CN110892640A - 多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

多工器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

多工器(1)具备接收侧滤波器(12)和通带的频率比接收侧滤波器(12)高的接收侧滤波器(14)，接收侧滤波器(12)具有配置在第1路径上的串联臂谐振器(101)、以及配置在将第1路径和接地连结的路径上的并联臂谐振器(151～153)，将构成各谐振器的多个电极指的前端连结的方向(D)与弹性波传播方向以给定的角度交叉，最靠近公共连接端子(50)的并联臂谐振器(151)不包含第3电极指(异型指)，其他的并联臂谐振器(152以及153)包含第3电极指(异型指)。

Description

多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及具备弹性波滤波器的多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
近年来的便携式电话终端等通信装置被要求由一个终端应对多个频带以及多个无线方式、所谓的多频段化以及多模式化。为了应对于此，在通信装置的一个天线的正下方配置对具有多个无线载波频率的高频信号进行分波的多工器。作为构成多工器的多个带通型滤波器，可使用以通带内的低损耗性以及通带周边的通过特性的陡峭性为特征的弹性波滤波器(例如，参照专利文献1)。
在专利文献1公开了一种具有多个声表面波滤波器与公共连接端子连接的结构的声表面波装置(SAW双工器)。在该声表面波装置中，通过使从公共连接端子侧对一个声表面波滤波器进行观察的阻抗、和从公共连接端子侧对该一个声表面波滤波器以外的声表面波滤波器进行观察的合成阻抗成为复共轭的关系，由此使声表面波装置的从公共连接端子侧观察的阻抗与特性阻抗匹配。由此，降低了声表面波装置的***损耗的劣化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2016/208670号
发明内容
发明要解决的课题
在以往技术涉及的声表面波装置中，为了使上述一个声表面波滤波器的从公共连接端子侧观察的阻抗配置在更靠短路侧，而使多个并联臂谐振器之中配置在最靠近公共连接端子的位置的并联臂谐振器的电容比其他并联臂谐振器大。起因于此，使多个并联臂谐振器之中配置在最靠近公共连接端子的位置的并联臂谐振器的谐振频率低于其他并联臂谐振器的谐振频率，以使得不会使该一个声表面波滤波器的通带的低频侧的陡峭性恶化。因而，应在通带外的高频侧的阻带产生的阻带纹波会产生在通带内的高频端，存在该声表面波滤波器的通带宽度窄小化的问题。
因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化的多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的手段
为了达成上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共连接端子、第1端子以及第2端子；第1滤波器，配置在将所述公共连接端子和所述第1端子连结的第1路径上；和第2滤波器，配置在将所述公共连接端子和所述第2端子连结的第2路径上，所述第1滤波器具有：一个以上的串联臂谐振器，配置在所述第1路径上；和两个以上的并联臂谐振器，配置在将所述第1路径和接地连结的路径上，所述一个以上的串联臂谐振器以及所述两个以上的并联臂谐振器的各谐振器具有形成在基板上的由一对梳齿状电极构成的IDT电极以及反射器，所述两个以上的并联臂谐振器的各谐振器所具有的所述IDT电极具有：多个第1电极指、和与所述第1电极指相互交替***的多个第2电极指，将所述多个第1电极指的前端连结的方向以及将所述多个第2电极指的前端连结的方向与弹性波传播方向交叉，构成所述两个以上的并联臂谐振器的所述IDT电极由所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指之中所述前端处的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第3电极指、以及所述前端处的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第4电极指中的至少一者构成，所述第4电极指在构成所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指中所占的根数比率高于所述第4电极指在其他的并联臂谐振器所具有的所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指中所占的根数比率。
在使用压电体层而形成的单端口的利用了声表面波的谐振器中，在谐振频率与反谐振频率之间产生所谓的阻带纹波，并且频率变低，因此有时会使通带内的传输特性劣化。作为其对策，可使用交叉宽度加权IDT电极，该交叉宽度加权IDT电极对IDT电极的交叉宽度进行了加权以使得将IDT电极的多个电极指各自的与和汇流条电极连接的一端相反侧的前端彼此连结的方向与弹性波传播方向交叉。此外，为了与该交叉宽度加权IDT组合来进一步改善通带内的***损耗，可使用使电极指前端的电极指宽度宽于电极指中央部的电极指宽度的所谓的异型指。根据该结构，能够抑制在IDT电极中产生所谓的横模纹波。
此外，在使用了交叉宽度加权IDT电极以及异型指的单端口的由声表面波构成的第1滤波器中，关于该第1滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器，使异型指相对于构成该并联臂谐振器的所有电极指的根数比例低于其他并联臂谐振器的异型指的根数比例。根据该结构，与将构成第1滤波器的所有并联臂谐振器的异型指的根数比例设为同等的情况相比较，在通带高频侧能够抑制第1滤波器的滤波器特性劣化。
此外，由于在IDT、压电膜、低声速膜、高声速膜以及支承基板的层叠构造的基板上形成有各谐振器的IDT电极，因此能够将包含该IDT电极的各谐振器的Q值维持在高的值。
由此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，也可以是，构成所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述第3电极指的根数少于构成其他并联臂谐振器的所述第3电极指的根数。
由此，关于第1滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器，使异型指的根数比例低于其他并联臂谐振器的异型指的根数比例，并且，使构成第1滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器的异型指的根数少于其他并联臂谐振器的异型指的根数，因此即使构成各并联臂谐振器的各IDT电极的对数以及交叉宽度等电极参数不同，也能够有效地抑制通带内的纹波。因此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，也可以是，所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述IDT电极不包含所述第3电极指，所述其他并联臂谐振器的所述IDT电极包含所述第3电极指。
由此，能够最有效地抑制通带内的纹波。因此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，也可以是，将所述多个第1电极指的前端连结的方向和将所述多个第2电极指的前端连结的方向不交叉。
通过使用将IDT电极的多个第1电极指的前端彼此连结的方向和将多个第2电极指的前端彼此连结的方向不交叉的所谓的倾斜型IDT，从而能够抑制产生所谓的横模纹波，并且抑制通带内的传输特性的劣化。因此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，也可以是，具有：第1电感元件，连接在与天线连接的天线连接端子和所述公共连接端子之间的连接路径。
由此，能够对从公共端子观察的多工器的复阻抗进行微调整。
此外，也可以是，具有：第2电感元件，串联连接在所述公共连接端子和所述第1滤波器之间的连接路径。
由此，将第1滤波器的通带外的频带作为通带的滤波器的阻抗成为电感性，因此能够将从公共连接端子观察的多工器的复阻抗向电感性侧方向进行微调整。此外，能够利用复共轭的关系将从公共连接端子观察的多工器的复阻抗调整为特性阻抗。
此外，也可以是，所述第1滤波器具有由所述一个以上的串联臂谐振器以及所述两个以上的并联臂谐振器构成的梯型的滤波器构造。
由此，能够在确保第1滤波器的低损耗性的同时抑制通带内的纹波。因此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，也可以是，所述第1滤波器还具有配置在所述第1路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
由此，能够适应衰减强化等所要求的滤波器特性。
此外，也可以是，所述基板具备：压电体层，在一个主面上形成有所述IDT电极；高声速支承基板，所传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为高速；和低声速膜，配置在所述高声速支承基板和所述压电体层之间，所传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为低速。
由此，能够将包含形成在具有压电体层的基板上的IDT电极的各谐振器的Q值维持在高的值。
此外，也可以由具备包含所述第1滤波器的两个滤波器的第1双工器以及第2双工器构成。
由此，关于具备多个双工器的多工器，能够抑制通带内的纹波。因此，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：具有上述的特征的多工器、和与所述多工器连接的放大电路。
由此，能够提供一种能够抑制通带内的纹波并抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化的高频前端电路。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和具有上述的特征的高频前端电路，在所述天线元件和所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供一种能够抑制通带内的纹波并抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化的通信装置。
发明效果
根据本发明涉及的多工器、高频前端电路以及通信装置，能够抑制声表面波滤波器的通带宽度窄小化。
附图说明
图1是实施方式1涉及的多工器的电路结构图。
图2是构成实施方式1涉及的多工器的Band25的接收侧滤波器的电路结构图。
图3A是示意性地表示实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器的谐振器的概略结构图，(a)是俯视图，(b)以及(c)是剖视图。
图3B是示意性地表示Band25的接收侧滤波器的谐振器的其他例的剖视图。
图4是实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器的IDT电极的俯视图。
图5A是示出实施方式1涉及的多工器中的Band25的接收侧滤波器的传输特性的曲线图。
图5B是将图5A的一部分进行了放大的曲线图。
图6A是示出实施方式1涉及的多工器中的Band25的接收侧滤波器的、连接电感元件之前的阻抗特性的史密斯圆图。
图6B是示出实施方式1涉及的多工器中的Band25的接收侧滤波器的、连接电感元件之后的阻抗特性的史密斯圆图。
图7是对实施方式1以及比较例涉及的Band25的接收侧滤波器的通过特性进行了比较的曲线图。
图8是将实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器的谐振特性与比较例相比示出的曲线图。
图9A是将实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器的谐振特性与比较例相比示出的曲线图。
图9B是将实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器的最靠近公共连接端子的并联臂谐振器的反射特性与比较例相比示出的曲线图。
图10是变形例涉及的多工器的电路结构图。
图11是实施方式2涉及的高频前端电路的结构图。
具体实施方式
以下，使用实施方式以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。
(实施方式1)
[1.多工器的基本结构]
在本实施方式中，对应用于TD-LTE(Time Division Long Term Evolution，时分长期演进)标准的Band25(发送通带：1850-1915MHz、接收通带：1930-1995MHz)以及Band66(发送通带：1710-1780MHz、接收通带：2010-2200MHz)的四工器进行例示。
本实施方式涉及的多工器1是Band25用双工器和Band66用双工器在公共连接端子50被连接的四工器。
图1是本实施方式涉及的多工器1的电路结构图。如该图所示，多工器1具备：发送侧滤波器11以及13、接收侧滤波器12以及14、电感元件21、发送输入端子10以及30、接收输出端子20以及40、公共连接端子50、和天线连接端子60。由发送侧滤波器11以及接收侧滤波器12构成了作为第1双工器的Band25用双工器。由发送侧滤波器13以及接收侧滤波器14构成了作为第2双工器的Band66用双工器。
此外，多工器1在天线连接端子60与天线元件2连接。在天线连接端子60和公共连接端子50的连接路径、与作为基准端子的接地之间，连接有电感元件31。在本实施方式中，电感元件31为第1电感元件。由此，能够对从公共端子观察的多工器的复阻抗进行微调整。另外，电感元件31也可以串联连接在天线连接端子60和公共连接端子50的连接路径。通过在公共端子与天线元件之间连接具有小的电感值的第1电感元件，由此能够将从公共端子观察的多工器的复阻抗向电感侧方向进行微调整。此外，电感元件31既可以设为包含于多工器1的结构，也可以是外设于多工器1的结构。
发送侧滤波器11是将由发送电路(RFIC等)生成的发送波经由发送输入端子10输入并以Band25的发送通带(1850-1915MHz：第1通带)对该发送波进行滤波而向公共连接端子50输出的非平衡输入-非平衡输出型的带通型滤波器。发送侧滤波器11为本发明中的第2滤波器。
接收侧滤波器12是输入从公共连接端子50输入的接收波并以Band25的接收通带(1930-1995MHz：第2通带)对该接收波进行滤波而向接收输出端子20输出的非平衡输入-非平衡输出型的带通型滤波器。接收侧滤波器12为本发明中的第1滤波器。
此外，在接收侧滤波器12与公共连接端子50之间，串联连接有电感元件21。在本实施方式中，电感元件21为第2电感元件。通过电感元件21连接到接收侧滤波器12的公共连接端子50侧，由此与将接收侧滤波器12的通带外的频带作为通带的发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14的通带相当的、接收侧滤波器12的通带中的阻抗成为电感性。
发送侧滤波器13是将由发送电路(RFIC等)生成的发送波经由发送输入端子30输入并以Band66的发送通带(1710-1780MHz：第3通带)对该发送波进行滤波而向公共连接端子50输出的非平衡输入-非平衡输出型的带通型滤波器。发送侧滤波器13为本发明中的第2滤波器。
接收侧滤波器14是输入从公共连接端子50输入的接收波并以Band66的接收通带(2010-2200MHz：第4通带)对该接收波进行滤波而向接收输出端子40输出的非平衡输入-非平衡输出型的带通型滤波器。接收侧滤波器14为本发明中的第2滤波器。
发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14直接连接于公共连接端子50。
发送输入端子10以及30和接收输出端子20以及40分别与发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器12以及14对应地设置。此外，发送输入端子10以及30和接收输出端子20以及40在多工器1的外部经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路；未图示)连接。
另外，电感元件21不限于串联连接在接收侧滤波器12与公共连接端子50之间，还可以串联连接在接收侧滤波器14与公共连接端子50之间。
[2.滤波器的基本结构]
其次，关于发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器12以及14的基本结构，以将Band25Rx作为通带的接收侧滤波器12的基本结构为例来说明。
图2是构成本实施方式涉及的多工器1的Band25的接收侧滤波器12的电路结构图。如图2所示，接收侧滤波器12具备：串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153、和两个纵向耦合型滤波器部103被并联连接的纵向耦合型滤波器部。
串联臂谐振器101串联连接在将接收输入端子62和接收输出端子20连结的第1路径(串联臂)。此外，并联臂谐振器151～153在将接收输入端子62和串联臂谐振器101、串联臂谐振器101和纵向耦合型滤波器部、纵向耦合型滤波器部和接收输出端子20各自的连接点、与基准端子(接地)连结的路径(并联臂)上相互并联连接。并联臂谐振器151～153直接连接于基准端子。根据串联臂谐振器101以及并联臂谐振器151～153的上述连接结构，接收侧滤波器12具有梯型的带通滤波器。
纵向耦合型滤波器部103具有配置在接收输入端子62与接收输出端子20之间的纵向耦合型的滤波器构造。纵向耦合型滤波器部103在串联臂谐振器101的接收输出端子20侧被并联地配置有两个。各纵向耦合型滤波器部103由5个IDT103a～103e和配置在其两端的反射器(未图示)构成。另外，在图2中，省略了反射器的图示。配置纵向耦合型滤波器部103的位置不限定于上述的位置，例如也可以是接收输入端子62与串联臂谐振器101之间。
接收输入端子62经由电感元件21(参照图1)与公共连接端子50(参照图1)连接。此外，如图2所示，接收输入端子62与并联臂谐振器151连接。
这样，接收侧滤波器12具有由配置在第1路径上的一个以上的串联臂谐振器(在本实施方式中为串联臂谐振器101)以及配置在将第1路径和基准端子(接地)连结的路径上的两个以上的并联臂谐振器(在本实施方式中为3个并联臂谐振器151～153)构成的梯型的滤波器构造、以及纵向耦合型滤波器部。
另外，接收侧滤波器12的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的数目不限定于上述的数目，只要串联臂谐振器为一个以上，并联臂谐振器为两个以上即可。
此外，并联臂谐振器151～153也可以经由电感元件与基准端子连接。此外，也可以在串联臂上或并联臂上***或者连接电感元件以及电容元件等阻抗元件。
此外，在图2所示的接收侧滤波器12中，连接并联臂谐振器151～153的基准端子(接地)被独立化，但连接并联臂谐振器151～153的基准端子也可以被公共化。被公共化的基准端子以及被独立化的基准端子例如能根据接收侧滤波器12的安装布局的制约等适当选择。
另外，发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14不限定于上述的结构，能根据所要求的滤波器特性等适当设计。具体地，发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14既可以是具有梯型的滤波器构造的结构，也可以是不具有梯型的滤波器构造的结构。此外，发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14既可以是具有纵向耦合型的滤波器构造的结构，也可以是不具有纵向耦合型的滤波器构造的结构。此外，构成发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14的各谐振器不限于SAW谐振器，例如也可以是BAW(Bulk Acoustic Wave，体声波)谐振器。进而，发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14也可以不使用谐振器来构成，例如可以是LC谐振滤波器或介电滤波器。
[3.谐振器的基本结构]
其次，对构成接收侧滤波器12的各谐振器(串联臂谐振器以及并联臂谐振器)的基本结构进行说明。在本实施方式中，谐振器为声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。
图3A是示意性地表示本实施方式涉及的Band25的接收侧滤波器12的谐振器的概略结构图，(a)为俯视图，(b)以及(c)为剖视图。图3A的(b)是将(c)的一部分进行了放大的图。在图3A的(a)～(c)中，例示了表示构成接收侧滤波器12的多个谐振器之中最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的构造的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图3A的(a)～(c)所示的并联臂谐振器151用于说明上述多个谐振器的典型构造，构成电极的电极指的根数、长度等不限定于此。
如图3A的(a)所示，并联臂谐振器151具有：相互对置的一对梳齿状电极32a以及32b、和相对于一对梳齿状电极32a以及32b而配置于弹性波的传播方向的反射器32c。一对梳齿状电极32a以及32b构成了IDT电极(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极。另外，根据安装布局的制约等，也可以不配置一对反射器32c中的一者。
梳齿状电极32a配置为梳齿形状，由相互平行的多个电极指322a以及多个偏移电极指323a、和将多个电极指322a各自的一端彼此以及多个偏移电极指323a各自的一端彼此连接的汇流条电极321a构成。在本实施方式中，多个电极指322a为第1电极指。
此外，梳齿状电极32b配置为梳齿形状，由相互平行的多个电极指322b以及多个偏移电极指323b、和将多个电极指322b各自的一端彼此以及多个偏移电极指323b各自的一端彼此连接的汇流条电极321b构成。在本实施方式中，多个电极指322b为第2电极指。
多个电极指322a以及322b和多个偏移电极指323a以及323b被形成为在弹性波传播方向(X轴方向)的正交方向上延伸。此外，电极指322a和偏移电极指323b在上述的正交方向上对置，电极指322b和偏移电极指323a在上述的正交方向上对置。此外，多个电极指322a和多个电极指322b在弹性波传播方向(X轴方向)上交替地配置。即，多个电极指322a和多个电极指322b相互交替***。
在此，将多个电极指322a各自的前端彼此(多个电极指322a各自的不与汇流条电极321a连接的端部彼此)连结的方向D与弹性波传播方向(X轴方向)以给定的角度交叉。此外，将多个电极指322b各自的前端彼此(多个电极指322b各自的不与汇流条电极321b连接的端部彼此)连结的方向D与弹性波传播方向(X轴方向)以上述的给定的角度交叉。即，构成并联臂谐振器151的各IDT电极成为对交叉宽度进行了加权以使得弹性波传播方向和多个电极指的排列方向交叉的交叉宽度加权IDT。进而，图3A的(a)所示的并联臂谐振器151由将电极指322a的前端彼此连结的方向和将电极指322b的前端彼此连结的方向不交叉的倾斜型IDT构成。关于串联臂谐振器101、并联臂谐振器152以及153，也与并联臂谐振器151同样地，各IDT电极由倾斜型IDT构成。
在使用压电体层而形成的单端口的利用了声表面波的谐振器中，在谐振频率与反谐振频率之间产生所谓的横模纹波，有时会使通带内的传输特性劣化。在本实施方式涉及的接收侧滤波器12中，作为其对策，对于各谐振器的IDT电极采用了倾斜型IDT。另外，串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153不限于倾斜型IDT电极，也可以是对交叉宽度进行了加权以使得将电极指322a的前端彼此连结的方向和将电极指322b的前端彼此连结的方向交叉的交叉宽度加权IDT电极。例如，也可以是对交叉宽度进行了加权以使得在IDT电极中随着从弹性波传播方向的一端侧向另一端侧行进而交叉宽度减少的交叉宽度加权IDT电极。
一对反射器32c相对于一对梳齿状电极32a以及32b而配置于上述的方向D。具体地，一对反射器32c被配置为在上述的方向D上夹着一对梳齿状电极32a以及32b。各反射器32c为光栅(grating)构造。一对反射器32c的反射器汇流条电极沿着上述的方向D形成。
这样构成的一对反射器32c能够不会泄漏到谐振器(在此为并联臂谐振器151)的外部地陷获所传播的弹性波的驻波。由此，该谐振器能够将由一对梳齿状电极32a以及32b的电极间距、对数以及交叉宽度等规定的通带的高频信号以低损耗进行传播，使通带外的高频信号高衰减。
此外，由一对梳齿状电极32a以及32b(多个电极指322a以及322b、多个偏移电极指323a以及323b和汇流条电极321a以及321b)构成的IDT电极如图3A的(b)所示成为密接层324和主电极层325的层叠构造。此外，反射器32c的剖面构造与IDT电极的剖面构造同样，因此以下省略其说明。
密接层324是用于使压电体层327和主电极层325的密接性提高的层，作为材料例如可使用Ti。密接层324的膜厚例如为12nm。
主电极层325作为材料例如可使用含有1％的Cu的Al。主电极层325的膜厚例如为162nm。
保护层326被形成为覆盖IDT电极。保护层326是以保护主电极层325不受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。保护层326的膜厚例如为25nm。
另外，构成密接层324、主电极层325以及保护层326的材料不限定于上述的材料。进而，IDT电极也可以不是上述的层叠构造。IDT电极例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或者合金构成，此外，也可以由上述的金属或者合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层326。
这样的IDT电极和反射器32c配置在如下说明的基板320的主面上。以下，对基板320的层叠构造进行说明。
如图3A的(c)所示，基板320具备高声速支承基板329、低声速膜328和压电体层327，具有高声速支承基板329、低声速膜328以及压电体层327依次被层叠的构造。
压电体层327是在主面上配置有IDT电极和反射器32c的压电膜。压电体层327例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷(是在将以X轴为中心轴从Y轴旋转了50°的轴作为法线的面进行了切断的钽酸锂单晶或者陶瓷，且是声表面波在X轴方向上传播的单晶或者陶瓷)构成。在将由IDT电极的电极间距决定的弹性波的波长设为λ的情况下，压电体层327的厚度为3.5λ以下，例如为600nm。
高声速支承基板329是对低声速膜328、压电体层327和IDT电极进行支承的基板。进而，高声速支承基板329是高声速支承基板329中的体波的声速与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的基板，其发挥作用以使得将声表面波陷获在层叠有压电体层327以及低声速膜328的部分，不会泄漏到比高声速支承基板329更靠下方。高声速支承基板329例如为硅基板，厚度例如为125μm。另外，高声速支承基板329也可以由(1)氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、硅、蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、或者石英等压电体、(2)矾土、氧化锆、堇青石、莫来石、块滑石、或者镁橄榄石等各种陶瓷、(3)氧化镁金刚石、(4)以上述的各材料为主成分的材料、和(5)以上述的各材料的混合物为主成分的材料中的任一种构成。
低声速膜328是低声速膜328中的体波的声速与在压电体层327传播的弹性波的声速相比成为低速的膜，配置在压电体层327与高声速支承基板329之间。根据该构造、和弹性波的能量集中在低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向IDT电极外的泄漏。低声速膜328例如是以二氧化硅为主成分的膜。在将由IDT电极的电极间距决定的弹性波的波长设为λ的情况下，低声速膜328的厚度为2λ以下，例如为670nm。
根据基板320的上述的层叠构造，与以单层使用压电基板的以往的构造相比较。能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率下的Q值。即，能够构成Q值高的声表面波谐振器，因此能够使用该声表面波谐振器构成***损耗小的滤波器。
另外，高声速支承基板329也可以具有支承基板、和所传播的体波的声速与在压电体层327传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的高声速膜被层叠的构造。在该情况下，支承基板能够使用钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或者硅、蓝宝石、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或者金刚石、以上述的材料为主成分的介质、以上述的材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。
此外，图3B是示意性地表示Band25的接收侧滤波器12的谐振器的其他例的剖视图。在图3A所示的谐振器中示出了构成谐振器的IDT电极形成在具有压电体层327的压电基板320上的例子，但形成该IDT电极的基板也可以是如图3B所示由压电体层的单层构成的压电基板57。压电基板57例如由LiNbO3的压电单晶构成。
此外，形成IDT电极54的基板也可以具有支承基板、能量陷获层和压电膜被依次层叠的构造。在压电膜上形成IDT电极54。压电膜例如可使用LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷。支承基板是对压电膜、能量陷获层、以及IDT电极54进行支承的基板。
能量陷获层由一层或者多层构成，在其至少一个层传播的弹性体波的速度大于在压电膜附近传播的弹性波的速度。例如，可以成为低声速层和高声速层的层叠构造。低声速层是低声速层中的体波的声速与在压电膜传播的弹性波的声速相比成为低速的膜。高声速层是高声速层中的体波的声速与在压电膜传播的弹性波的声速相比成为高速的膜。另外，也可以将支承基板设为高声速层。
此外，能量陷获层也可以是具有声阻抗相对低的低声阻抗层和声阻抗相对高的高声阻抗层被交替层叠的结构的声阻抗层。
此外，上述的本实施方式涉及的压电体层327使用了50°Y切割X传播LiTaO3单晶，但单晶材料的切割角不限定于此。即，可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等适当变更层叠构造、材料、以及厚度，即使是使用了具有上述的切割角以外的切割角的LiTaO3压电基板或者LiNbO3压电基板等的声表面波滤波器，也能够起到同样的效果。
在此，对构成声表面波谐振器的IDT电极的电极参数的一例(实施例)进行说明。
声表面波谐振器的波长由构成图3A的(b)所示的IDT电极的多个电极指322a或者322b的重复周期即波长λ规定。此外，电极间距为波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b的线宽度设为W，将相邻的电极指322a与电极指322b之间的间隔宽度设为S的情况下，用(W+S)来定义。此外，一对梳齿状电极32a以及32b的交叉宽度L如图3A的(a)所示是电极指322a和电极指322b的从方向D观察的情况下的重复的电极指长度。此外，各谐振器的电极占空比是多个电极指322a以及322b的线宽度占有率，是多个电极指322a以及322b的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，用W/(W+S)来定义。
在表1中示出构成实施例涉及的接收侧滤波器12的串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153的电极参数(波长λ、交叉宽度L、对数N、以及电极占空比R)的详情。在该结构中，并联臂谐振器151与并联臂谐振器152以及153相比电容变大，因此在并联臂谐振器151～153中成为频率最低的谐振器。
[表1]
Figure BDA0002368208340000151
此外，在表2中示出构成实施例涉及的接收侧滤波器12的纵向耦合型滤波器部103的IDT103a～103e的电极参数(波长λ、交叉宽度L、对数N、以及电极占空比R)的详情。另外，IDT103a～103e具有波长λ1的主间距区域、和比λ1小的波长λ2的窄间距区域。IDT103a以及103e各自和分别最靠近IDT103a以及103e的反射器之间的距离为0.53λR。
[表2]
Figure BDA0002368208340000161
另外，在上述的实施例中，在接收侧滤波器12中，设所有串联臂谐振器以及并联臂谐振器由倾斜型IDT构成，但只要构成接收侧滤波器12的谐振器之中至少并联臂谐振器151～153由倾斜型IDT构成即可。此外，不限于倾斜型IDT，也可以是其他交叉宽度加权IDT。
此外，在上述的实施例中，设所有串联臂谐振器以及并联臂谐振器具有偏移电极指，但不限于此，各谐振器也可以不具有偏移电极指。
此外，构成串联臂谐振器、并联臂谐振器以及纵向耦合型滤波器部的各IDT既可以为倾斜型IDT、或者其他交叉宽度加权IDT，也可以为交叉宽度不被加权的IDT，其中，该串联臂谐振器、并联臂谐振器以及纵向耦合型滤波器部构成发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器14。
[4.在实施例和比较例中不同的谐振器构造]
在此，说明在本实施方式的实施例涉及的接收侧滤波器12中，在并联臂谐振器151和除此以外的并联臂谐振器152以及153中具有不同的谐振器构造。此外，为了与多工器1进行比较，还对后述的比较例涉及的多工器的接收侧滤波器12的结构进行说明。
另外，串联臂谐振器101以及纵向耦合型滤波器部103的各IDT既可以如上述那样为倾斜型IDT、或者交叉宽度加权IDT，也可以为交叉宽度不被加权的IDT。以下，串联臂谐振器101作为与并联臂谐振器152以及153同样的结构，与并联臂谐振器152以及153一起进行说明。
图4是本实施方式涉及的Band25的接收侧滤波器12的IDT电极的俯视图，(a)是示出IDT电极的整体构造的图，(b)是将并联臂谐振器151的IDT电极的一部分进行了放大的图，(c)是将串联臂谐振器101、并联臂谐振器152以及153的IDT电极的一部分进行了放大的图。
如图4的(a)～(c)所示，在本实施例涉及的接收侧滤波器12中，并联臂谐振器152以及153和串联臂谐振器101由倾斜型IDT构成，构成一对梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b(图4的(c)所示的具有端部322d的322b2)和偏移电极指323a(图4的(c)所示的具有端部323d的323a2)以及323b为第3电极指。即，关于分别构成并联臂谐振器152以及153和串联臂谐振器101的多个电极指322a以及322b和偏移电极指323a以及323b，端部的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽。
在此，多个电极指之中具有不与汇流条电极连接的端部的电极指宽度比电极指中央部的电极指宽度宽的形状的电极指被定义为异型指。
另一方面，并联臂谐振器151也由倾斜型IDT构成，但构成一对梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b(图4的(b)所示的322b1)和偏移电极指323a(图4的(b)所示的323a1)以及323b为第4电极指。即，关于构成并联臂谐振器151的多个电极指322a以及322b和偏移电极指323a以及323b，端部的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下，未成为所谓的异型指。
此外，比较例涉及的多工器的接收侧滤波器12与实施例涉及的多工器1的接收侧滤波器12同样地，在接收输入端子62与接收输出端子20之间具有串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153、以及并联连接了两个纵向耦合型滤波器部103的纵向耦合型滤波器部。在比较例涉及的多工器的接收侧滤波器12中，串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153以及纵向耦合型滤波器部103的各IDT103a～103e的各自的电极参数与表1以及表2所示的本实施例涉及的串联臂谐振器101、并联臂谐振器151～153以及纵向耦合型滤波器部103的各IDT103a～103e的各自的电极参数相同。
比较例涉及的接收侧滤波器12与本实施方式涉及的接收侧滤波器12不同点在于，在并联臂谐振器151中，构成一对梳齿状电极32a以及32b的电极指322a以及322b和偏移电极指323a以及323b成为端部的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第3电极指(异型指)。
即，在本实施例涉及的接收侧滤波器12中，最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的电极指由第4电极指构成，不具有第3电极指(异型指)。此外，并联臂谐振器152以及153的电极指由第3电极指(异型指)构成。串联臂谐振器101的电极指也由第3电极指(异型指)构成。
相对于此，在比较例涉及的接收侧滤波器12中，串联臂谐振器101以及并联臂谐振器151～153的电极指由第3电极指(异型指)构成。
另外，在本实施方式涉及的接收侧滤波器12中，并联臂谐振器151的电极指不限于不具有第3电极指(异型指)的结构，也可以是具有第3电极指的结构。此时，只要设为第4电极指在并联臂谐振器151的电极指中所占的根数比率高于第4电极指在并联臂谐振器152以及153的电极指中所占的根数比率的结构即可。此外，也可以设为第3电极指在并联臂谐振器151的电极指中所占的根数少于第3电极指在并联臂谐振器152以及153的电极指中所占的根数的结构。
以下，关于由本实施例涉及的多工器1起到的效果，与比较例涉及的多工器相比较来进行说明。
[5.实施例以及比较例涉及的多工器的特性比较]
图5A是示出本实施方式涉及的多工器1中的Band25的接收侧滤波器的传输特性的曲线图。图5B是将图5A的一部分进行了放大的曲线图。
在图5A以及图5B中示出从本实施例涉及的多工器1的结构之中仅取出接收侧滤波器12进行了测定的传输特性。此外，在图5A以及图5B中，作为比较例，示出如上述那样在并联臂谐振器151设置了异型指时的接收侧滤波器12的传输特性。具体地，在图5A以及图5B中示出经由接收侧滤波器12的路径的通过特性，更具体地，示出从接收输入端子62输出的信号的强度相对于输入到公共连接端子50的信号的强度之比即***损耗。
如在图5A中用虚线包围的区域所示，在本实施例涉及的接收侧滤波器12中，产生于通带高频侧的衰减极与比较例涉及的接收侧滤波器12的情况相比向高频侧移动。由此，本实施例涉及的接收侧滤波器12的通带宽度如图5B所示在***损耗成为3dB的情况下变宽约1MHz。另外，除此以外的电气特性、尤其是通带低频侧的陡峭性在实施例涉及的接收侧滤波器12和比较例涉及的接收侧滤波器12中几乎不变。
若通带宽度变宽，则对由于温度、加工偏差引起的特性偏差的容许范围变宽。因此，根据本实施例涉及的接收侧滤波器12，能够提高多工器1的良品率，或者进一步减小***损耗。
这是基于如下的理由。图6A是示出本实施方式涉及的多工器1中的Band25的接收侧滤波器12的、连接电感元件21之前的阻抗特性的史密斯圆图。图6B是示出本实施方式涉及的多工器1中的Band25的接收侧滤波器12的、连接电感元件21之后的阻抗特性的史密斯圆图。另外，图6A以及图6B所示的标记1以及2表示发送侧滤波器13的通带，标记3以及4表示发送侧滤波器11的通带，标记5以及6表示接收侧滤波器14的通带，标记7以及8表示接收侧滤波器12的通带。
如上述那样，以在接收侧滤波器12与公共连接端子50之间串联连接了电感元件21的状态取得多工器1的天线连接端子60与公共连接端子50的阻抗的匹配的情况下，与公共连接端子50连接的发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器12以及14的通带的阻抗需要从图6A所示的阻抗如图6B所示的阻抗那样移动到电感性侧。在此，为了尽量减小电感元件21的值，需要在连接电感元件21之前的多工器1中，将发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器12以及14的通带的阻抗如图6A所示那样尽可能配置在短路附近(史密斯圆图的左端)。
而且，为了将发送侧滤波器11以及13和接收侧滤波器12以及14的通带的阻抗尽可能配置在短路附近(史密斯圆图的左端)，需要使接收侧滤波器12的最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的电容大于并联臂谐振器152以及153的电容。
在此，一般地，并联臂谐振器还用于提高通带低频侧的陡峭性的目的，但为了提高通带低频侧的陡峭性，需要将并联臂谐振器的谐振点配置在通带的极其附近的频率。但是，关于电容大的并联臂谐振器151，若将谐振点配置在通带的附近的频率，则损耗会恶化。
图7是将本实施方式以及比较例涉及的Band25的接收侧滤波器12的通过特性进行了比较的曲线图。在图7中，比较例的波形(实线)与本实施方式的波形(虚线)相比，表示了将配置在最靠近公共连接端子50的位置的并联臂谐振器151的波长减小0.02μm而使谐振点接近通带的附近的频率的情况下的特性。
如图7所示可知，在使并联臂谐振器151的谐振点接近通带的附近的频率的情况下，在通带低频侧，损耗大幅恶化。
因此，为了抑制通带低频侧的损耗的恶化，需要使并联臂谐振器151的谐振点的频率比并联臂谐振器152以及153的谐振点的频率低。
图8是示出实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器12的并联臂谐振器151、152以及153的谐振特性的曲线图。在图8中，(a)示出接收侧滤波器12的***损耗，(b)示出并联臂谐振器151、152以及153的阻抗的频率特性(所谓的阻抗特性)。
如图8的(b)所示，通过使并联臂谐振器151的谐振频率frp151比并联臂谐振器152的谐振频率frp152以及并联臂谐振器153的谐振频率frp153低，由此如图8的(a)所示能够抑制接收侧滤波器12的通带低频侧的损耗的恶化。
另一方面，作为其弊端，如图8的(b)所示，在并联臂谐振器151中，在通带的高频侧产生阻带纹波(虚线圈的区域)。阻带纹波是起因于谐振器的反射器而在通带以外的阻带、例如频率比谐振器的反谐振点高的一侧产生的波纹状的阻抗的动荡。由此，存在接收侧滤波器12的高频侧的通带宽度变窄的问题。
详细地，在并联臂谐振器151中，反射器32c为了陷获所传播的声表面波使其***漏到外部，被设计为在包含谐振器的谐振频率的给定的频带中具有高的反射系数。
此时，在反射系数高的给定的频带的周边频带，产生起因于反射器32c的、重复反射系数变大或变小的反射系数的弹跳。
在SAW谐振器中，由于该反射系数的弹跳，如在图8的(b)用虚线的圈表示的那样，在频率比反谐振点高的一侧(即，比谐振频率fr以及反谐振频率fa均高的高频侧)，在阻抗特性中产生纹波。
一般地，在具有梯型的滤波器构造的滤波器中，通过使串联臂谐振器的谐振频率frs和并联臂谐振器的反谐振频率fap大致一致，由此构成将frs以及fap作为通带的中心频率的带通型滤波器。若在梯型的滤波器构造中将SAW谐振器用作并联臂谐振器，则在带通型滤波器的高频侧会产生上述的起因于反射器32c的阻带纹波。
具体地，如在本实施方式中作为比较例示出的那样，将构成接收侧滤波器12的并联臂谐振器151的IDT电极的电极指与构成串联臂谐振器101、并联臂谐振器152以及153的IDT电极的电极指同样地设为第3电极指(异型指)的情况下，在接收侧滤波器12的高频侧产生纹波。
相对于此，在实施例涉及的构成中，使构成接收侧滤波器12的并联臂谐振器151的IDT电极的电极指与构成并联臂谐振器152以及153的IDT电极的电极指不同，设为第4电极指(无异型指)。由此，能够使在接收侧滤波器12的高频侧产生的阻带纹波向更高频侧移动，并且减小阻带纹波的大小。关于此，利用图9A以及图9B进行说明。
图9A是将实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器12的最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的谐振特性与比较例相比示出的曲线图。图9B是将实施方式1涉及的Band25的接收侧滤波器12的最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的反射特性与比较例相比示出的曲线图。具体地，在图9A中示出由第3电极指(异型指)构成的比较例涉及的并联臂谐振器151的谐振特性(虚线)、和由第4电极指(无异型指)构成的实施例涉及的并联臂谐振器151的谐振特性(实线)。此外，在图9B中示出由第3电极指(异型指)构成的比较例涉及的并联臂谐振器151的反射特性(虚线)、和由第4电极指(无异型指)构成的实施例涉及的并联臂谐振器151的反射特性(实线)。该反射特性示出输出到公共连接端子50的信号的强度相对于从公共连接端子50输入到接收侧滤波器12的信号的强度之比即反射损耗(回波损耗)。
并联臂谐振器151在压电体层227、低声速膜228、以及高声速支承基板329的层叠构造的基板具有倾斜型IDT的构造的情况下，如作为比较例示出的那样，设为IDT电极具有第3电极指(异型指)的结构，由此如图9A所示，谐振器的Q特性得到提高，但在比反谐振点更靠高频侧阻带纹波产生得大。
相对于此，如作为实施例示出的那样，在并联臂谐振器151的IDT电极是不具有第3电极指(异型指)的仅第4电极指(无异型指)的结构的情况下，虽然如图9A所示，谐振特性劣化，但是如图9B所示，阻带纹波向更高频侧移动。另外，关于该谐振特性的劣化，由于并联臂谐振器151的谐振点的频率与其他并联臂谐振器152以及153的谐振点的频率相比变低，因此不会对接收侧滤波器12的特性、尤其是通带低频侧的陡峭性造成影响。此外，纹波的等级(大小)变小，回波损耗降低。由此，实施例涉及的接收侧滤波器12的通带相对于比较例变宽。此外，阻带纹波在接收侧滤波器12的高频侧的阻带产生，因此不会对接收侧滤波器12的通带造成影响。
这样，在本实施例涉及的多工器1中，使并联臂谐振器151的异型指的根数比率低于并联臂谐振器152以及153。由此，能够使接收侧滤波器12的阻带纹波向高频侧移动并且减小，因此能够抑制低频侧的接收侧滤波器12的通带宽度窄小化。
另外，本发明涉及的多工器不限定于上述结构。例如，在上述实施例涉及的接收侧滤波器12中，也可以是，第4电极指在构成最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的电极指中所占的根数比率高于第4电极指在构成其他并联臂谐振器152以及153的电极指中所占的根数比率。
由此，与将构成接收侧滤波器12的所有并联臂谐振器151～153的异型指的根数比例设为同等的情况相比较，能够抑制在接收侧滤波器12的通带高频侧产生的纹波。由此，能够抑制接收侧滤波器12的通带宽度窄小化。
进而，如上述那样，在实施例涉及的接收侧滤波器12中，也可以是，构成最靠近公共连接端子50的并联臂谐振器151的IDT电极中的第3电极指(异型指)的根数少于构成其他并联臂谐振器152以及153的IDT电极中的第3电极指(异型指)的根数。
由此，即使构成各并联臂谐振器的各IDT电极的对数以及交叉宽度等电极参数不同，也能够有效地抑制接收侧滤波器14的通带内的纹波。
(变形例)
本发明涉及的多工器不限于如上述的实施方式1所示那样在公共连接端子50和天线连接端子60的连接路径与基准端子之间连接有电感元件31的结构。
图10是实施方式1的变形例涉及的多工器1a的电路结构图。本变形例涉及的多工器1a如图10所示例如是在公共连接端子50和天线连接端子60的连接路径串联连接有电感元件31的结构。
即使是该结构，也能够通过如上述那样减小接收侧滤波器12的阻带纹波，由此在不使低频侧的接收侧滤波器12的滤波器特性劣化的情况下抑制高频侧的接收侧滤波器14的通带内的纹波。
另外，不限于在公共连接端子50与天线连接端子60之间连接有一个电感元件的结构，也可以是连接有多个电感元件的结构。此外，不限于电感元件，也可以是连接有电容元件的结构。此外，电感元件以及电容元件既可以串联连接在公共连接端子50与天线连接端子60之间，也可以连接在公共连接端子50和天线连接端子60的连接路径与基准端子之间。
(实施方式2)
上述的实施方式1及其变形例涉及的多工器还能够应用于高频前端电路，进一步还能够应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图11是实施方式2涉及的高频前端电路5的结构图。另外，在该图中，还一并图示了与高频前端电路5连接的各构成要素(天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)3、以及基带信号处理电路(BBIC)4)。高频前端电路5、RF信号处理电路3和基带信号处理电路4构成了通信装置6。
高频前端电路5具备：实施方式1涉及的多工器1、接收侧开关80以及发送侧开关70、低噪声放大器电路81、和功率放大器电路71。
发送侧开关70是具有与多工器1的发送输入端子10以及30独立连接的两个选择端子和与功率放大器电路71连接的公共端子的开关电路。
接收侧开关80是具有与多工器1的接收输出端子20以及40独立连接的两个选择端子和与低噪声放大器电路81连接的公共端子的开关电路。
这些发送侧开关70以及接收侧开关80分别按照来自控制部(未图示)的控制信号将公共端子和与给定的频段对应的信号路径进行连接，例如由SPDT(Single Pole DoubleThrow，单刀双掷)型的开关构成。另外，与公共端子连接的选择端子不限于一个，也可以为多个。即，高频前端电路5也可以应对载波聚合。
功率放大器电路71是将从RF信号处理电路3输出的高频信号(在此为高频发送信号)放大并经由发送侧开关70以及多工器1输出到天线元件2的发送放大电路。
低噪声放大器电路81是将经由了天线元件2、多工器1以及接收侧开关80的高频信号(在此为高频接收信号)放大并向RF信号处理电路3输出的接收放大电路。
RF信号处理电路3通过下变频(down convert)等对从天线元件2经由接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号输出给基带信号处理电路4。此外，RF信号处理电路3通过上变频(up convert)等对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频发送信号输出给功率放大器电路71。RF信号处理电路3例如为RFIC。
由基带信号处理电路4处理后的信号例如作为图像信号而使用于图像显示，或者作为声音信号而使用于通话。
另外，高频前端电路5也可以在上述的各构成要素之间具备其他电路元件。
根据如以上那样构成的高频前端电路5以及通信装置6，通过具备上述的实施方式1涉及的多工器1，从而能够抑制通带内的纹波。
另外，高频前端电路5也可以取代实施方式1涉及的多工器1而具备实施方式1的变形例涉及的多工器1a。
此外，通信装置6也可以根据高频信号的处理方式而不具备基带信号处理电路(BBIC)4。
(其他变形例等)
以上，关于本发明的实施方式涉及的多工器，列举四工器的实施方式进行了说明，但本发明不限定于上述的实施方式。例如，对上述的实施方式实施如下那样的变形而得到的方式也能够包含于本发明。
例如，在上述说明中，作为多工器，以四工器为例进行了说明，但本发明例如还能够应用于3个滤波器的天线连接端子被公共化的三工器、6个滤波器的天线连接端子被公共化的六工器。即，多工器只要具备两个以上的滤波器即可。
此外，多工器不限于具备发送侧滤波器以及接收侧滤波器双方的结构，也可以是仅具备发送侧滤波器或者仅具备接收侧滤波器的结构。
此外，在上述的实施方式1中，设接收侧滤波器12相当于第1滤波器进行了说明。即，第1滤波器在实施方式1中为接收滤波器。但是，本发明能够不受第1滤波器的用途等限定地进行应用。因而，第1滤波器也可以为发送侧滤波器。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段***的多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1、1a 多工器；
2 天线元件；
3 RF信号处理电路(RFIC)；
4 基带信号处理电路(BBIC)；
5 高频前端电路；
6 通信装置；
10、30 发送输入端子；
11、13 发送侧滤波器；
12、14 接收侧滤波器；
20、40 接收输出端子；
21 电感元件(第2电感元件)；
31 电感元件(第1电感元件)；
32a、32b 梳齿状电极；
32c 反射器；
50 公共连接端子；
54 IDT电极；
55、326 保护层；
57 压电基板；
60 天线连接端子；
62 接收输入端子；
70 发送侧开关；
71 功率放大器电路；
80 接收侧开关；
81 低噪声放大器电路；
101 串联臂谐振器；
103 纵向耦合型滤波器部；
103a、103b、103c、103d、103e IDT；
151、152、153 并联臂谐振器；
320 基板；
321a、321b 汇流条电极；
322a 电极指(第1电极指)；
322b 电极指(第2电极指)；
322d、323d 端部；
323a、323b、323a1、323a2 偏移电极指；
324 密接层；
325 主电极层；
327 压电体层；
328 低声速膜；
329 高声速支承基板。

Claims (12)

1.一种多工器，具备：
公共连接端子、第1端子以及第2端子；
第1滤波器，配置在将所述公共连接端子和所述第1端子连结的第1路径上；和
第2滤波器，配置在将所述公共连接端子和所述第2端子连结的第2路径上，
所述第1滤波器具有：
一个以上的串联臂谐振器，配置在所述第1路径上；和
两个以上的并联臂谐振器，配置在将所述第1路径和接地连结的路径上，
所述一个以上的串联臂谐振器以及所述两个以上的并联臂谐振器的各谐振器具有形成在基板上的由一对梳齿状电极构成的IDT电极以及反射器，
所述两个以上的并联臂谐振器的各谐振器所具有的所述IDT电极具有：多个第1电极指、和与所述第1电极指相互交替***的多个第2电极指，
将所述多个第1电极指的前端连结的方向以及将所述多个第2电极指的前端连结的方向与弹性波传播方向交叉，
所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指由前端处的电极指宽度比中央部处的电极指宽度宽的第3电极指、以及前端处的电极指宽度为中央部处的电极指宽度以下的第4电极指中的至少一者构成，
所述第4电极指在构成所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指中所占的根数比率高于所述第4电极指在其他的所述两个以上的并联臂谐振器所具有的所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指中所占的根数比率。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
构成所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述第3电极指的根数少于构成其他的所述两个以上的并联臂谐振器的所述第3电极指的根数。
3.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述两个以上的并联臂谐振器之中最靠近所述公共连接端子的并联臂谐振器的所述IDT电极不包含所述第3电极指，
所述其他的并联臂谐振器的所述IDT电极包含所述第3电极指。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的多工器，其中，
将所述多个第1电极指的前端连结的方向和将所述多个第2电极指的前端连结的方向不交叉。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的多工器，其中，
具有：第1电感元件，连接在与天线连接的天线连接端子和所述公共连接端子之间的连接路径。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的多工器，其中，
具有：第2电感元件，串联连接在所述公共连接端子和所述第1滤波器之间的连接路径。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器具有由所述一个以上的串联臂谐振器以及所述两个以上的并联臂谐振器构成的梯型的滤波器构造。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器还具有配置在所述第1路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
9.根据权利要求1～8中任一项所述的多工器，其中，
所述基板具备：
压电体层，在一个主面上形成有所述IDT电极；
高声速支承基板，所传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为高速；和
低声速膜，配置在所述高声速支承基板和所述压电体层之间，所传播的体波声速与在所述压电体层传播的弹性波声速相比为低速。
10.根据权利要求1～9中任一项所述的多工器，其中，
所述多工器由具备包含所述第1滤波器的两个滤波器的第1双工器以及第2双工器构成。
11.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～10中任一项所述的多工器；和
放大电路，与所述多工器连接。
12.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和
权利要求11所述的高频前端电路，在所述天线元件和所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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