には、第１設定状態が選択され、この和が正でない場合には、第２設定状態が選択される。

また、第２最大電流Ｉｍａｘ２と第１最小電流Ｉｍｉｎ２との和の符号に基づいて、第１設定状態と第２設定状態とが切り替えられるようにしてもよい。この場合、第２最大電流Ｉｍａｘ２と第２最小電流Ｉｍｉｎ２との和が正である場合には、第１設定状態が選択され、この和が正でない場合には、第２設定状態が選択される。

また、本実施の形態５において、電圧指令演算器６に入力される制御指令が交流回転機１へのＵ相電流指令Ｉｕｒｅｆ、Ｖ相電流指令ＩｖｒｅｆおよびＷ相電流指令Ｉｗｒｅｆから構成された三相電流指令である場合、以下のように構成してもよい。ただし、三相電流指令の各電流指令を大きい順に、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆ、中間電流指令Ｉｍｉｄｒｅｆ、最小電流指令Ｉｍｉｎｒｅｆとする。

この場合、オフセット演算器７は、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆの絶対値と、最小電流指令Ｉｍｉｍｒｅｆの絶対値とを比較し、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆの絶対値が大きい場合には、第１設定状態を選択し、最小電流指令Ｉｍｉｎｒｅｆの絶対値が大きくない場合には、第２設定状態を選択する。

また、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆと最小電流指令Ｉｍｉｎｒｅｆとの和の符号に応じて、この和が正である場合には、第１設定状態が選択され、この和が負である場合には、第２設定状態が選択されるようにしてもよい。

また、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆの絶対値と、最小電流指令Ｉｍｉｍｒｅｆの絶対値とを比較した場合、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆの絶対値が大きいときには、中間電流指令Ｉｍｉｄｒｅｆの符号が負であり、最大電流指令Ｉｍａｘｒｅｆの絶対値が大きくないときには、中間電流指令Ｉｍｉｄｒｅｆの符号が負でない。

したがって、このような特性を利用して、中間電流指令Ｉｍｉｄｒｅｆが負である場合には、第１設定状態が選択され、中間電流指令Ｉｍｉｄｒｅｆが負でない場合には、第２設定状態が選択されるようにしてもよい。

実施の形態６．
先の実施の形態１〜５では、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂの故障検出については、考慮していなかった。これに対して、本発明の実施の形態６では、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂの故障検出について考慮する場合について説明する。

なお、本実施の形態６では、先の実施の形態１〜５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜５と異なる点を中心に説明する。

図２０は、本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体を示す構成図である。図２０に示すように、本実施の形態６における電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１電力変換器４ａ、第２電力変換器４ｂ、制御部５、第１出力電圧監視回路１０ａおよび第２出力電圧監視回路１０ｂを備える。

また、制御部５は、電圧指令演算器６と、第１オフセット演算器７ａおよび第２オフセット演算器７ｂを含むオフセット演算器７と、スイッチング信号発生器８と、故障検知器１１とを有する。

第１出力電圧監視回路１０ａは、第１電力変換器４ａが交流回転機１に出力する第１出力電圧のそれぞれを加算した第１電圧加算値Ｖｍ１を検出する。具体的には、第１三相巻線のＵ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１の各端子電圧Ｖｕｒ１、Ｖｖｒ１、Ｖｗｒ１に基づいて、第１電圧加算値Ｖｍ１を演算し、演算結果を制御部５に出力する。

第２出力電圧監視回路１０ｂは、第２電力変換器４ｂが交流回転機１に出力する第２出力電圧のそれぞれを加算した第２電圧加算値Ｖｍ２を検出する。具体的には、第２出力電圧監視回路１０ｂは、第２三相巻線のＵ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２の各端子電圧Ｖｕｒ２、Ｖｖｒ２、Ｖｗｒ２に基づいて、第２電圧加算値Ｖｍ２を演算し、演算結果を制御部５に出力する。

故障検知器１１は、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２、第１電圧加算値Ｖｍ１および第２電圧加算値Ｖｍ２に基づいて、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂの故障を検出し、検出結果をスイッチング信号発生器８に出力する。

スイッチング信号発生器８は、故障検知器１１によって第１電力変換器４ａが故障と判定された場合、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を全て「０」とする。この場合、第１電力変換器４ａから交流回転機１への電力の供給が停止される。

また、スイッチング信号発生器８は、故障検知器１１によって第２電力変換器４ｂが故障と判定された場合、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を全て「０」とする。この場合、第２電力変換器４ｂから交流回転機１への電力の供給が停止される。

次に、第１出力電圧監視回路１０ａの詳細ついて説明する。第１三相巻線の各巻線から抵抗Ｒを経由した点の第１電圧加算値Ｖｍ１は、式（１）で与えられる。すなわち、第１電圧加算値Ｖｍ１は、第１三相巻線の各巻線の各端子電圧Ｖｕｒ１、Ｖｖｒ１、Ｖｗｒ１を加算した値となる。

Ｖｍ１＝（Ｖｕｒ１＋Ｖｖｒ１＋Ｖｗｒ１）／３ （１）

また、オフセット演算器７ａが出力する第１三相印加電圧の各印加電圧は、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に対して、各相の位相差が２π／３の交流成分が加算されているので、以下の式（２）〜（４）で表される。ただし、Ｖａｍｐ１は、電圧指令演算器６が出力する第１三相電圧指令の振幅である。

Ｖｕ１’
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （２）
Ｖｖ１’
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ−π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （３）
Ｖｗ１’
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ＋２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （４）

ここで、第１電力変換器４ａのスイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１が正常に動作している場合、第１三相印加電圧と、第１三相巻線の端子電圧は、ほぼ等しい。すなわち、Ｖｕ１’≒Ｖｕｒ１、Ｖｖ１’≒Ｖｖｒ１、Ｖｗ１’≒Ｖｗｒ１となる。そこで、このような関係を踏まえて、式（２）〜式（４）を変形すると、以下の式（５）〜式（７）が成立する。

Ｖｕｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （５）
Ｖｖｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ−π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （６）
Ｖｗｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ＋２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （７）

また、式（５）〜式（７）を式（１）へ代入すると、以下の式（８）が成立する。

Ｖｍ１＝Ｖｏｆｆｓｅｔ１／２ （８）

したがって、第１電力変換器４ａが正常に動作している場合、式（８）から分かるように、第１電圧加算値Ｖｍ１は、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１の半分の値となる。

続いて、第１三相巻線が地絡故障した場合を考える。ここで、地絡故障とは、三相巻線の少なくとも１相の端子電圧が直流電源２の負極側電位で一定となる故障を意味する。また、地絡故障は、第１電力変換器４ａのスイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１の少なくとも１つが、それぞれに対応するスイッチング信号Ｑｕｎ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｎ１の状態によらず常にＯＮとなる状態となることによって生じる。

一例として、スイッチング素子Ｓｕｎ１がそれに対応するスイッチング信号Ｑｕｎ１の状態によらず常にＯＮになる場合を示す。この場合、第１三相電圧指令が式（２）〜（４）で与えられると、第１三相巻線の各端子電圧Ｖｕｒ１〜Ｖｗｒ１は、式（９）〜式（１１）にように表される。

Ｖｕｒ１＝０ （９）
Ｖｖｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ−π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （１０）
Ｖｗｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ＋２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１（１１）

このように、端子電圧Ｖｕｒ１は、０Ｖで一定となり、式（９）〜式（１１）を式（１）に代入して求めた第１電圧加算値Ｖｍ１は、式（８）に示した値よりも小さくなる。また、端子電圧Ｖｕｒ１に限らず、他の端子電圧Ｖｖｒ１およびＶｗｒ１が０Ｖで一定となっても、そのときの第１電圧加算値Ｖｍ１は、式（８）に示した値よりも小さくなる。すなわち、第１三相巻線のどの相が地絡故障した場合であっても、第１電圧加算値Ｖｍ１は、変化し、式（８）に示した値よりも小さい値となる。

以上から、第１三相巻線で地絡故障が生じると、少なくとも１相の端子電圧が直流電源２の負極側電位で一定となるので、第１電圧加算値Ｖｍ１は、地絡故障を生じていない場合に比べて、小さい値となる。

続いて、第１三相巻線が天絡故障した場合を考える。ここで、天絡故障とは、三相巻線の少なくとも１相の端子電圧が直流電源２の正極側電位（すなわち、直流電圧Ｖｄｃ）で一定となる故障を意味する。また、天絡故障は、第１電力変換器４ａのスイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１の少なくとも１つが、それぞれに対応するスイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｖｐ１、Ｑｗｐ１の状態によらず常にＯＮとなる状態となることによって生じる。

一例として、スイッチング素子Ｓｕｐ１がそれに対応するスイッチング信号Ｑｕｐ１の状態によらず常にＯＮになる場合を示す。この場合、第１三相印加電圧が式（２）〜（４）で与えられると、第１三相巻線の各端子電圧Ｖｕｒ１〜Ｖｗｒ１は、式（１２）〜式（１４）のように表される。

Ｖｕｒ１＝Ｖｄｃ （１２）
Ｖｖｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ−π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１ （１３）
Ｖｗｒ１
＝Ｖａｍｐ１・ＣＯＳ（θｖ＋２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１（１４）

このように、端子電圧Ｖｕｒ１は、Ｖｄｃで一定となり、式（１２）〜式（１４）を式（１）に代入して求めた第１電圧加算値Ｖｍ１は、式（８）に示した値よりも大きくなる。また、端子電圧Ｖｕｒ１に限らず、他の端子電圧Ｖｖｒ１、Ｖｗｒ１がＶｄｃで一定となっても、そのときの第１電圧加算値Ｖｍ１は、式（８）に示した値よりも大きくなる。すなわち、第１三相巻線のどの相が天絡故障した場合であっても、第１電圧加算値Ｖｍ１は、変化し、式（８）に示した値よりも大きい値となる。

以上から、第１三相巻線で天絡故障を生じると、少なくとも１相の端子電圧が直流電源２の正極側電位で一定となるので、第１電圧加算値Ｖｍ１は、天絡故障を生じていない場合に比べて、大きい値となる。

第２出力電圧監視回路１０ｂについても、第１出力電圧監視回路１０ａと同様のことがいえる。すなわち、第２三相巻線の各巻線の各端子電圧Ｖｕｒ２、Ｖｖｒ２、Ｖｗｒ２を加算することで得られる第２電圧加算値Ｖｍ２について、第２三相巻線が正常時に比べて、天絡故障時に大きくなり、地絡故障時に小さくなることを利用すれば、天絡故障および地絡故障が検出される。

本実施の形態６では、第１電圧加算値Ｖｍ１および第２電圧加算値Ｖｍ２が、故障がない場合に比べ、天絡故障時に増大し、地絡故障時に減少することを利用する。すなわち、故障の有無に応じて、第１電圧加算値Ｖｍ１および第２電圧加算値Ｖｍ２が変化する特性を利用する。

故障検知器１１は、第１電圧加算値Ｖｍ１が、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に応じてあらかじめ設定された第１基準許容範囲から逸脱した場合に、第１電力変換器４ａの故障と判定する。また、故障検知器１１は、第２電圧加算値Ｖｍ２が、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２に応じてあらかじめ設定された第２基準許容範囲から逸脱した場合に、第２電力変換器４ｂの故障と判定する。

より具体的には、故障検知器１１は、第１電力変換器４ａの故障判定として、第１電圧加算値Ｖｍ１が第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に基づいて決定した第１基準許容範囲の値よりも低い値となった場合に、地絡故障と判定し、この第１基準許容範囲の値よりも高い値となった場合に天絡故障と判定する。また、故障検知器１１は、第２電力変換器４ｂの故障判定として、第２電圧加算値Ｖｍ２が第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２に基づいて決定した第２基準許容範囲の値よりも低い値となった場合に、地絡故障と判定し、この第２基準許容範囲の値よりも高い値となった場合に天絡故障と判定する。

このように、本実施の形態６では、第１電力変換器４ａおよび第２電力変換器４ｂの故障検出をすることができる。

以上、本実施の形態６によれば、先の実施の形態１〜５に対して、第１電力変換器が交流回転機に出力する第１出力電圧のそれぞれを加算した第１電圧加算値を検出する第１出力電圧監視回路と、第２電力変換器が交流回転機に出力する第２出力電圧のそれぞれを加算した第２電圧加算値を検出する第２出力電圧監視回路と、をさらに備える。また、制御部は、第１電圧加算値が、第１オフセット電圧に応じてあらかじめ設定された第１基準許容範囲から逸脱した場合に、第１電力変換器が故障と判定するとともに、第２電圧加算値が、第２オフセット電圧に応じてあらかじめ設定された第２基準許容範囲から逸脱した場合に、第２電力変換器が故障と判定する故障検知器をさらに有する。

これにより、先の実施の形態１〜５の効果に加え、さらに、第１電力変換器および第２電力変換器の故障を検知することができるという効果が得られる。

ここで、本実施の形態１〜５において、第１三相電圧指令の振幅が増大する場合を考える。また、第１三相印加電圧の各印加電圧を大きい順に、第１最大印加電圧、第１中間印加電圧、第１最小印加電圧とする。さらに、この場合、第１最小印加電圧が第１搬送波信号Ｃ２の最小値を下回る、または第１最大印加電圧が第１搬送波信号Ｃ１の最大値を上回ることで、電圧飽和が発生してしまうことがある。

そこで、図２１に示すように、オフセット演算器７は、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を変更する。図２１は、本発明の実施の形態６において、オフセット演算器７が、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を変更する場合を説明するための説明図である。

ここで、第１オフセット演算器７ａが出力する第１三相印加電圧のうち、最も小さいものを第１最小印加電圧とし、第２オフセット演算器７ｂが出力する第２三相印加電圧のうち、最も小さいものを第２最小印加電圧とする。

交流回転機１の回転速度があらかじめ設定された回転速度閾値以上である場合、交流回転機１への電流指令があらかじめ設定された電流指令閾値以上である場合、または第１三相電圧指令の振幅があらかじめ設定された振幅閾値以上である場合に、オフセット演算器７は、以下のように動作する。

すなわち、図２１に示すように、オフセット演算器７は、第１最小印加電圧が第１搬送波信号Ｃ１の最小値である０と等しくなり、かつ第２最小印加電圧が第２搬送波信号Ｃ２の最小値である０と等しくなるように、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を変更する。続いて、オフセット演算器７は、変更後の１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を用いて、第１三相印加電圧および第２三相印加電圧を演算する。

このように、オフセット演算器７は、第１三相電圧指令の振幅に応じて、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を変更することで、電圧飽和を回避することができる。すなわち、オフセット演算器７は、第１三相電圧指令の振幅に応じて、第１オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を変更する第３設定状態に切り替えることで、電圧飽和を回避することができる。

なお、第１三相電圧指令に比例する交流回転機１の回転速度に基づいて第３設定状態に切り替えられるようにしてもよい。この場合、オフセット演算器７は、交流回転機１の回転速度が回転速度閾値よりも大きい場合に、第３設定状態に切り替える。

また、第１三相印加電圧および第２三相印加電圧において、先の実施の形態１〜５で説明した＜４＞のモードが発生したことによって、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃが許容値を超えてしまう場合にも、第３設定状態に切り替えられることで、リップル電流Ｉｃを低減することができる。

すなわち、電圧指令演算器６に入力される制御指令として、交流回転機１への電流指令に設定し、交流回転機１への電流指令が電流閾値以上の場合に、オフセット演算器７は、第３設定状態に切り替える。これにより、平滑コンデンサ３のリップル電流Ｉｃを低減することができる。

Claims (13)

1. 直流電圧を出力する直流電源と、第１三相巻線および第２三相巻線を有する交流回転機とに接続された電力変換装置であって、
   第１高電位側スイッチング素子および第１低電位側スイッチング素子を有し、前記直流電源から供給される前記直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の第１交流電圧を前記第１三相巻線に印加する第１電力変換器と、
   第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子を有し、前記直流電源から供給される前記直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の第２交流電圧を前記第２三相巻線に印加する第２電力変換器と、
   前記第１高電位側スイッチング素子および前記第１低電位側スイッチング素子と、前記第２高電位側スイッチング素子および前記第２低電位側スイッチング素子とをそれぞれ制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記交流回転機への制御指令に基づいて、前記第１三相巻線への第１三相電圧指令と、前記第２三相巻線への第２三相電圧指令を演算し、演算した前記第１三相電圧指令および前記第２三相電圧指令を出力する電圧指令演算器と、
   前記電圧指令演算器から入力された前記第１三相電圧指令の各電圧指令に、前記直流電圧以下の値の第１オフセット電圧を加算することで、前記第１三相巻線に印加する第１三相印加電圧を演算し、演算した前記第１三相印加電圧を出力するとともに、前記電圧指令演算器から入力された前記第２三相電圧指令の各電圧指令に、前記直流電圧以下の値の第２オフセット電圧を加算することで、前記第２三相巻線に印加する第２三相印加電圧を演算し、演算した前記第２三相印加電圧を出力するオフセット演算器と、
   前記オフセット演算器から入力された前記第１三相印加電圧と、第１搬送波信号とを比較することで、前記第１高電位側スイッチング素子および前記第１低電位側スイッチング素子に第１スイッチング信号を出力するとともに、前記オフセット演算器から入力された前記第２三相印加電圧と、前記第１搬送波信号と同じキャリア周期であって、前記第１搬送波信号と１８０度の位相差を有する第２搬送波信号とを比較することで、前記第２高電位側スイッチング素子および前記第２低電位側スイッチング素子に第２スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生器と、
   を有し、
   前記第１電力変換器は、
   前記スイッチング信号発生器から入力される前記第１スイッチング信号に従って、前記第１高電位側スイッチング素子および前記第１低電位側スイッチング素子が制御されることで、前記第１三相巻線に前記変換後の第１交流電圧を印加し、
   前記第２電力変換器は、
   前記スイッチング信号発生器から入力される前記第２スイッチング信号に従って、前記第２高電位側スイッチング素子および前記第２低電位側スイッチング素子が制御されることで、前記第２三相巻線に前記変換後の第２交流電圧を印加し、
   前記第１電力変換器が前記変換後の第１交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第１電圧ベクトルとし、前記第１電力変換器に流入する第１母線電流が０となる場合の前記第１電圧ベクトルを零ベクトルとし、前記第１電力変換器に流入する第１母線電流が０とならない場合の前記第１電圧ベクトルを有効ベクトルとし、前記第２電力変換器が前記変換後の第２交流電圧を出力した際の各相の出力電圧からなるベクトルを第２電圧ベクトルとし、前記第２電力変換器に流入する第２母線電流が０となる場合の前記第２電圧ベクトルを零ベクトルとし、前記第２電力変換器に流入する第２母線電流が０とならない場合の前記第２電圧ベクトルを有効ベクトルとしたとき、
   前記第１電力変換器および前記第２電力変換器の一方が前記有効ベクトルを出力し、他方が前記零ベクトルを出力する期間が、前記第１搬送波信号および前記第２搬送波信号の前記キャリア周期で発生するように、前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧が設定される
   電力変換装置。
2. 前記第１電力変換器および前記第２電力変換器がともに前記有効ベクトルを出力する期間が、前記キャリア周期で発生しないように、前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧が設定される
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧の一方は、前記直流電圧の５０％の値となり、他方は、前記直流電圧の５０％よりも大きい値または前記直流電圧の５０％未満の値となるように設定される
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧は、いずれも前記直流電圧の５０％よりも大きい値、またはいずれも前記直流電圧の５０％未満の値となるように設定される
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧は、互いに等しい値に設定される
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記オフセット演算器は、
   前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧が前記直流電圧の５０％未満の値となるように設定された第１設定状態と、前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧が前記直流電圧の５０％よりも大きい値となるように設定された第２設定状態と、を交互に選択し、選択後の設定状態における前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧を用いて、前記第１三相印加電圧および前記第２三相印加電圧を演算する
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
7. 前記オフセット演算器は、
   あらかじめ設定された設定タイミングで、前記第１設定状態と前記第２設定状態とを交互に切り替えて選択する
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記設定タイミングは、
   前記第１高電位側スイッチング素子、前記第１低電位側スイッチング素子、第２高電位側スイッチング素子および第２低電位側スイッチング素子のそれぞれの熱時定数に基づいて決定される
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記オフセット演算器は、
   前記電圧指令演算器から入力された前記第１三相電圧指令のそれぞれを大きい順に第１最大相電圧指令、第１中間相電圧指令、第１最小相電圧指令とし、前記電圧指令演算器から入力された前記第２三相電圧指令のそれぞれを大きい順に第２最大相電圧指令、第２中間相電圧指令、第２最小相電圧指令としたとき、
   前記第１最大相電圧指令の絶対値が前記第１最小相電圧指令の絶対値よりも大きい場合、前記第２最大相電圧指令の絶対値が前記第２最小相電圧指令の絶対値よりも大きい場合、前記第１中間相電圧指令の符号が負の場合、または前記第２中間相電圧指令の符号が負の場合に、前記第１設定状態を選択し、
   前記第１最大相電圧指令の絶対値が前記第１最小相電圧指令の絶対値よりも大きくない場合、前記第２最大相電圧指令の絶対値が前記第２最小相電圧指令の絶対値よりも大きくない場合、前記第１中間相電圧指令の符号が負でない場合、または前記第２中間相電圧指令の符号が負でない場合に、前記第２設定状態を選択する
   請求項６に記載の電力変換装置。
10. 前記第１三相巻線に流れる第１三相電流を検出する第１電流検出器と、
    前記第２三相巻線に流れる第２三相電流を検出する第２電流検出器と、
    をさらに備え、
    前記オフセット演算器は、
    前記第１電流検出器によって検出された前記第１三相電流のそれぞれを大きい順に第１最大電流、第１中間電流、第１最小電流とし、前記第２電流検出器によって検出された前記第２三相電流のそれぞれを大きい順に第２最大電流、第２中間電流、第２最小電流としたとき、
    前記第１最大電流の絶対値が前記第１最小電流の絶対値よりも大きい場合、前記第２最大電流の絶対値が前記第２最小電流の絶対値よりも大きい場合、前記第１中間電流の符号が負の場合、または前記第２中間電流の符号が負の場合に前記第１設定状態を選択し、
    前記第１最大電流の絶対値が前記第１最小電流の絶対値よりも大きくない場合、前記第２最大電流の絶対値が前記第２最小電流の絶対値よりも大きくない場合、前記第１中間電流の符号が負でない場合、または前記第２中間電流の符号が負でない場合に前記第２設定状態を選択する
    請求項６に記載の電力変換装置。
11. 前記オフセット演算器は、
    前記交流回転機への三相電流指令のそれぞれを大きい順に最大電流指令、中間電流指令、最小電流指令としたとき、
    前記最大電流指令の絶対値が前記最小電流指令の絶対値よりも大きい場合、または前記中間電流指令の符号が負の場合に、前記第１設定状態を選択し、
    前記最大電流指令の絶対値が前記最小電流指令の絶対値よりも大きくない場合、または前記中間電流指令の符号が負でない場合に、前記第２設定状態を選択する
    請求項６に記載の電力変換装置。
12. 前記第１電力変換器が前記交流回転機に出力する第１出力電圧のそれぞれを加算した第１電圧加算値を検出する第１出力電圧監視回路と、
    前記第２電力変換器が前記交流回転機に出力する第２出力電圧のそれぞれを加算した第２電圧加算値を検出する第２出力電圧監視回路と、
    をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１電圧加算値が、前記第１オフセット電圧に応じてあらかじめ設定された第１基準許容範囲から逸脱した場合に、前記第１電力変換器が故障と判定するとともに、前記第２電圧加算値が、前記第２オフセット電圧に応じてあらかじめ設定された第２基準許容範囲から逸脱した場合に、前記第２電力変換器が故障と判定する故障検知器をさらに有する
    請求項１から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記オフセット演算器は、
    前記第１三相印加電圧のうち、最も小さいものを第１最小印加電圧とし、前記第２三相印加電圧のうち、最も小さいものを第２最小印加電圧としたとき、
    前記交流回転機の回転速度が回転速度閾値以上である場合、前記交流回転機への電流指令が電流指令閾値以上である場合、または前記第１三相電圧指令の振幅が振幅閾値以上である場合に、
    前記第１最小印加電圧が前記第１搬送波信号の最小値と等しくなり、かつ前記第２最小印加電圧が前記第２搬送波信号の最小値と等しくなるように、前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧を変更し、変更後の前記第１オフセット電圧および前記第２オフセット電圧を用いて、前記第１三相印加電圧および前記第２三相印加電圧を演算する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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