CN110808767A - 毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案 - Google Patents

毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案 Download PDF

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CN110808767A CN201910973369.3A CN201910973369A CN110808767A CN 110808767 A CN110808767 A CN 110808767A CN 201910973369 A CN201910973369 A CN 201910973369A CN 110808767 A CN110808767 A CN 110808767A
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张扬
杜建和
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Abstract

本发明涉及毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案。针对解码转发毫米波大规模多用户MIMO中继***，主要解决频谱效率和通信质量较低的问题。其实现步骤为：1)建立混合结构和全连接结构的毫米波大规模多用户MIMO中继***模型；2)通信过程分为信源传输信号至中继，中继解码转发信号至用户两个阶段；3)将原始非凸混合波束成型设计问题规划为两个凸子问题；4)信源到中继解码端的混合波束成型设计；5)中继转发端到用户的混合波束成型设计。本发明所提混合波束成型设计方案在混合和全连接结构中继中的和速率都非常接近最优的纯数字域设计方案，实际应用中还可根据不同的场景需求选择合适的中继结构和所服务的用户数目。

Description

毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案。
背景技术
毫米波通信作为未来蜂窝网络中一项很有发展前景的技术，可以应用于雷达、卫星通信、WLAN、WPAN等通信领域，已吸引了学术界和工业界的广泛关注。由于毫米波波长短，可以采用大规模多输入多输出(MIMO)技术获得高天线增益，补偿传播损失。
当通信距离较长或者环境比较复杂时，可以在信源和信宿之间利用中继节点来辅助毫米波大规模MIMO***的信号传播，这样不仅可以扩大传输信号的覆盖范围，同时也能保证***中各个通信节点之间的信道为视距的，从而降低了传播路径损失和间歇性阻碍的影响。与放大转发中继相比，解码转发中继能够通过再生数据更好的克服噪声积累的影响，因此，解码转发中继更适合未来的无线通信***。
由于目前毫米波技术存在高功耗和高生产成本的问题，使得毫米波大规模MIMO架构无法实现纯数字化。因此在***设计时通常采用数字/模拟混合波束成型架构，可以使用比数字波束成型架构更少的RF链而达到相同的性能。混合波束成型设计通常采用全连接和部分连接这两种经典结构，两者的区别在于，在使用相同数量的天线和射频链的情况下，部分连接结构所使用的相移器少于全连接结构，减少了功率消耗，而且其布线也更简单，但是全连接结构的性能略优于部分连接结构。
据我们所知，目前还没有相关研究工作对解码转发毫米波大规模多用户MIMO中继***中的混合波束成型设计方案进行研究。本发明提出了一种有效的混合波束成型设计方案，填补了毫米波大规模多用户MIMO中继***在混合结构上的理论空白，该方案同样适用于全连接结构。
发明内容
发明目的：本发明结合现有技术，提出毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，能在混合结构和全连接结构中继***中获得很好的和速率性能。
技术方案：本发明所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案包括：
建立混合结构和全连接结构的毫米波大规模多用户MIMO中继***模型；
通信过程分为信源传输信号至中继，中继解码转发信号至用户两个阶段；
将原始非凸混合波束成型设计问题规划为两个凸子问题；
信源到中继解码端的混合波束成型设计；
中继转发端到用户的混合波束成型设计。
进一步的，建立混合结构和全连接结构的毫米波大规模多用户MIMO中继***模型，具体包括：
假设该中继***中所有节点都工作在半双工模式，且信源和用户之间没有直接通信链路，必须通过中继进行信息交换，天线阵列为均匀线性阵列；
信源和中继接收解码部分均采用全连接结构，其中信源配置MS条射频链路和NS根天线，中继接收解码部分配置MR条射频链路和NR根天线，混合结构***的中继后端转发部分为部分连接结构，服务于K个部分连接结构的用户。中继转发部分总的天线数为每个用户总的天线数为全连接结构***的中继后端转发与用户接收部分则是全连接结构，且射频链路和天线数目均与混合结构中继相同，为了获得较高天线增益的同时降低***硬件的复杂度，信源、中继和用户的射频链路数分别满足MS＜＜NS，MR＜＜NR和MDk≤NDk。H和Gk分别为信源至中继和中继至第k个用户的信道，均遵循窄带毫米波信道模型，本发明主要对混合结构中继***进行了分析。
进一步的，通信过程分为信源传输信号至中继，中继解码转发信号至用户两个阶段，包括：
信源向中继发送的K个用户的数据流首先经过一个对角的功率分配矩阵再依次经过数字波束成型和模拟波束成型
Figure BDA0002232836080000026
发送至中继，中继端接收信号为：
Figure BDA0002232836080000027
yR经过模拟合并
Figure BDA0002232836080000028
和数字合并
Figure BDA0002232836080000029
得到原始信号的解调信号：
Figure BDA00022328360800000210
在中继发送端，
Figure BDA00022328360800000211
同样先经过一个对角的功率分配矩阵
Figure BDA00022328360800000212
再依次经过数字波束成型
Figure BDA0002232836080000031
和模拟波束成型发送至第k个用户，其接收信号为：
Figure BDA0002232836080000034
经过模拟合并
Figure BDA0002232836080000035
和数字合并
Figure BDA0002232836080000036
得到第k个用户的有用信号：
Figure BDA0002232836080000037
进一步的，将原始非凸混合波束成型设计问题规划为两个凸子问题，包括：
由于部分连接的特殊结构，即每条射频链路连接一定数量的天线，因此FR2和FD需为具有块对角结构的矩阵，由于相移器的缘故，FR2和FD中的非零元素需满足等幅度限制条件。定义第k个用户的基带信道为
Figure BDA0002232836080000038
中继发送端到用户接收端的信噪比
Figure BDA0002232836080000039
则
Figure BDA00022328360800000310
的第ki个元素可表示为：
Figure BDA00022328360800000311
其中ki＝(k-1)Ls+i，
Figure BDA00022328360800000312
为相应的分配功率。当传输高斯信号时，中继发送端到用户接收端的和速率可表示为：
Figure BDA00022328360800000313
其中
Figure BDA00022328360800000314
为
Figure BDA00022328360800000315
的信干噪比，本发明将以最大化和速率作为目标进行混合波束成型设计，因此原问题可建模为如下非凸问题：
Figure BDA00022328360800000316
Figure BDA00022328360800000317
Figure BDA00022328360800000318
Figure BDA00022328360800000319
整体***可看成由两部分相对独立的结构组成，因此***的整体和速率为最大化信源到中继的速率R1和中继到用户的速率R2两者中的最小值，
R1＝log2(1+SINRSR)
Figure BDA0002232836080000041
其中SINRSR和SINRRD分别表示信源到中继解码端和中继发送端到用户的信干噪比，由于信源到中继接收端可视为一个点对点的单用户MIMO***，不存在用户间的干扰，因此可将和速率R1和R2用信号s和的互信息表示：
Figure BDA0002232836080000043
Figure BDA0002232836080000044
其中
Figure BDA0002232836080000045
再通过计算有和无等幅度限制条件时模拟波束成形矩阵的最小均方差，得到等幅度限制条件下的最优模拟波束成形为
Figure BDA0002232836080000046
功率分配矩阵的设计则采用经典的注水功率分配法，并利用基带BD技术消除多用户间的干扰，综上，原始非凸混合波束成型设计问题已规划为两个凸子问题。
进一步的，信源到中继解码端的混合波束成型设计，包括：
假设信源、中继和用户都已知完全模拟信道信息，并忽略等幅度限制的条件，则信源到中继解码端的混合波束成型设计方案如下：
步骤(1)：初始化H；
步骤(2)：计算
Figure BDA0002232836080000047
其中U由H＝UΣVH获得；
步骤(3)：计算
Figure BDA0002232836080000048
其中Vcomp由获得，
步骤(4)：获得等效基带信道
Figure BDA00022328360800000411
步骤(5)：计算
Figure BDA00022328360800000412
其中由
Figure BDA00022328360800000414
获得；
步骤(6)：计算其中由
Figure BDA00022328360800000417
获得，
Figure BDA0002232836080000051
步骤(7)：结束数字阶段，获得整体等效信道
Figure BDA0002232836080000052
步骤(8)：对Htotal进行注水法功率分配求解PS；
步骤(9)：输出：WR1,FR1,FS,WS,PS。
进一步的，中继转发端到用户的混合波束成型设计，包括：
变量FR2和FD的求解可采用相同的方法，具体的中继转发端到用户的混合波束成型设计方案如下：
步骤(1)：初始化：G，Pr，
Figure BDA0002232836080000053
JLOOP；
步骤(2)：随机生成满足等幅度限制和对角化结构的初始矩阵FR2；
步骤(3)：for j＝1 to JLOOP do
步骤(4)：计算
步骤(5)：for n＝1 to KMDK do
步骤(6)：计算
Figure BDA0002232836080000055
步骤(7)：获取矩阵S并计算v1为矩阵S的最大右奇异向量；
步骤(8)：计算
Figure BDA0002232836080000056
和
步骤(9)：end for
步骤(10)：获取矩阵FR2并计算
Figure BDA0002232836080000058
步骤(11)：利用步骤(5)至(9)的方法，将
Figure BDA0002232836080000059
替换为GD，循环次数为MR，计算获得FD；
步骤(12)：end for
步骤(13)：计算等效基带信道
Figure BDA00022328360800000510
步骤(14)：利用基带BD技术得
Figure BDA00022328360800000511
和WD＝blk[WD1,...,WDK]；
步骤(15)：获得整体等效信道
步骤(16)：对Htotal进行注水法功率分配求解PR；
步骤(17)：输出：WD,FD,FR2,WR2,PR。
附图说明
图1为本发明的混合波束成型设计方案流程图；
图2为本发明的混合结构毫米波大规模多用户MIMO中继***模型图；
图3为本发明的全连接结构毫米波大规模多用户MIMO中继***模型图；
图4为本发明的混合波束成型设计方案与其它算法的和速率比较图；
图5为本发明的混合波束成型设计方案在不同用户数K时的和速率比较图；
图6为本发明混合结构和全连接结构的中继功率效率对比图。
具体实施方式
为使本发明的特点和优势更加明显易懂，下面结合附图对本发明进行详细说明。
图2为本发明的混合结构毫米波大规模多用户MIMO中继***模型图，如图2所示的混合结构中继***，信源和中继接收解码部分采用全连接结构，其中信源配置MS条射频链路和NS根天线，中继接收解码部分配置MR条射频链路和NR根天线，中继后端转发部分为部分连接结构，同样配置MR条射频链路且每条射频链路连接到
Figure BDA0002232836080000061
根天线，服务于K个部分连接结构的用户，每个用户配置MDk条射频链路并支持Ls条数据流，每条射频链路连接到根天线，中继转发部分总的天线数为
Figure BDA0002232836080000063
每个用户总的天线数为
Figure BDA0002232836080000064
图3为本发明的全连接结构毫米波大规模多用户MIMO中继***模型图，如图3所示的全连接结构中继***，信源、中继和用户均采用全连接结构，其中信源配置MS条射频链路和NS根天线，中继接收解码和后端转发部分均配置MR条射频链路和NR根天线，服务于K个用户，每个用户配置MDk条射频链路和NDk根天线。
实施实例一
请参见图4，图4为本发明的混合波束成型设计方案与其它算法的和速率比较图。图4表明，1)采用本发明所提混合波束成型设计方案的全连接结构中继***的和速率非常接近最优的纯数字域设计方案的和速率，因此该混合波束成型设计对于全连接结构的解码转发毫米波大规模多用户MIMO中继***是非常理想的方案。2)混合结构中继***综合了全连接结构和部分连接结构，实现相对简单，且其***和速率性能与全连接结构相差不到3dB，并且优于基于MP算法的全连接结构中继***，因此实际应用中可以考虑这种混合结构的解码转发毫米波大规模多用户MIMO中继***。
实施实例二
请参见图5，图5为本发明的混合波束成型设计方案在不同用户数K时的和速率比较图。由图可以看出，当用户数K＝2和K＝3时，混合结构和全连接结构的***和速率之间的差距很小，并且都非常接近最优纯数字域的和速率。而当用户数增加到K＝5时，混合结构和全连接结构的***和速率之间的差距增大，大于3dB。因此，本发明所提混合波束成型设计方案在用户数K≤4时性能最佳。
实施实例三
请参见图6，图6为本发明混合结构和全连接结构的中继功率效率对比图。***参数为：PBB＝10W，PRF＝100mW，PLNA＝PPA＝100mW，PPS＝10mW，PDAC＝110mW，PADC＝200mW。图6表明，随着中继射频数量的增加，混合结构和全连接结构中继的功率效率都急剧下降，但是混合结构中继的功率效率要下降相对缓慢，因此，本发明所提混合结构中继***在功耗和整体功率效率上都小于全连接结构中继***。
综上，本发明针对解码转发毫米波大规模多用户MIMO中继***，以最大化整体***和速率为目标，针对混合结构和全连接结构的中继***，提出了一种以尽量不在模拟和数字波束成型阶段中丢失信息量为设计准则的分段连续估计方法，并借鉴连续干扰消除的思想，结合块对角技术和注水功率分配法，对***进行波束成型设计。该混合波束成型设计方案在混合结构和全连接结构中继***中的和速率都非常接近最优的纯数字域设计方案，并且在实际应用中还可以根据不同的场景需求选择合适的中继结构和所服务的用户数目。
以上实施例的说明仅为帮助理解本发明的方法和其主要思想。本说明书的内容不能以此来限定本发明的权利范围，因此，本发明的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于该方案包括：
建立混合结构和全连接结构的毫米波大规模多用户MIMO中继***模型；
通信过程分为信源传输信号至中继，中继解码转发信号至用户两个阶段；
将原始非凸混合波束成型设计问题规划为两个凸子问题；
信源到中继解码端的混合波束成型设计；
中继转发端到用户的混合波束成型设计。
2.根据权利1要求所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于，建立混合结构和全连接结构的毫米波大规模多用户MIMO中继***模型，具体包括：
假设该中继***中所有节点都工作在半双工模式，且信源和用户之间没有直接通信链路，必须通过中继进行信息交换，天线阵列为均匀线性阵列，信源和中继接收解码部分均采用全连接结构，其中信源配置MS条射频链路和NS根天线，中继接收解码部分配置MR条射频链路和NR根天线，混合结构***的中继后端转发部分为部分连接结构，服务于K个部分连接结构的用户，中继转发部分总的天线数为
Figure FDA0002232836070000011
每个用户总的天线数为
Figure FDA0002232836070000012
全连接结构***的中继后端转发与用户接收部分则是全连接结构，且射频链路和天线数目均与混合结构中继相同，为了获得较高天线增益的同时降低***硬件的复杂度，信源、中继和用户的射频链路数分别满足MS＜＜NS，MR＜＜NR和MDk≤NDk，H和Gk分别为信源至中继和中继至第k个用户的信道，均遵循窄带毫米波信道模型，本发明主要对混合结构中继***进行了分析。
3.根据权利2要求所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于，通信过程分为信源传输信号至中继，中继解码转发信号至用户两个阶段，包括：
信源向中继发送的K个用户的数据流
Figure FDA0002232836070000013
首先经过一个对角的功率分配矩阵
Figure FDA0002232836070000014
再依次经过数字波束成型
Figure FDA0002232836070000015
和模拟波束成型
Figure FDA0002232836070000016
发送至中继，中继端接收信号为：
yR经过模拟合并
Figure FDA0002232836070000018
和数字合并得到原始信号的解调信号为
Figure FDA00022328360700000110
在中继发送端，
Figure FDA00022328360700000111
同样先经过一个对角的功率分配矩阵
Figure FDA00022328360700000112
再依次经过数字波束成型
Figure FDA00022328360700000113
和模拟波束成型
Figure FDA00022328360700000114
发送至第k个用户，其接收信号为：
Figure FDA0002232836070000021
Figure FDA0002232836070000022
经过模拟合并
Figure FDA0002232836070000023
和数字合并
Figure FDA0002232836070000024
得到第k个用户的有用信号
Figure FDA0002232836070000025
4.根据权利3要求所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于，将原始非凸混合波束成型设计问题规划为两个凸子问题，包括：
由于部分连接的特殊结构，即每条射频链路连接一定数量的天线，因此FR2和FD需为具有块对角结构的矩阵，由于相移器的缘故，FR2和FD中的非零元素需满足等幅度限制条件，定义第k个用户的基带信道为
Figure FDA0002232836070000026
中继发送端到用户接收端的信噪比
Figure FDA0002232836070000027
则的第ki个元素可表示为
Figure FDA0002232836070000029
其中ki＝(k-1)Ls+i，
Figure FDA00022328360700000210
为相应的分配功率，当传输高斯信号时，中继发送端到用户接收端的和速率可表示为
Figure FDA00022328360700000211
其中
Figure FDA00022328360700000212
为
Figure FDA00022328360700000213
的信干噪比，本发明将以最大化和速率作为目标进行混合波束成型设计，因此原问题可建模为如下非凸问题：
Figure FDA00022328360700000214
Figure FDA00022328360700000215
Figure FDA00022328360700000216
Figure FDA00022328360700000217
整体***可看成由两部分相对独立的结构组成，因此***的整体和速率为最大化信源到中继的速率R1和中继到用户的速率R2两者中的最小值，
R1＝log2(1+SINRSR)
Figure FDA0002232836070000031
其中SINRSR和SINRRD分别表示信源到中继解码端和中继发送端到用户的信干噪比，由于信源到中继接收端可视为一个点对点的单用户MIMO***，不存在用户间的干扰，因此可将和速率R1和R2用信号s和
Figure FDA0002232836070000032
的互信息表示：
Figure FDA0002232836070000033
Figure FDA0002232836070000034
其中
Figure FDA0002232836070000035
再通过计算有和无等幅度限制条件时模拟波束成形矩阵的最小均方差，得到等幅度限制条件下的最优模拟波束成形为
Figure FDA0002232836070000036
功率分配矩阵的设计则采用经典的注水功率分配法，并利用基带BD技术消除多用户间的干扰，综上，原始非凸混合波束成型设计问题已规划为两个凸子问题。
5.根据权利4要求所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于，信源到中继解码端的混合波束成型设计，包括：
假设信源、中继和用户都已知完全模拟信道信息，并忽略等幅度限制的条件，则信源到中继解码端的混合波束成型设计方案如下：
步骤(1)：初始化：H；
步骤(2)：计算其中U由H＝UΣVH获得；
步骤(3)：计算
Figure FDA0002232836070000038
其中Vcomp由获得，
Figure FDA00022328360700000310
步骤(4)：获得等效基带信道
Figure FDA00022328360700000311
步骤(5)：计算
Figure FDA00022328360700000312
其中
Figure FDA00022328360700000313
由
Figure FDA00022328360700000314
获得；
步骤(6)：计算
Figure FDA00022328360700000315
其中
Figure FDA00022328360700000316
由
Figure FDA00022328360700000317
获得，
Figure FDA00022328360700000318
步骤(7)：结束数字阶段，获得整体等效信道
Figure FDA00022328360700000319
步骤(8)：对Htotal进行注水法功率分配求解PS；
步骤(9)：输出：WR1,FR1,FS,WS,PS。
6.根据权利5要求所述的毫米波多天线中继***中一种混合波束成型设计方案，其特征在于，中继转发端到用户的混合波束成型设计，包括：
变量FR2和FD的求解可采用相同的方法，具体的中继转发端到用户的混合波束成型设计方案如下：
步骤(1)：初始化：G，Pr，JLOOP；
步骤(2)：随机生成满足等幅度限制和对角化结构的初始矩阵FR2；
步骤(3)：for j＝1 to JLOOP do
步骤(4)：计算
Figure FDA0002232836070000042
步骤(5)：for n＝1 to KMDK do
步骤(6)：计算
Figure FDA0002232836070000043
步骤(7)：获取矩阵S并计算v1为矩阵S的最大右奇异向量；
步骤(8)：计算
Figure FDA0002232836070000044
和
Figure FDA0002232836070000045
步骤(9)：end for
步骤(10)：获取矩阵FR2并计算
Figure FDA0002232836070000046
步骤(11)：利用步骤(5)至(9)的方法，将
Figure FDA0002232836070000047
替换为GD，循环次数为MR，计算获得FD；
步骤(12)：end for
步骤(13)：计算等效基带信道
步骤(14)：利用基带BD技术得
Figure FDA0002232836070000049
和
Figure FDA00022328360700000410
步骤(15)：获得整体等效信道
Figure FDA00022328360700000411
步骤(16)：对Htotal进行注水法功率分配求解PR；
步骤(17)：输出：WD,FD,FR2,WR2,PR。
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