CN1102011C - Ds－cdma基站间异步蜂窝式***的初始同步方法及其接收机和移动电台 - Google Patents

Ds－cdma基站间异步蜂窝式***的初始同步方法及其接收机和移动电台 Download PDF

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Abstract

用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的初始同步方法和接收机，用来高速搜索小区。把基带接收信号输入匹配滤波器(1)并使之与扩展代码发生器(2)的扩展代码相关。信号电功率计算器(3)计算相关输出的电功率并把结果输出给长代码同步时序确定器(4)、阈值计算器(5)和长代码识别器(6)。依次替换和输出具有构成一部分合成扩展代码序列的N个子码的每个段，所述序列由每个基站所专用的长代码(#i)和短代码(#0)所合成。

Description

DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的 初始同步方法及其接收机和移动电台
本专利申请要求以1997年1月7日提交的HEI9-011960号日本专利申请为基础的优先权，这里引用其内容作为参考。
本发明涉及对DS-CDMA(直接序列-码分多址)基站间异步蜂窝式***进行初始化同步的方法和接收机。
以码分多址(CDMA)为基础的CDMA蜂窝式***使用直接序列(DS)型扩展频谱(SS)大大增加了信道容量。这些***在近来对地面移动通信的研究中受到广泛的关注。一般，CDMA***的频率利用率低于其它多址***(FDMA、TDMA)的原因在于与其它电台的相互干扰。然而，蜂窝式***完全防止干扰，因为空间的频率重复利用率(具有同一频率的小区重复率)对整个频率利用率有很大作用。因此，将来，具有高的小区重复率的CDMA蜂窝式***一定会成为一种有效的***。
一般，蜂窝式***需要两种小区搜索，即识别连到移动电台的起始小区的起始小区搜索以及搜索切换用邻近小区的邻近小区搜索。值得注意的是，在DS-CDMA蜂窝式***中，每个小区使用同一频率。因此，在进行同步小区搜索时，初始同步需要把接收到信号的扩展代码与接收机所产生的扩展代码复制品之间的时序误差减少到1/2子码周期以内。
DS-CDMA蜂窝式***可分成两类，即在所有基站间进行严格的临时同步的基站间同步***，以及不进行临时同步的基站间异步***。基站间同步***使用其它***诸如GPS(全球定位***)来实现基站间的同步。由于对代码给出从一个基站到另一个基站不同的延迟，从而每个基站使用同一长度的代码，因此满足在初始搜索期间，只对长代码的时序进行同步。此外，因为移动电台接收直接来自在给定的时间与移动电台进行通信的给定基站的邻近基站代码延迟信息，所以可以较高的速度进行用于切换的邻近小区搜索。
另一方面，在基站间异步***中，为了识别基站，每个基站使用不同的扩展代码。移动电台需要在进行初始小区搜索中识别扩展代码。在搜索用于切换的邻近小区时，通过从移动电台所属的当前基站所获的邻近基站的扩展代码来限制待搜索的代码数目。然而，与基站间同步***相比，搜索时间较长。实际上，在把长代码用于扩展代码时，小区搜索时间的量变得很大。然而，此基站间异步***的优点在于不需要其它***诸如GPS。
Kenichi Higuchi、Mamoru Sawahashi和Fumiyuki Adachi在“CD-CDMA基站间异步***中的两阶段高速长代码初始同步方法”(Shingakugihou CS-96-19，RCS96-12(1996-05))中提出了一种小区搜索***，该***能解决基站间异步***中所固有的问题并以高速度进行初始同步。依据此初始同步方法，使用由相应于小区的长代码和相应于通信信道的短代码所合成的扩展代码序列对数据进行两次扩展。为了以两个阶段进行此初始同步，把所有小区共同的第二短代码分配给控制信道。
尤其是，对于每个小区中基站所发射的控制信道，只使用短代码而屏蔽长代码。在移动电台一侧，在第一阶段，匹配滤波器使用短代码对接收到的信号进行解扩展并检测长代码的时序。在第二阶段，相关器使用由相应于小区的长代码和特定短代码所合成的扩展代码序列来识别相应于小区的长代码。
图1示出小区的结构。在图1中，标号61表示移动电台。每个小区#1到#n分别具有一个基站BS1、BS2、…、BSn。每个基站使用被长代码#1、#2、…、#n和识别每个信道的短代码#0-#s两次扩展的码元把一信号发送到移动电台61。这里，对于每个小区，短代码#0-#s是共同的。此外，把共同的短代码#0分配给每个小区的控制信道。
图2是用于说明常规的两阶段高速初始同步方法的时序图，并示出在移动电台处接收到的控制信道信号的一个例子。从每个基站接收到的控制信道包含了在每个长代码周期中只被短代码#0扩展的几个码元。从Bsk-2、BSk-1和BSk接收到的信号如图所示，几个码元如信号的阴影部分所示。短代码#0被共同地分配给所有的基站，这是通过在确定的周期内不使用长代码对信号进行扩展而实现的。使用一个基站与另一个基站不同的长代码#i和短代码#0对控制信道的其它码元位置进行两次扩展。这样，对从每个基站Bsk-2-BSk发射的控制信道进行异步多路复用并在移动电台处接收。
在第一阶段，移动电台使用匹配滤波器找出基带接收信号与短代码#0之间的相关性。在相应于以基站控制信道的短代码#0扩展的码元的接收时序的临时位置处检测相关的峰值。在长代码的R周期内检测到这些峰值的电功率后，检测相应于最大电功率的时序。把检测到的时序(代码时序T)确定为从移动电台所在的新小区的基站发射的长代码同步时序(timing)。
在第二阶段，为了识别基站BSk，移动电台61对用于扩展控制信道的长代码#k进行识别，已检测到该长代码的长代码时序T。为了实现这一步，在初始小区搜索中，从长代码#1-#n中依次选出长代码#k。由选中的长代码#k和短代码#0来给出复制代码，相关器使用在第一阶段中获得的长代码同步时序来检测相关。
在长代码#1-#n范围内继续进行相关检测，直到长代码使相关检测值超出阈值。判定超出阈值的长代码为新基站的长代码#k，小区搜索结束。
同样，当搜索用于切换的邻近小区时，由短代码#0和长代码#k来合成复制代码。从移动电台的当前基站所发射的邻近小区的长代码中依次选出长代码#k。使用长代码同步时序来检测相关。
如上所示，通过对长代码分别进行时序同步和长代码识别，可以高速度进行小区搜索。依据标准的基站间异步蜂窝式***，搜索一小区大致需要进行(扩展代码数目×扩展代码相位的数目)次相关检测。
另一方面，依据本方法，满足进行(扩展代码数目+扩展代码相位数目)次相关检测。因此，与标准的基站间异步蜂窝式***相比，可以高速度搜索小区。然而，与已有技术一样，在使用相关器进行相关检测时也存在一个问题。即检测每个相关所需的时间长度仍旧很长。因此，希望以更高的速度进行初始同步。
因此，本发明的一个目的是提供一种用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***能以较高的速度进行小区搜索的初始同步方法和接收机。
为了实现以上目的，依据本发明的第一方面，扩展代码序列由相应于小区的长代码和相应于通信信道的短代码来构成。把每个小区共同的特定短代码分配给对DS-CDMA基站间异步蜂窝式***进行初始同步的控制信道。
根据特定短代码和接收到的信号之间的相关，确定从相应基站发射的长代码同步时序。由长代码和特定短代码组合来定义用于每个长代码的合成代码。匹配滤波器检测接收到的信号与几个段中每个段之间的相关，每个段是从一个合成代码的一部分取得的。尤其是，从下一合成代码的一个位置开始提取从下一合成代码取得的段，该位置离所提取的第一合成代码段的位置偏移预定的量。然而，偏移量比段的长度短。根据相关的电功率的大小来识别从相应基站发射的长代码。
每当有相应于规定子码数目的接收信号间隔新输入匹配滤波器时，通过依次地每次替换一个段，根据长代码同步时序来检测每个段与接收到的信号之间的相关。
在已处理与一合成代码的段的相关时，在匹配滤波器中仍保留一部分基带接收信号。于是，该部分可用于处理与下一合成代码段的相关，而不是被清除。结果，可以较高的速度来搜索长代码。相反，在已有技术中使用滑动相关器时，在处理下一相关前立即丢弃用于前一相关的接收信号。
依据本发明的第二方面，用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的接收机使用由相应于小区的长代码和相应于通信信道的短代码所合成的扩展代码序列。把特定的短代码分配给所有小区的控制信道。该接收机具有输出几个段中每个段的扩展代码产生装置，每个段是从一个合成代码的一部分中取得的。
尤其是，从下一合成代码中的一个位置开始提取从下一合成代码中取得的段，该位置离提取第一合成代码段的位置偏移预定的量。然而，偏移量比段的长度短。匹配滤波器找出相应的扩展代码产生装置的输出与接收信号之间的相关。长代码同步时序确定装置使用特定短代码与接收信号之间的相关来确定从相应的基站发射的长代码同步时序。
长代码识别装置根据长代码同步时序把来自扩展代码产生装置的一个段提供给匹配滤波器。然后，长代码识别装置依次替换每个段，在每当有相应于偏移量的接收信号的间隔新输入匹配滤波器时提供该段，并根据匹配滤波器输出信号的电功率的大小来识别从相应基站发射的长代码。因此，可更快地搜索长代码。
依据本发明的第三个方面，扩展代码产生装置还输出特定的短代码。长代码同步时序确定装置把来自扩展代码产生装置的特定短代码提供给匹配滤波器，并根据匹配滤波器输出信号的电功率来确定从相应基站发射的长代码的同步时序。因此，可容易地确定长代码同步时序。使用匹配滤波器可确定长代码同步时序和长代码的识别。
依据本发明的第四方面，匹配滤波器具有多个采样保持器和多个乘法器，该乘法器依据相应于扩展代码产生装置的输出的比特值而输出来自采样保持器的信号作为第一和第二输出。第一模拟加法电路把乘法器的第一输出加起来。第二模拟加法电路把乘法器的第二输出加起来。第三模拟加法电路从第二加法电路的输出中减去第一模拟加法电路的输出。由于上述匹配滤波器消耗少量的电功率，所以可相应地减少接收机的电功率消耗。
图1示出DS-CDMA通信***的小区的常规结构。
图2是常规的两阶段高速初始同步方法的时序图。
图3是图1所示移动电台61的信号接收电路的方框图。
图4是图3所示长代码搜索电路的方框图。
图5是匹配滤波器18的方框图。
图6示出待输入匹配滤波器系数输入端的合成代码。
图7是图4所示实施例的初始小区搜索的流程图。
图8示出基带接收信号与依据本发明实施例将进行相关处理的合成代码的段之间的关系。
图9示出基带接收信号与依据已有技术代码的段之间的关系。
图10是图1所示匹配滤波器一个例子的方框图。
图11示出倒相放大器Amp。
图12示出乘法器MUX。
图13示出基准电压发生器Vref。
图14示出经由电容器把输入电压提供给倒相放大器的模拟操作电路。
将参考附图说明本发明的较佳实施例。每个基站在控制信道的规定时间开始的每个长代码循环中周期性地屏蔽一个信息码元长度的长代码，并发射只被短代码#0(对所有基站是共同的)扩展的码元。基站BS的发射机发射通过以二进制扩展代码对发射数据进行扩展并对发射信号进行QPSK调制而获得的发射信号。
图3是图1所示移动电台61的信号接收电路的方框图。在该图中，高频接收机12对接收天线11接收到的来自BPSK的频谱扩展信号进行解调，并把它转换成中频信号，分配器13把它分成两个信号并提供给乘法器16和17。振荡器14产生一具有中频的信号(cosωt)。把来自振荡器14的输出直接提供给乘法器16。通过具有相移电路15也把振荡器14的输出输入到乘法器17，相移电路15把振荡器14所提供的输出信号的相位偏移π/2。
乘法器16把从分配器13接收到的中频信号乘以从振荡器14接收到的振荡输出，并输出基带信号Ri，该信号是一同相分量(I分量)并经由低通滤波器62而输出。乘法器17把从分配器13接收到的中频信号乘以相移电路15的输出(sinωt)，并输出基带信号Rq，该信号是一正交分量(Q分量)。这样，对接收到的信号进行正交检测。
把基带信号Ri和Rq输入到复合型匹配滤波器18，乘以PN代码序列发生器19所产生的PN代码序列并被解扩展。把从复合型匹配滤波器18接收到的解扩展输出的同相分量Si和解扩展输出的正交分量Sq输入延迟检测电路20、信号电平检测器22和相位修正装置24。延迟检测电路20检测解扩展输出Si和Sq的延迟，并把检测到的延迟输出到检测每个帧的时序的帧同步电路21。把获得的输出时序信号Ct输入相位修正装置24。
信号电平检测器22计算来自解扩展输出Si(I分量)和解扩展输出Sq(Q分量)的电功率(相关值)。把从信号电平检测器22获得的输出Lb提供给多路选择器23和长代码搜索电路27。长代码搜索电路27搜索长代码并把长代码的数目Lc提供给PN发生器19。
多路选择器23从通过多路径接收到的信号的峰值中选中具有高接收信号电平的多个峰值。把多路径选择电路23的输出Cm输入相位修正装置24。相位修正装置修正通过每个路径接收到的信号的相位。在同步时序处，瑞克合成器25合成从相位修正装置24接收到的每个路径的相位修正输出并把合成的输出输出到输出电路26。把输出电路26的输出提供给对该信号进行解调和处理的以后的判断电路或图中未示出的类似电路。
图4是图3所示长代码搜索电路27的方框图。
把从信号电平检测器22输出的电功率Lb提供给长代码同步时序确定器4、阈值计算器5和长代码识别器6。
由长代码同步时序确定器4和长代码识别器6来控制PN发生器19。在初始搜索时，PN发生器19输出所有基站的控制信道所共同的短代码#0。在已确定长代码同步时序后，依次装入和输出具有N个子码的一个段，每个段是由短代码#0和每个基站专用的长代码#1所合成的扩展代码序列的一部分。
类似于初始小区搜索，在切换前的邻近搜索中，输出所有基站的控制信道所共同的短代码#0。在确定待切换的基站的长代码同步时序后，长代码搜索电路27依次替换和输出具有N个子码的每个段，每个段形成由短代码#0和一个长代码#i所合成的代码的一部分。尤其是，从下一合成代码的一个位置处开始提取从下一合成代码确定的段，该位置离提取第一合成代码的段的位置偏移预定的量。然而，偏移量比段的长度短。长代码搜索电路27根据从移动电台当前所属基站的控制信道接收到的邻近小区的长代码信息来搜索新基站的长代码。
在初始小区搜索中，长代码同步时序确定器4，
(1)把来自PN发生器19的短代码#0提供给复合型匹配滤波器18；
(2)确定输出最大相关值的平均电功率(在多个(R)个长代码周期中的相应时序内平均的电功率)；
(3)把此时序作为长代码识别时序来识别；以及
(4)把此时序输出给PN发生器19和阈值计算器5。
阈值计算器5根据长代码识别时序的最大相关值的电功率来计算待输出给长代码识别器6的阈值。
在切换前的邻近小区搜索中，
(1)同样，把来自PN发生器19的短代码#0提供给复合型匹配滤波器18；
(2)确定最大相关值(不包括当前所连接基站的相关值)平均电功率的时序；
(3)把此时序输出给PN代码发生器19，作为用于待切换到的新基站的长代码识别时序；以及
(4)PN代码发生器19把第一段提供给复合型匹配滤波器18。
在检测到长代码识别时序后，长代码识别器6依次提供和替换每个段，并把信号电平检测器22的输出Lb与规定的阈值相比较。如果信号电平检测器22的输出Lb超出此阈值，则把提供给匹配滤波器的合成代码识别为新基站的合成代码。把已提供给PN代码发生器19的经识别合成代码的长代码识别为新基站的长代码。
图5示出匹配滤波器18的示意图。在该图中，假设基带接收信号是正负极性的输入，每个合成代码的各段是由二进制代码序列组成的，二进制代码序列具有1和/或-1值。
如图5所示，复合型匹配滤波器18具有移位寄存器71、乘法器72和加法器73，移位寄存器的移位级数等于与相继合成代码之间移位数量有关的子码数，乘法器对每个寄存器级的抽头输出和系数输入进行相乘，加法器对乘法器72的所有输出进行相加。移位寄存器71部分实际上是由CCD(电荷耦合器件)和SAW(表面声波)滤波器这类模拟器件或是数字IC电路这类数字器件构成的。另一方面，能够采用较少的具有模拟工作电路的电匹配滤波器，以节省功耗。
在任何一种情况中，复合型匹配滤波器18只有在预定时间间隔上能够探测到相关值峰值的周期中才工作。即使匹配滤波器在同步化工作期间消耗较多的电功率，但是匹配滤波器仅仅在一定间隔上工作，因此总体而言电功耗能够保持在较低水平上。
图6示出输入到匹配滤波器18的系数输入端的合成代码的段，写在代码序列上方的符号A、B、…、Z分别表示输入到图5系数输入端A、B、…、Z的各个代码。符号M代表一个自然数。
图7是说明开始小区搜索操作的流程图。在步骤S21中，PN发生器19将短代码#0装载到复合型匹配滤波器18中。在步骤S22中，由复合型匹配滤波器18获得基带接收信号与短代码#0之间的相关。信号电平探测器22探测复合型匹配滤波器18的输出的电功率，并将结果输出到长代码同步时序确定器4。
在步骤S23中，当电功率超过一定的阈值时，长代码同步时序确定器4储存这个电功率值，及其在长代码周期内的时间。另一方面，通过确定从信号电平探测器22输出的电功率平均电平，对应于基带接收信号，能够自适应地控制阈值。
在若干个长代码周期上进行上述过程，多次地储存阈值及其时间。对相应时间的存储值进行平均并与不同时间的值进行比较。在完成平均运算后，选择获得与最大相关值相对应的电功率的时序。将所选时序输出到PN发生器19，作为长代码同步时序。
在步骤S24中，长代码同步时序确定器4开始将i值设定为1。在步骤S25中，PN发生器19装载具有预定子码长度(例如128个子码)的段，它形成由长代码#1和短代码#0合成的代码的一部分。如图6所示，开始将PN(1)128、PN(1)127…、PN(1)1输入到系数输入端A-Z。
在步骤S26中，复合型匹配滤波器18找出基带接收信号与合成代码#1的段之间的相关，即，与合成代码#1的部分相关。长代码识别器确定相关输出是否超出阈值。具体而言，获得基带接收信号与合成代码#1的段之间的相关。如果信号电平探测器22的输出大于阈值计算器5计算的预定阈值，那么，过程进到步骤S27。如果信号电平探测器22的输出不大于阈值计算器5所计算的预定阈值，过程进到步骤S28。
通过输出电功率电平，该电平代表在长代码同步时序时与最大相关峰值对应的电功率的预定百分比或到现在时间为止信号电平探测器22输出电功率的平均电平，阈值计算器5能够根据基带接收信号自适应地控制阈值。
在步骤S27中，将这一阶段获得的长代码#i确定为所需基站的长代码，完成小区搜索。在步骤S28中，确定长代码#i是否为最后长代码。如果长代码#i是最后长代码，那么，过程返回到步骤S21，从确定长代码同步时序开始重复上述过程。如果长代码#i不是最后长代码，过程进到步骤S29。例如，将这种DS-CDMA基站间非同步蜂窝式***中所用的最后长代码标为长代码#512。
在步骤S29中，合成代码#i的值逐一地增加。例如，如果i＝1，将其设定为i＝2，过程返回的步骤S25。在步骤S25中，PN发生器19将由长代码#2和短代码#0合成的合成代码#2的段装载到复合型匹配滤波器18中。
只要将合成代码#2的这个段看作是序列PN(2)128、PN(2)127、…、PN(2)1就可以了，与合成代码#1的情况一样，获得与基带接收信号的相关。然而，为了确定电功率的相关峰，必须考虑到一定的处理时间量、峰值相位的变化等因数。因此，在基带接收信号的M子码已经输入时，在获得基带接收信号与合成代码#1的这个段之间的相关后，基带接收信号与下一个合成代码#2的这个段相关。在进行上述过程时，基带接收信号的M子码被新输入到图5所示的移位寄存器71并被移位。
因此，获得相关的下一个合成代码#2的段需要被放入，以与基带接收信号的移位相一致。如图6所示，按序列PN(2)M+128、PN(2)M+127、…、PN(2)M+1，将段输入到图5所示的系数输入端A-Z。
在以下的S26-S29步骤中，对于合成代码#2的段，重复进行合成代码#1的段所进行的相同过程。从理论上，可以将M的值设定为M＝1。然而，当考虑到子码同步化的准确度、相关峰的偏差等因数时，设定M＝4是合适的，用这个值能够容纳象误差这样的容限。与短代码的子码数相比，可以将M的值设定为小一些。
以下将说明类似的过程。在步骤S25中，通过装载与最后长代码#512相对应的合成代码#512的段，获得部分相关时，这个段是以序列PN(512)511M+128、PN(512)511M+127、…、PN(512)511M+1表示的，如图6所示。每一次都能够产生合成代码#i的这些段。然而，也可以预先合成这些段，储存在长代码识别器内的存储器中，在必要时取出和读出。
图8示出基带接收信号与用该基带接收信号进行相关处理的每个合成代码的段之间的相应关系。在复合型匹配滤波器18中，在长代码同步时序上，基带接收信号与合成代码#1第1至第128子码构成的段相关。这里，将基带接收信号的最早子码确定为第一子码。参照这个第一子码，示出基带接收信号的子码的位置。在图中，基带接收信号的子码的位置在括号中示出。
新输入基带接收信号的M个子码并使之移位M次。这时，基带接收信号的第M+1至第M+128子码与合成代码#2第M+1至第M+128子码构成的段相关。接着，进一步输入基带接收信号的M个子码并使之移位M次。这时，基带接收信号的第2M+1至第2M+128子码与合成代码#3第2M+1至第2M+128子码构成的段相关。
复合型匹配滤波器18继续进行类似的相关过程。当最后合成代码#512的段与基带接收信号相关时，基带接收信号的第511M+1至第511M+128子码与合成代码#512第512M+1至第512M+128子码构成的段相关。
如上所述，通过使与被相关新输入基带接收信号相一致的规定M子码移位一切断间隔，可获得每个合成代码#i的段。由长代码识别时序开始探测每个段与基带接收信号之间的相关性。当把基带接收信号的M子码新输入到复合型匹配滤波器18中进行新的相关探测时，依次地替换每个段。
用以上过程，能够以高速度进行初始小区搜索。例如，如果段的子码数N是128(一个码元)，M的值是4，长代码的总数是512，最多在与128+(512-1)×4＝2172个子码相对应的时间里，一次能够搜索所有的长代码。
图9示出基带接收信号与用该基带接收信号进行相关处理的合成信号之间的关系。该图表示常规技术，它采用与“现有技术描述”中引作参考的现有技术所述的相同相关器。识别长代码的段具有128个子码的码元，与本实施例相同。
在由长代码同步时序限定的时间上，基带接收信号的第1至第128子码与合成代码#1的段的第1至第128个子码相关。然后，基带接收信号的第128+1至第128×2个子码与合成代码#2的段的第128+1至第128×2个子码相关。接着，基带接收信号的第128×2+1至第128×3个子码与合成代码#3的段的第128×2+1至第128×3个子码相关。
当采用现有技术的相关器时，在恰好已经处理基带接收信号与一个合成代码之间相关时，该基带接收信号不再保留。另一方面，根据本发明的实施例，在已经处理基带接收信号与一个合成代码之间相关时，一部分基带接收信号仍然保留在匹配滤波器中。因此，能够用这部分保留的基带接收信号作与下一个合成代码的段的相关处理。根据采用匹配滤波器的本发明的实施例，搜索速度提高N/M倍。在N＝128，M＝4的情况中，搜索速度提高128/4＝32倍。
在切换前搜索相邻小区时，能够以与搜索初始小区相同的方法，即，通过依次将被搜索长代码和短代码#0合成的代码的段输入到匹配滤波器，搜索超过阈值的长代码。长代码的输入是基于在确定长代码同步时序后从控制信道提供的相邻小区的长代码信息。与传统技术相比，搜索速度同样提高N/M＝128/4＝32倍。
在以上的说明中，仅采用一个匹配滤波器。然而，利用多个匹配滤波器，如两个，同时并行地进行不同长代码的相关探测，能够进一步提高搜索速度。
根据本发明的这个实施例，基带接收信号一次只与一个合成代码的段相关。然而，如果由于多路径或其它原因被探测长代码的同步时序偏移真实长代码同步时序，合成代码的段会在偏移真实长代码同步时序的时间上与基带接收信号相关。在这种情况下，不可能识别长代码。
因此，通过使相对时序在时间上偏移几个子码，基带接收信号与相同合成代码多次相关。从这些多次相关处理操作中获得的电功率值中，选择获得最大相关电功率的时间作为真实长代码同步时序。此外，在这些多次相关处理操作中所用的合成代码的代码数目中可识别所需的长代码。
再参照图7给出具体的描述。在步骤S26中，在长代码同步时序上基带接收信号与一个合成代码的段相关后，即使在基带接收信号正在被输入到复合型匹配滤波器18中时，
(1)在由一个子码输入基带接收信号时连续地存储信号电平探测器22的输出；
(2)所存储的多个电功率值相互进行比较；
(3)在所存储的多个电功率值中选择最大电功率值；
(4)保存与这个最大电功率值相对应的代码数。
将所保存的最大电功率值与阈值计算器5计算的预定阈值进行比较。如果所保存在最大电功率值超过这一阈值，过程进到步骤S27。否则，过程进到步骤S28。
当过程经S28、S29和S25返回到S26时，探测基带接收信号与下一个合成代码的段之间的相关。然而，如上所述，这一步是在基带接收信号的M子码已经被新输入到复合型匹配滤波器18后进行的。因此，可以任意地设定被连续地存储的信号电平探测器22输出的电功率值的数目，只要该数目小于或等于M。反之，能够确定与被连续存储的子码数目相对应的M值。
图10示出图4中所示的复合型匹配滤波器18的一个例子。由于匹配滤波器的电功耗低，能够进一步降低应用于本发明中的移动台的电功耗。
为了使附图简化，这里所示的扩展代码序列由6比特组成，具有6个延迟级。然而，对于实际的扩展代码序列，实际上可用很长的代码序列，实际安装在匹配滤波器18中的级数与实际扩展代码序列相对应。
通过控制取样时序的控制器32，可分配各个基带接收信号Si和Sq并依次地输入到一个取样保持器31-1-31-6。每个取样保持器31-1-31-6的输出在乘法器33-1-33-6中被产生扩展代码序列的扩展代码发生器35的输出相乘，然后在加法器36-41中相加，输出相关值Vr。从参考电压发生器34将参考电压输入到乘法器33-1-33-6。
每个取样保持器31-1-31-6具有一个由控制器32控制的模拟开关、一个电容器C1、和一个倒相放大器Amp。每个加法器36-41具有连接到多个输入端的电容器和一个倒相放大器Amp。在这个匹配滤波器18中，在取样保持器31-1-31-6和加法器36-41中的输入端与模拟工作电路(神经工作放大器)之间连接有电容器。
图11示出图10(a)中所示的倒相放大器Amp。开关51串联在电源Vdd与倒相放大器Amp之间。功率控制器58控制开关51，只有在需要时触发倒相放大器Amp。CMOS倒相器52-54为级联式连接。输入端Vi是CMOS倒相器52的输入，输出端Vo是CMOS倒相器54的输出。在两个端子之间装有反馈电容Cf。
倒相放大器Amp采用倒相器作为放大器，通过它，CMOS倒相器的输出从高电平转移到低电平或者从低电平转移到高电平。倒相放大器Amp具有奇数级的CMOS倒相器，例如，图中所示的三级CMOS倒相器。电阻R1和R2对在CMOS倒相器53级之间的电源电压分压从而控制放大器Amp的增益。在输出端Vo与接地之间装一个电容器Cg，进行相位调节。电阻R1和R2和电容Cg可防止倒相放大器Amp振荡。
图14示出经电容器提供输入电压的模拟工作电路。输入电压V1和V2分别经电容C1和C2提供给倒相放大器Amp。由于倒相放大器Amp的电压放大因子很大，在这个倒相放大器的输入端，在B点的电压值Vb几乎保持不变。B点连接至构成CMOS倒相器52的晶体管的栅极和电容器C1、C2和Cf。相对任何电源，B点处在浮动状态。
因此，如果在初始状态中每个电容器C1、C2和Cf中存储的电荷为0，那么，即使在提供输入电压V1和V2时，在这些电容器中存储的电荷的总量保持为0。这个观察结果可用用电荷守恒公式表示：
C1(V1-Vb)+C2(V2-Vb)+Cf(V输出-Vb)＝0            (1)
这里，符号C1、C2和Cf代表电容器C1、C2和Cf的电容。每个输入电压V1和V2按下式由相对B点参考电压Vb测量的电压所代替。
V(1)＝V1-Vb，V(2)＝V2-Vb，V′(输出)＝V输出-Vb   (2)
然后可导出下列方程
V(输出)＝-{(C1/Cf)V(1)+(C2/Cf)V(2)}             (3)
换句话说，通过使相对Vb测量的输入电压V(i)与代表输入电容Ci与反馈电容Cf之比的系数(Ci/Cf)乘积的和的极性反相，而获得输出电压Vo。输出电压V’是模拟工作电路(神经工作放大器)的输出。
取样保持器31-1-31-6是图14中所示的模拟工作电路(神经工作放大器)的特定类型，它仅有一个输入端。如果输入电容C1与反馈电容Cf的值相等，根据方程式(3)，输出电压变为-V(1)。换句话说，当控制器32打开输入开关时，基带接收信号的电压反相并输出。
控制器32通过依次地给取样保持器31-1-31-6提供控制信号而控制取样保持器31-1-31-6。每个控制信号关闭和顺序地打开安装在各个取样保持器31-1-31-6中的模拟开关，在扩展调制信号的每个子码的时序上，接受输入电压。用这种方式，由每个取样保持器31-1-31-6接受与一个扩展代码序列周期相对应的接收信号，使接收信号的极性反相，输出该接收信号。将取样保持器31-1-31-6的输出分别输入到乘法器33-1-33-6中。每个乘法器33-1-33-6有两个结构相同的多路复用传输器MUX1和MUX2。
图12示出图10中所示的多路传输器MUX1。当从扩展代码发生器35提供的控制信号Si为“1”(高电平)时，传输门56变为导通，传输门57变为非导通。在这种情况下，从取样保持器31-1提供的输入信号Vin作为输出信号Vout而输出。控制信号Si为“0”(低电平)时，传输门57变为导通的，传输门56变为非导通的。在这种情况下，从参考电压发生器34提供的输入信号Vr作为输出信号Vout而输出。
第二多路复用器电路MUX2的传输门56和57的输入连接与第一多路复用器电路MUX1的传输门的输入连接相反。换句话说，将参考电压提供到传输门56，将取样保持电路31-i的输出电压Vin提供到传输门57。
从扩展代码发生器35输出的扩展代码序列，将与乘法器33-i的比特相对应的数据输入到控制信号输入端Si。第一多路复用器电路MUX1的输出信号Vout变为乘法器33-i的H-输出，第二多路复用器电路MUX2的输出信号Vout变为乘法器33-i的L-输出。
接着，当作为控制信号Si而提供的扩展代码的比特为“1”时，多路复用器MUX1输出采样保持电路31-i的输入电压，多路复用器MUX2输出参考电压发生器34的参考电压Vr。另一方面，当与扩展代码相对应的比特为“0”时，多路复用器MUX1输出参考电压Vr，多路复用器MUX2输出来自采样保持电路31-i的输入电压。
图13示出参考电压发生器Vref。开关51串接在电源Vdd与参考电压发生器Vref之间。电功率控制器58控制开关51。开关51只有在需要时才触发参考电压发生器Vref。CMOS倒相器82-84与图11中所示的级联连接的CMOS倒相器相同。然而，在图13中简化了它们的电路符号。与图11中所示的倒相放大器Amp相似，安装了控制增益的电阻R3和R4和作相位调制的电容器Ch。Ch也表示电容器的电容。
这个参考电压发生器Vref使其输出电压稳定在其输入电压与输出电压相等的电平上。通过设定每个CMOS倒相器82-84的阈值，该参考电压发生器Vref能够产生所需的参考电压Vr。这里
Vr＝Vdd/2＝Vb
从而能够扩展动态范围。因此，当参考电压Vr是从乘法器33-1-33-6的H-输出或L-输出输出时，根据方程式(3)，基带接收信号变为0。
将乘法器33-1-33-3中MUX1的输出(H-输出)输入到加法器36。在加法器36中，将与各个乘法器33-1-33-3相对应的输入电容器C2、C3和C4的大小分别设定为反馈电容Cf的1/3。
根据上述的V’out的方程式，可输出大小为乘法器33-1-33-3输出电压之和1/3的电压。这个输出电压的极性与输入到这个匹配滤波器18中的基带接收信号的电压的极性相同。将乘法器33-4-33-6的H-输出输入到加法器38，与上述情况一样，它输出大小为乘法器33-4-33-6输出电压之和的电压。这个电压的极性也与基带接收信号的极性相同。
将加法器36和38的输出输入到加法器40。与这个加法器40有关的输入电容器C5和C6的值都设定为反馈电容Cf值的1/2。加法器40输出大小为加法器36输出1/2与加法器38输出1/2之和的电压。这个电压的极性与基带接收信号的极性相反。
另一方面，将任一乘法器33-1-33-3的MUX2的输出(L-输出)输入到加法器37。加法器37输出大小为乘法器33-1-33-3输出电压之和的电压。此外，将乘法器33-4-33-6的L-输出输入到加法器39。与上述情况一样，加法器39输出大小为乘法器33-4-33-6输出电压之和的电压。这些输出电压的极性都与基带接收信号的极性相同。
加法器40、37和39的输出被输入到加法器41。将与加法器40输入相对应的加法器41的输入电容C7设定与反馈电容Cf相等。由于与加法器37和39相对应的输入电容器C8和C9的电容被设定为Cf值的1/2，加法器41输出大小为加法器40输出电压与加法器37和39输出电压1/2之和的电压。因此，加法器41提供第一之和与第二之和之间的电压差。第一和数是由连接到乘法器33-i的取样保持电路31-i的输出所形成的，并从扩展代码发生器35提供扩展代码序列中的“1”给乘法器33-i。第二和数是由连接到乘法器33-i的取样保持电路31-i的输出所形成的，并从扩展代码发生器35提供扩展代码序列中的“0”给乘法器33-i。换句话说，基带接收信号与扩展代码序列之间的相关值是从这个加法器41输出的。
为了防止最大电压超过电源电压，加法器40输出大小为输入电压之和1/2的电压，加法器41对这个电压与加法器37和39电压1/2相加。
在相关值已经从加法器41输出后，在基带接收信号的下一个时序，新输入的子码被输入到取样保持器31-1-31-6中之一，在这些取样保持器中，已经取样保持了基带接收信号的最早子码。与此同步，扩展代码发生器35使扩展代码序列移位一个子码并输出。重复进行上述操作，在以上规定的时序上，获得基带接收信号与相同扩展代码序列的相关值。由于一旦已经取样保持到取样保持器31-1-31-6的基带接收信号不需要被移位，因此可以防止误差。用这种方法，通过依次地将基带接收信号分配到取样保持器31-1-31-6并使扩展代码序列移位，这种匹配滤波器18能够进行相关操作处理。
根据这种匹配滤波器18，通过基于电容耦合的模拟处理进行操作。因此，与数字处理相比，能够极大地减少电路，由于操作是并行进行的，能够在高速度下进行处理。此外，每个电路的输入和输出都是电压信号，能够将电功耗维持在极低的水平。
以上说明表示这种情况的例子，基站的发射器对采用二进制代码的发射数据作扩展调制而获得的发射信号进行QPSK-调制和发送，移动台的接收器在对接收信号进行QPSK调制后，对采用二进制代码的接收信号进行去扩展，以补偿由于衰落等因数造成的相位变化。另一方面，基站可以对发射信号进行BPSK调制，在接收器中能够对接收信号进行BPSK解调。此外，数据调制和扩展编代码的调制器不限于某些特定形式。因此，利用基本上相同的结构，能够自由地采用和获得不同调制***的组合。例如，能够对采用复合代码序列的发射数据扩展调制而获得的发射信号进行QAM调制和发送。
根据本发明，由于在初始小区搜索时，基于长代码同步时序在匹配滤波器18中识别长代码，因此，能够在高速度下进行初始同步化。由于是基于新基站BS的长代码同步时序在匹配滤波器18中识别被移交基站的长代码，在相邻小区搜索期间也能够在高速度下进行初始同步化。此外，通过采用模拟操作电路(神经工作放大器)的匹配滤波器，能够提供消耗电功率很少的接收器。与匹配滤波器与相关器组合使用的传统两步小区搜索方法不同，本发明仅采用一个公共匹配滤波器。因此，电路能够做得很小，简化了***构造。

Claims (16)

1.一种用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的初始同步方法，其特征在于所述方法使用多个合成的扩展代码序列，每个合成扩展代码序列由相应于小区的长代码和相应于通信信道的多个短代码中的一个短代码所合成，其中把多个短代码中的特定短代码分配给小区的控制信道，所述方法包括以下步骤：
(1)在基站的控制信道中接收控制信号，在每个长代码周期中，只由特定短代码来扩展所述控制信号的一部分，而控制信号的其它部分由一个合成扩展代码序列来扩展；
(2)使控制信号与特定短代码相关，以产生一相关信号；
(3)根据相关信号来确定控制信号的长代码同步时序；
(4)检测控制信号与合成扩展代码序列的段之间的相关，合成扩展代码序列由不同的长代码和特定的短代码所合成，从取得第一段的第一合成扩展代码序列中的第一位置开始，从各个合成扩展代码序列的一部分中取得每个段，在相继的合成扩展代码序列中，从每个相继合成扩展代码序列中的一个位置开始，该位置离从前一合成扩展代码序列取得前一段的位置偏移预定的偏移量，所述预定偏移量比每个段的长度短，通过长代码同步时序来合成控制信号和每个段；以及
(5)根据相关信号的电功率来识别以不同长代码中的哪一个长代码来合成相应于控制信号的所述一个合成扩展代码序列。
2.如权利要求1所述的初始同步方法，其特征在于检测步骤包括依次以相继的一个段来替换现存的一个段的步骤，控制信号的长度基本上等于新输入匹配滤波器的偏移量。
3.一种用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的接收机，所述接收机使用多个合成扩展代码序列，每个合成扩展代码序列由相应于小区的不同长代码和相应于通信信道的多个短代码中的一个短代码所合成，其中把每个小区所共同的特定短代码分配给控制信道，所述接收机包括：
(1)扩展代码产生装置，所述装置输出不同长代码与特定短代码所合成的合成扩展代码序列的段，从取得第一段的第一合成扩展代码序列的第一位置开始，从各个合成扩展代码序列的一部分取得每个段，在相继的合成扩展代码序列中，从每个相继合成扩展代码序列中的一个位置开始，所述位置离从前一合成扩展代码序列取得前一段的位置偏移预定的偏移量，所述偏移量比每个段的长度短；
(2)匹配滤波器，所述滤波器找出扩展代码产生装置输出的段与接收到的信号之间的相关；
(3)长代码合成时序确定装置，所述装置根据特定短代码和接收信号之间的相关来确定相应基站发射的长代码同步时序；以及
(4)长代码识别装置，所述装置：
(a)根据长代码同步时序把来自扩展代码产生装置的第一段输入匹配滤波器；
(b)每当把基本上等于偏移量的接收到信号的长度输入匹配滤波器时，依次提供一个相继的段；以及
(c)根据匹配滤波器输出信号中的电功率大小来识别从相应基站发射的长代码。
4.如权利要求3所述的用于CD-CDMA基站间异步蜂窝式***的接收机，其特征在于：
(1)扩展代码产生装置还输出特定短代码；以及
(2)长代码同步时序确定装置：
(a)把来自扩展代码产生装置的特定短代码装入匹配滤波器；以及
(b)根据匹配滤波器输出信号中电功率的大小来确定从基站发射的长代码同步时序。
5.如权利要求3或4中任一项所述的用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的接收机，其特征在于所述匹配滤波器包括：
(1)多个采样保持器；
(2)多个乘法器，所述乘法器响应于扩展代码产生装置的输出把每个采样保持器的每一个输出输出给第一输出端和第二输出端中的一个输出端；
(3)第一模拟加法电路，所述电路把每个乘法器第一输出端的输出相加；
(4)第二模拟加法电路，所述电路把每个乘法器第二输出端的输出相加；以及
(5)第三模拟加法电路，所述电路从第二模拟加法电路的输出中减去第一模拟加法电路的输出。
6.一种用于DS-CDMA基站间异步蜂窝式***的移动电台，所述移动电台使用多个合成扩展代码序列，每个合成扩展代码序列由(a)对应于小区的长代码和(b)对应于通信信道的多个短代码中的一个短代码所合成，其特征在于把每个小区所共同的特定短代码分配给控制信道，所述移动电台包括：
(1)接收机，用于接收携带合成扩展代码序列的高频信号并提供携带中频合成扩展代码序列的输出信号；
(2)解调器，用于对来自接收机的输出信号进行解调并提供对应于合成扩展代码序列的基带信号；
(3)扩展代码发生器，用于输出合成扩展代码序列的段，每个合成扩展代码序列由相应于各个小区的不同长代码和特定短代码所合成，从取得第一段的第一合成扩展代码序列的第一位置开始，从各个合成扩展代码序列的一部分取得每个段，在相继的合成扩展代码序列中，从每个相继合成扩展代码序列中的一个位置开始，所述位置离从前一合成扩展代码序列取得前一段的位置偏移预定的偏移量，所述偏移量比每个段的长度短；
(4)匹配滤波器，用于找出扩展代码发生器输出的段与基带信号之间的相关；
(5)长代码同步时序确定器，用于根据特定短代码和基带信号之间的相关来确定相应基站发射的长代码同步时序；以及
(6)长代码识别器，用于：
(a)根据长代码同步时序把来自扩展代码产生装置的第一段装入匹配滤波器；
(b)每当在把基本上等于偏移量的基带信号的长度输入匹配滤波器时，依次提供和替换一个相继的段；以及
(c)根据匹配滤波器输出信号中的电功率大小来识别从相应基站发射的长代码。
7.如权利要求6所述的移动电台，其特征在于：
(1)扩展代码产生装置还输出特定短代码；以及
(2)长代码同步时序确定装置：
(a)把来自扩展代码产生装置的特定短代码装入匹配滤波器；以及
(b)根据匹配滤波器输出信号中电功率的大小来确定从基站发射的长代码同步时序。
8.如权利要求6或7中任一项所述的移动电台，其特征在于匹配滤波器包括：
(1)多个采样保持器；
(2)多个乘法器，所述乘法器响应于扩展代码产生装置的输出把每个采样保持器的一个输出输出给第一输出端和第二输出端中的一个输出端；
(3)第一模拟加法电路，所述电路把每个乘法器第一输出端的输出相加；
(4)第二模拟加法电路，所述电路把每个乘法器第二输出端的输出相加；以及
(5)第三模拟加法电路，所述电路从第二模拟加法电路的输出中减去第一模拟加法电路的输出。
9.如权利要求6所述的移动电台，其特征在于还包括在匹配滤波器的输出和长代码识别器之间电气连接的信号电平检测器，所述信号电平检测器如此配置，从而可检测电功率并对长代码识别器提供功率-电平-指示信号。
10.如权利要求9所述的移动电台，其特征在于解调器是正交解调器，匹配滤波器是复合型匹配滤波器。
11.如权利要求10所述的移动电台，其特征在于还包括相位修正模块，用于修正复合型匹配滤波器正交输出之间的相位差并提供相位修正的输出信号。
12.如权利要求11所述的移动电台，其特征在于还包括连到相位修正的输出信号的瑞克合成器。
13.如权利要求12所述的移动电台，其特征在于还包括连到正交输出端以检测其中延迟的延迟检测器，以及响应于延迟检测器的帧同步器，用于给相位修正模块提供帧时序信号。
14.如权利要求13所述的移动电台，其特征在于还包括多路选择器，响应于功率-电平-指示信号，选择正交输出中超出较低峰值的较高峰值并对相位修正模块提供一选择信号。
15.如权利要求9所述的移动电台，其特征在于所述长代码识别器包括把当前合成的扩展代码序列中的长代码通知扩展代码发生器的装置。
16.如权利要求15所述的移动电台，其特征在于通知扩展代码发生器的装置包括把数字代码值传输到扩展代码发生器的装置，所述数字代码值只与一个合成扩展代码序列有关，从而它表示用于仅合成一个合成扩展代码序列的长代码。
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