CN110082583B - 半导体器件、负载驱动***和检测电感器电流的方法 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及半导体器件、负载驱动***和检测电感器电流的方法。监测电路监测施加到高侧晶体管的栅极的栅极电位或者监测在输出端子处生成的输出电位，并且基于所监测的结果生成高侧采样定时和高侧保持定时中的一个或两个。电流检测电路检测在电感器中流动的电感器电流，并且生成与电感器电流成比例的第一检测电压。采样保持电路响应于高侧采样定时而开始第一检测电压的采样操作，并且响应于高侧保持定时而开始第一检测电压的保持操作，以便输出第二检测电压。

Description

半导体器件、负载驱动***和检测电感器电流的方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2018年1月25日提交的日本专利申请No.2018-010234的优先权，其内容通过引用并入本申请中。
技术领域
本发明涉及一种半导体器件、负载驱动***和检测电感器电流的方法，并且涉及一种技术，其中例如，用作负载的电感器中流动的电感器电流由PWM(脉冲宽度调制)来控制。
背景技术
日本专利申请特愿公开No.2011-97434(专利文献1)公开了一种电流控制的半导体器件，其包括连接到螺线管并且由PWM控制的高侧MOSFET、检测在高侧MOSFET中流动的电流并且将该电流转换为电压的电流电压转换电路、以及对转换后的电压进行数字转换的AD转换器。
发明内容
通常，在电力电子领域中，广泛地使用如下***：其中通过PWM来控制开关元件，以执行对在电感器中流动的电感器电流的反馈控制。在这样的***中，需要使用专利文献1等中公开的方法来检测电感器电流。此时，为了使***以高准确度执行控制，优选的是，以高准确度检测电感器电流。然而，如在例如专利文献1中公开的，其中对电流电压转换电路的输出进行直接数字转换的这种配置经常会导致电感器电流的检测值的相对大的误差。
鉴于这种情况提供了下面描述的实施例，并且从本说明书中的描述并且参考附图，其他问题和新颖特征将是很清楚的。
根据本发明的一个实施例的一种半导体器件包括高侧晶体管、PWM信号生成电路、监测电路、电流检测电路和采样保持电路。高侧晶体管耦合在高电位侧电源电位与输出端子之间，并且当高侧晶体管被控制为导通时，允许电力经由输出端子累积在电感器中。PWM信号生成电路生成控制高侧晶体管的导通/截止的PWM信号。监测电路监测施加到高侧晶体管的控制输入节点的高侧控制输入电位或者监测在输出端子处生成的输出电位，并且基于所监测的结果生成高侧采样定时和高侧保持定时中的一个或两个。电流检测电路检测在电感器中流动的电感器电流，并且生成与检测到的电流成比例的第一检测电压。采样保持电路响应于高侧采样定时而开始第一检测电压的采样操作，并且响应于高侧保持定时而开始第一检测电压的保持操作，以输出第二检测电压。
根据上述实施例，可以以高准确度检测电感器电流。
附图说明
图1是示出根据本发明的一个实施例的负载驱动***的主要部分的基本配置示例的示意图；
图2是示出根据本发明的第一实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图3是示出图2的负载驱动***的操作示例的波形图；
图4是示出图2的监测电路的配置示例及其周围环境的框图；
图5A是示出图4的输出电位检测电路的配置示例的电路图；
图5B是示意性地示出图5A的操作示例的波形图；
图6是示出根据本发明的第一实施例的检测负载驱动***中的电感器电流的方法的示例的流程图；
图7是示出应用了根据本发明的第一实施例的负载驱动***的汽车的配置示例的示意图；
图8是示出图7的电子控制装置的配置示例的示意图；
图9是示出图8的DC-DC转换器的配置示例的示意图；
图10是示出根据本发明的第二实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图11是示出图10的负载驱动***的操作示例的波形图；
图12是示出图10的监测电路的配置示例及其周围环境的框图；
图13A是示出图12的高侧导通/截止检测电路的配置示例的电路图；
图13B是示意性地示出图13A的操作示例的波形图；
图14是示出根据本发明的第二实施例的检测负载驱动***中的电感器电流的方法的示例的流程图；
图15是示出根据本发明的第三实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图16是示出图15的负载驱动***的操作示例的波形图；
图17是示出根据本发明的第四实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图18是示出根据本发明的第五实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图19是示出作为关于本发明的比较示例而给出的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图；
图20A和图20B是示出图19的电流检测电路的配置示例的示意图；以及
图21是示意性地示出图19的负载驱动***的操作示例的波形图。
具体实施方式
在下面描述的实施例中，为方便起见，如果需要，将在多个部分或实施例中描述本发明。然而，除非另有明确说明，否则这些部分或实施例彼此不是不相关的，并且一个部分或实施例部分地或完全地对应于作为修改、详细或补充说明等的另一部分或实施例。另外，在下面描述的实施例中，当涉及部件的数目(包括件数、数值、数量和范围)时，该数目不限于指定的数目，并且可以小于或大于该数目，除非另有明确规定或除非从上下文中明显指出该数目原则上限于指定数目。
此外，在下面描述的实施例中，不言而喻，每个部件(包括元素步骤)不是必不可少的，除非另有明确说明或者除非从上下文中很清楚该部件原则上是必不可少的。同样地，在下面描述的实施例中，当涉及部件的形状、位置关系等时，包括基本上近似的形状、类似的形状等，除非另有明确说明或者除非从上下文中很清楚部件的形状、位置关系等原则上不同。这同样适用于上述数值和范围。
在下文中，将参考附图详细描述本发明的实施例。注意，在用于描述实施例的所有附图中，相同的构件通常由相同的附图标记表示，并且适当地省略其多余的描述。
(第一实施例)
<<负载驱动***的概述和问题(比较示例)>>
图19是示出作为关于本发明的比较示例而给出的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。图20A和图20B是示出图19的电流检测电路的配置示例的示意图。例如，图19所示的负载驱动***包括由单个半导体芯片构成的半导体器件DEV’、由半导体器件DEV’驱动并且用作负载的电感器L1、生成电池电源电位VB的电池电源、和生成芯片电源电位VCC的芯片电源。电池电源电位VB的范围是例如5V至45V，并且通常是大约13V等。芯片电源电位VCC例如是几伏，并且通常是3.3V等。
半导体器件DEV’包括电源端子PNvb和PNvc以及用作外部端子的输出端子PNo、驱动器单元DVU、预驱动器单元PDVU、PWM信号生成电路PWMG、补偿器PIC、电流检测电路IDT和误差检测器SUB。电池电源电位VB被提供给电源端子PNvb，并且芯片电源电位VCC被提供给电源端子PNvc。电感器L1耦合到输出端子PNo并且用作负载。
驱动器单元DVU包括高侧驱动器HSD和低侧驱动器LSD，高侧驱动器HSD包括高侧晶体管QH和续流二极管DH，低侧驱动器LSD包括低侧晶体管QL和续流二极管DL。在该示例中，高侧晶体管QH和低侧晶体管QL是n沟道型MOSFET。高侧晶体管QH和续流二极管DH并联耦合在电池电源电位VB与输出端子PNo之间。低侧晶体管QL和续流二极管DL并联耦合在输出端子PNo与地电源电位GND之间。
高侧晶体管QH由PWM信号控制，并且当高侧晶体管QH被控制为导通时，允许电力经由输出端子PNo累积在电感器L1中。图19示出了此时在电感器L1中流动的电感器电流IL的电流路径SPH。另一方面，低侧驱动器LSD的具有其与高侧晶体管QH互补地控制的导通/截止，并且当低侧驱动器LSD被控制为导通时，允许电感器电流IL回流。图19示出了此时的电感器电流IL的电流路径RPH。在本说明书中，在电流路径SPH中流动的电感器电流IL被称为“驱动电流”，并且在电流路径RPH中流动的电感器电流IL被称为“返回电流”。当低侧晶体管QL被控制为导通时，低侧晶体管QL执行同步整流，并且代替续流二极管DL允许返回电流流动。
电流检测电路IDT通过以图20A和20B所示的配置为代表的各种配置来检测电感器电流IL，并且生成与电感器电流IL成比例的检测电压VIS。图20A所示的电流检测电路IDTa是分流电阻器电路，并且包括放大器电路AMP和用作电流传感器ISEN的感测电阻性元件Rs。感测电阻性元件Rs与电感器L1串联耦合，并且放大器电路AMP检测感测电阻性元件Rs的两端处的电压，以便输出检测电压VIS。
图20B所示的电流检测电路IDTb是感测晶体管电路，并且包括电压转换电阻性元件Rc以及用作电流传感器ISEN的感测晶体管QSh和QSl。感测晶体管QSh的导通/截止由高侧晶体管QH的导通/截止控制电压(栅极源极电压VGSH)来控制，并且允许与在高侧晶体管QH中流动的电流成比例的电流(根据晶体管尺寸比率的电流)在其中流动。同样，感测晶体管QSl的导通/截止由低侧晶体管QL的导通/截止控制电压(栅极源极电压VGSL)来控制，并且允许与在低侧晶体管QL中流动的电流成比例的电流在其中流动。电压转换电阻性元件Rc将在感测晶体管QSh和QSl中流动的电流转换为检测电压VIS。
在图19中，误差检测器SUB检测检测电压VIS与对应于预定目标电流的目标电压TGT之间的误差。例如,补偿器PIC使用比例(P)和积分(I)控件等来确定PWM占空比，使得检测电压VIS的平均值(即，电感器电流IL)与目标电压TGT(即，目标电流)之间的误差接近于零。PWM信号生成电路PWMG实现PWM占空比，并且生成用作控制高侧晶体管QH的导通/截止的PWM信号的高侧切换信号HS和作为高侧切换信号HS的互补信号(更具体地，包括死区时间段)的低侧切换信号LS。
预驱动器单元PDVU包括预驱动器PDVh和PDV1。预驱动器PDVh通过电源电位VCC(即，高侧电源电位“VO+VCC”)进行操作，其中在输出端子PNo处生成的输出电位VO用作参考电位。预驱动器PDVh接收高侧切换信号HS并且允许用作控制输入电位的栅极电位VGH被施加到高侧晶体管QH的栅极(控制输入节点)。换言之，预驱动器PDVh允许用作导通/截止控制电压的栅极源极电压VGSH(＝VGH-VO)被施加在高侧晶体管QH的栅极与源极之间。
预驱动器PDV1通过电源电位VCC进行操作，其中地电源电位GND用作参考电位。预驱动器PDV1接收低侧切换信号LS并且允许栅极电位(控制输入电位)VGL被施加到低侧晶体管QL的栅极。换言之，预驱动器PDV1允许栅极源极电压(导通/截止控制电压)VGSL(＝VGL)被施加在低侧晶体管QL的栅极与源极之间。
图21是示意性地示出图19的负载驱动***的操作示例的波形图。在图21中，在时间t1之前，高侧晶体管QH处于截止状态，并且低侧晶体管QL处于导通状态。处于该状态的低侧晶体管QL允许返回电流在图19的电流路径RPH中流动。因此，输出电位VO变为地电源电位GND电平。在时间t1到时间t2期间，随着低侧切换信号LS从导通电平转变为关断电平，高侧晶体管QH和低侧晶体管QL都处于截止状态。在这种状态下，低侧续流二极管DL代替低侧晶体管QL允许返回电流流动。因此，输出电位VO的电压相对于用作参考电位的地电源电位GND减小了续流二极管DL的正向电压VF。
在时间t2到时间t3期间，随着高侧切换信号HS从关断电平转变为导通电平，高侧晶体管QH的栅极源极电压VGSH上升。此时，由于高侧晶体管QH的寄生电容很大，因此栅极源极电压VGSH逐渐上升。在时间t3，高侧晶体管QH处于弱导通状态，并且允许驱动电流在电流路径SPH而不是在图19的电流路径RPH中流动。另外，当如上所述切换电流路径时，续流二极管DL截止，并且输出电位VO经由处于弱导通状态的高侧晶体管QH开始上升。
在时间t3到时间t4期间，输出电位VO朝向实质的电池电源电位VB电平变化。在此期间，随着输出电位VO的变化，栅极源极电压VGSH变得基本上恒定。当输出电位VO在时间t4达到实质的电池电源电位VB电平时，栅极源极电压VGSH再次开始上升。在时间t4到时间t5期间，栅极源极电压VGSH朝向电源电位VCC电平逐渐上升，并且高侧晶体管QH转变为强导通状态。
在时间t6到时间t7期间，随着高侧切换信号HS从导通电平转变为关断关断电平，栅极源极电压VGSH逐渐下降。当栅极源极电压VGSH在时间t7下降到预定电压电平时，高侧晶体管QH转变为弱导通状态，并且输出电位VO开始下降。在时间t7到时间t8期间，输出电位VO朝向低于地电源电位GND电平的电平变化。在此期间，随着输出电位VO的变化，栅极源极电压VGSH变得基本上恒定。
在时间t8到时间t9期间，当输出电位VO达到相对于用作参考电位电平的地电源电位GND电平减小了正向电压VF的值时，低侧续流二极管DL导通并且允许返回电流在电流路径RPH而不是电流路径SPH中流动。另外，当如上所述切换电流路径时，高侧晶体管QH从弱导通状态转变为截止状态，并且栅极源极电压VGSH朝向零电平逐渐减小。在时间t9，随着低侧切换信号LS从关断关断电平转变为导通电平，低侧晶体管QL转变为导通状态并且代替续流二极管DL允许返回电流流动。
从时间t1到时间t2的时段是与高侧晶体管QH的导通操作(低侧晶体管QL的截止操作)相关联的死区时间段Tdh，并且从时间t6到时间t9的时间段是与低侧晶体管QL的导通操作(高侧晶体管QH的截止操作)相关联的死区时间段Td1。死区时间段Tdh是输出电位VO的值被改变了正向电压VF、使得返回电流的电流路径RPH从低侧晶体管QL切换到续流二极管DL的时段。另一方面，死区时间段Td1是输出电位VO的值被改变了实质的电池电源电位VB，使得流过高侧晶体管QH的驱动电流的电流路径SPH被切换到流过续流二极管DL的返回电流的电流路径RPH。输出电位VO的变化量的这种差异导致死区时间段Td1变得比死区时间段Tdh长。
这里，如上所述，输出电位VO在时间t1到时间t4期间以及在时间t7到时间t9期间改变。如图21所示，当输出电位VO改变时，检测电压VIS变为这样的值，其中噪声叠加在与电感器电流IL成比例的电压上。另外，根据电路配置，在电流检测电路IDT中稳定可以使噪声在时间t4到时间t5期间以及在时间t6到时间t7期间叠加在检测电压VIS上。
补偿器PIC确定PWM占空比使得例如检测电压VIS的平均值与目标电压TGT之间的误差接近于零。因此，在检测电压VIS中出现的噪声将导致与检测电压VIS的平均值相关联的误差增加，从而电感器电流IL将被控制在偏离目标电压TGT的值(即，电感器电流IL的目标电流)处。结果，难以相对于目标电流以高准确度来控制电感器电流IL。因此，使用下面描述的实施例的配置是有利的。
<<负载驱动***的基本配置(主要实施例)>>
图1是示出根据本发明的一个实施例的负载驱动***的主要部分的基本配置示例的示意图。图1所示的负载驱动***与图19的配置示例的不同之处在于，半导体器件DEV包括监测电路MNI和采样保持电路SH。监测电路MNI监测施加到高侧晶体管QH的栅极(控制输入节点)的栅极电位(控制输入电位)VGH，或者监测在输出端子PNo处生成的输出电位VO。另外，监测电路MNI基于所监测的结果生成高侧采样定时HSPL和高侧保持定时HHLD中的一个或两个。
监测电路MNI还监测施加到低侧晶体管QL的栅极的栅极电位VGL(即，作为栅极电位VGL与地电源电位GND之间的电位差的栅极源极电压(导通/截止控制电压)VGSL)。监测电路MNI基于所监测的结果生成低侧采样定时LSPL和低侧保持定时LHLD。
采样保持电路SH响应于高侧采样定时HSPL而开始从电流检测电路IDT传输的检测电压VIS的采样操作，并且响应于高侧保持定时HHLD而开始检测电压VIS的保持操作。另外，采样保持电路SH响应于低侧采样定时LSPL而开始检测电压VIS的采样操作，并且响应于低侧保持定时LHLD而开始检测电压VIS的保持操作。采样保持电路SH执行采样操作和保持操作以便输出检测电压VISH。与图19的情况不同，误差检测器SUB检测检测电压VISH与目标电压TGT之间的误差。
<<负载驱动***的配置(第一实施例)>>
图2是示出根据本发明的第一实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。在图2的负载驱动***中，半导体器件DEVa内的监测电路MNIa监测输出端子PNo处的输出电位VO以便生成高侧钳位信号HCLPa。高侧采样定时HSPL和高侧保持定时HHLD分别由高侧钳位信号HCLPa的上升沿和下降沿确定。
另外，监测电路MNIa监测低侧晶体管QL的栅极电位VGL(＝栅极源极电压VGSL)以便生成低侧导通/截止检测信号LGS。低侧采样定时LSPL和低侧保持定时LHLD分别由导通/截止检测信号LGS的上升沿和下降沿确定。采样保持电路SH使用对应的定时(HSPL、HHLD、LSPL和LHLD)执行采样操作和保持操作，以便输出检测电压VISHa。
<<负载驱动***的操作(第一实施例)>>
图3是示出图2的负载驱动***的操作示例的波形图。在时间t10到时间t11期间，高侧切换信号HS从“L”电平(关断电平)转变为“H”电平(导通电平)。作为响应，输出电位VO朝向电池电源电位VB上升，其中栅极源极电压VGSH处于基本上恒定的状态(高侧晶体管QH处于弱导通状态)，如参考图21所述。
在时间t11处，输出电位VO上升到作为电池电源电位VB附近的电位电平的确定电位VJ。当输出电位VO上升到确定电位VJ时，监测电路MNIa允许高侧钳位信号HCLPa上升，以便生成高侧采样定时HSPL。确定电位VJ被设置为比例如电池电源电位VB低了确定裕度电压ΔVJ的值。确定裕度电压ΔVJ被设置为低于电池电源电位VB(诸如13V)的大约40％的值(诸如大约5V)，并且被设置为与例如电源电位VCC相同的大小(诸如3.3V)等。
在时间t11到时间t12期间，高侧切换信号HS从“H”电平转变为“L”电平。作为响应，输出电位VO朝向比地电源电位GND低了正向电压VF的电位电平下降，其中栅极源极电压VGSH处于基本上恒定的状态(高侧晶体管QH处于弱导通状态)，如参考图21所述。在该过程期间的时间t12处，输出电位VO下降到确定电位VJ。当输出电位VO已经下降到确定电位VJ时(即，当输出电位VO开始下降时)，监测电路MNIa允许高侧钳位信号HCLPa下降，以便生成高侧保持定时HHLD。
在时间t12到时间t13期间，低侧切换信号LS从“L”电平(关断电平)转变为“H”电平(导通电平)。作为响应，低侧晶体管QL的栅极源极电压VGSL(＝栅极电位VGL)朝向电源电位VCC上升，如参考图21所述。在时间t13处，监测电路MNIa检测栅极源极电压VGSL的上升，并且作为响应，允许导通/截止检测信号LGS上升，以便生成低侧采样定时LSPL。注意，用于检测该上升的确定阈值例如被设置在中间电源电位VCC电平附近。
在时间t13到时间t10期间，低侧切换信号LS从“H”电平转变为“L”电平。作为响应，低侧晶体管QL的栅极源极电压VGSL(＝栅极电位VGL)朝向零电平下降，如参考图21所述。在时间t10处，监测电路MNIa检测栅极源极电压VGSL的下降，并且作为响应，允许导通/截止检测信号LGS下降，以便生成低侧保持定时LHLD。与检测上升的情况一样，用于检测该下降的确定阈值例如被设置在中间电源电位VCC电平附近。
通过这一系列操作，采样保持电路SH在时间t12到时间t13输出作为检测电压VISHa的、在时间t12处保持的检测电压VIS，并且在时间t10到时间t11期间输出作为检测电压VISHa的、在时间t10处保持的检测电压VIS。结果，检测电压VISHa不包括如参考图21所述的噪声分量，因此，可以以高准确度地检测电感器电流IL。另外，这减小了与检测电压VISHa的平均值相关联的误差，从而可以相对于目标电压TGT(即，电感器电流IL的目标电流)以高准确度控制电感器电流IL。
可以考虑另一种配置，其中例如，高侧切换信号HS和低侧切换信号LS用于确定每个采样定时和每个保持定时。然而，在这种情况下，难以精确地避免发生噪声的时段。还可以考虑另一种配置，其中例如，在栅极源极电压VGSH处于电源电位VCC的时段期间，监测高侧晶体管QH的栅极源极电压VGSH以确定高侧采样定时(HSPL)和高侧保持定时(HHLD)。然而，尽管在这种情况下可以避免噪声，但是高侧采样时段(HS采样时段)将非常短，导致与检测电压VISHa的平均值相关联的误差的可能增加。从这样的观点来看，使用图2的配置是有利的。
<<监测电路和周围环境的详细信息>>
图4是示出图2的监测电路的配置示例及其周围环境的框图。在图4中，采样保持电路SH包括耦合在从电流检测电路IDT传输的检测电压VIS与传输到误差检测器SUB的检测电压VISHa之间的采样开关SWs、以及保持检测电压VISHa的电容器Ch。监测电路MNIa包括输出电位检测电路VODT、低侧导通/截止检测电路VGSLDT和或门OR1。
输出电位检测电路VODT监测输出电位VO以便输出高侧钳位信号HCLPa。低侧导通/截止检测电路VGSLDT监测低侧晶体管QL的栅极源极电压VGSL以便输出导通/截止检测信号LGS。低侧导通/截止检测电路VGSLDT具体地由接收例如栅极源极电压VGSL作为输入的CMOS反相器电路等构成。或门OR1执行高侧钳位信号HCLPa和导通/截止检测信号LGS的或运算，并且基于或运算的结果来控制采样开关SWs的导通/截止。
图5A是示出图4的输出电位检测电路的配置示例的电路图，并且图5B是示意性地示出图5A的操作示例的波形图。图5A所示的输出电位检测电路VODT包括p沟道型晶体管MPH1和MPH2、n沟道型晶体管MNH1、电阻性元件R1、CMOS反相器电路IV1、以及生成确定电位VJ的电压源。晶体管MPH1、MPH2和MNH1由高耐压MOSFET等构成。另一方面，CMOS反相器电路IV1由低耐压MOSFET等构成。
输出电位VO被施加到晶体管MPH1的漏极，并且确定电位VJ被施加到晶体管MPH1的栅极。通过这种配置，晶体管MPH1用作钳位晶体管，其将输出电位VO钳位在用作下限值的确定电位VJ处，并且从源极输出钳位电位。更具体地，阈值电压存在于晶体管MPH1中，使得施加到栅极的电位被确定为比确定电位VJ低了阈值电压的值。在下文中，为了便于描述本发明，将忽略这种阈值电压的影响。
电池电源电位VB被施加到晶体管MPH2的源极，并且从晶体管MPH1传输的钳位电位(即，在电池电源电位VB与确定电位VJ之间变化的信号)被施加到晶体管MPH2的栅极。作为响应，晶体管MPH2输出预定的漏极电流信号Id。漏极电流信号Id经由晶体管MNH1被施加到电阻性元件R1。
电阻性元件R1将漏极电流信号Id转换为电压信号。此时，电源电位VCC被施加到晶体管MNH1的栅极，使得晶体管MNH1将源极电位(即，由电阻性元件R1转换的电压信号的上限值)钳位在用作上限值的电源电位VCC处。CMOS反相器电路IV1通过电源电位VCC和地电源电位GND进行操作，从电阻性元件R1接收电压信号作为输入，并且输出高侧钳位信号HCLPa。
以这种方式，使用接收确定电位VJ作为栅极输入的钳位晶体管(MPH1)来配置输出电位检测电路VODT，使得可以简化电路配置并且减小电路面积。具体地，与使用由例如包括高耐压MOSFET的差分放大器电路等构成的传统比较器的情况相比，可以获取更有利的效果。
<<检测电感器电流的方法(第一实施例)>>
图6是示出根据本发明的第一实施例的检测负载驱动***中的电感器电流的方法的示例的流程图。例如，图2的电流检测电路IDT、采样保持电路SH和监测电路MNIa用作通过采样操作和保持操作来检测电感器电流IL的电流检测单元。图6示出了电流检测单元的处理内容的示例。
在图6中，高侧切换信号HS首先从关断电平转变为导通电平(步骤S101)。因此，电流检测单元基于输出电位VO的上升的所监测的结果，允许电感器电流IL的检测操作从保持操作转变为采样操作(步骤S102)。具体地，电流检测单元监测输出电位VO是否已上升到确定电位VJ。
接下来，高侧切换信号HS从导通电平转变为关断电平(步骤S103)。因此，电流检测单元基于输出电位VO的下降的所监测的结果，允许电感器电流IL的检测操作从采样操作转变为保持操作(步骤S104)。具体地，电流检测单元监测输出电位VO是否已下降到确定电位VJ。
接下来，低侧切换信号LS从关断电平转变为导通电平(步骤S105)。因此，电流检测单元基于栅极源极电压VGSL的上升的所监测的结果，允许电感器电流IL的检测操作从保持操作转变为采样操作(步骤S106)。具体地，电流检测单元监测例如栅极源极电压VGSL是否已上升到中间幅度电平。
接下来，低侧切换信号LS从导通电平转变为关断电平(步骤S107)。因此，电流检测单元基于栅极源极电压VGSL的下降的所监测的结果，允许电感器电流IL的检测操作从采样操作转变为保持操作(步骤S108)。具体地，电流检测单元监测例如栅极源极电压VGSL是否已下降到中间幅度电平。此后，处理返回到步骤S101并且以相同的方式重复。
<<负载驱动***的应用示例(第一实施例)>>
图7是示出应用了根据本发明的第一实施例的负载驱动***的汽车的配置示例的示意图。图7所示的汽车包括轮胎TR、差动齿轮DG、变速器TM、离合器CL、发动机EG、电磁阀SB、电子控制装置ECU等。电磁阀SB包括电感器L1，并且响应于在电感器L1中流动的电感器电流而控制离合器CL的液压。
图8是示出图7的电子控制装置的配置示例的示意图。图8所示的电子控制装置ECU由例如其上安装有DC-DC转换器DCC、半导体器件DEVa1等的布线基底等构成。DC-DC转换器DCC从外部连接器CNvb接收电池电源电位VB(诸如13V)，并且生成电源电位VCC(诸如3.3V)。
半导体器件DEVa1具有如图2所示的配置，并且通过接收电池电源电位VB和电源电位VCC进行操作。半导体器件DEVa1内的控制电路CTLUa1包括图2的误差检测器SUB、补偿器PIC和PWM信号生成电路PWMG。半导体器件DEVa1经由外部连接器CNo控制电磁阀SB中的电流，使得从采样保持电路SH传输的检测电压VISH(即，电磁阀SB中的电流)变为等于目标电压(目标电流)。
图9是示出图8的DC-DC转换器的配置示例的示意图。图9所示的DC-DC转换器DCC包括半导体器件DEVa2和LC电路单元LCU。LC电路单元LCU包括电感器L2和平滑电容器C2，并且输出电源电位VCC。半导体器件DEVa2具有如图2所示的整体配置，并且通过接收电池电源电位VB进行操作。然而，与图2的配置示例不同，半导体器件DEVa2控制电源电位VCC而不是电感器L2中的电流。
在该示例中，半导体器件DEVa2包括用于生成与图2所示的电源电位VCC相对应的内部电源电位VREG的内部电源调节器(串联调节器)LDO。此外，除了检测电压VISH(即，电感器L2中的电感器电流)，电源电位VCC被反馈到半导体器件DEVa2内的控制电路CTLUa2。控制电路CTLUa2包括电压控制回路和提供在电压控制回路内的电流控制回路。控制电路CTLUa2在电压控制回路中检测电源电位VCC与预定目标电压之间的误差，并且向电流控制回路传输检测结果以及传输从采样保持电路SH被传输的检测电压VISH，以便生成PWM信号。
在图7中，为了在例如自动变速(AT)车辆等中平稳地进行变速，优选的是，以高准确度控制离合器CL的液压。因此，在图8中，优选的是，以高准确度控制电磁阀SB中的电流，从而提高电流检测的准确度。使用第一实施例的负载驱动***允许满足这些要求并且改善汽车的性能。
另外，如图9所示，将第一实施例的负载驱动***应用于DC-DC转换器，允许通过使用已经去除了噪声分量的检测电压VISH来执行反馈控制。以上描述了将本发明应用于电磁阀和DC-DC转换器的示例。然而，本发明不限于这些示例，并且可以广泛地应用于使用电感器作为负载的***，诸如例如用于电机等的各种致动器的控制***。
<<第一实施例的主要效果>>
如上所述，使用第一实施例的配置通常允许以高准确度检测电感器电流。结果，可以以高准确度地控制电感器电流。特别地，利用第一实施例的配置来控制电磁阀中的电流允许改善汽车的性能。
(第二实施例)
<<负载驱动***的配置(第二实施例)>>
图10是示出根据本发明的第二实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。图10所示的负载驱动***与图2的配置示例的不同之处在于半导体器件DEVb内的监测电路MNIb的配置。与图2的情况一样，监测电路MNIb监测输出端子PNo处的输出电位VO以便生成高侧钳位信号HCLPa，并且监测低侧晶体管QL的栅极电位VGL(＝栅极源极电压VGSL)以便生成低侧导通/截止检测信号LGS。与图2的情况不同，监测电路MNIb还监测高侧晶体管QH的栅极源极电压VGSH以便生成高侧导通/截止检测信号HGS。
与图2的情况一样，高侧采样定时HSPL由高侧钳位信号HCLPa的上升沿确定，并且低侧采样定时LSPL和低侧保持定时LHLD基于低侧导通/截止检测信号LGS来确定。另一方面，与图2的情况不同，高侧保持定时HHLD基于高侧导通/截止检测信号HGS来确定。采样保持电路SH使用对应的定时(HSPL、HHLD、LSPL和LHLD)执行采样操作和保持操作，以便输出检测电压VISHb。
<<负载驱动***的操作(第二实施例)>>
图11是示出图10的负载驱动***的操作示例的波形图。图11的时间t20到时间t23分别对应于图3的时间t10到时间t13。然而，在时间t22处，与在时间t12处的情况不同，高侧保持定时HHLD由高侧导通/截止检测信号HGS的下降沿确定。高侧晶体管QH的栅极源极电压VGSH(＝VGH-VO)响应于高侧切换信号HS转变为“H”电平而从零电平上升到电源电位VCC电平，并且响应于高侧切换信号HS转变为“L”电平而从电源电位VCC电平下降到零电平。
监测电路MNIb检测栅极源极电压VGSH的上升，并且作为响应，允许导通/截止检测信号HGS上升。另外，在时间t22处，监测电路MNIb检测栅极源极电压VGSH的下降，并且作为响应，允许导通/截止检测信号HGS下降，以便生成高侧保持定时HHLD。注意，用于检测上升和下降的确定阈值例如被设置在中间电源电位VCC电平附近。
如参考图21所述，在输出电位VO开始上升到栅极源极电压VGSH结束上升的时间段期间(在图21的时间t4到时间t5期间，并且在图11的时间t21处和时间t21之后)，噪声很可能叠加在从电流检测电路IDT传输的检测电压VIS上。另外，在栅极源极电压VGSH开始下降到输出电位VO开始下降的时间段期间(在图21的时间t6到时间t7期间，并且在图11的时间t12处和t12之前)，噪声很可能叠加在检测电压VIS上。
可以通过例如稍微延迟高侧采样定时HSPL来消除在时间t21处和时间t21之后发生的噪声。另一方面，在图3的配置中难以去除在时间t12处和时间t12之前发生的噪声。因此，在第二实施例的配置中，基于导通/截止检测信号HGS来生成高侧保持定时HHLD，从而去除噪声。
<<监测电路及其周围环境的详细信息>>
图12是示出图10的监测电路的配置示例及其周围环境的框图。图10所示的监测电路MNIb与图4的配置示例的不同之处在于，它还包括高侧导通/截止检测电路VGSHDT、上升沿检测电路RDT1、下降沿检测电路FDT1和置位复位锁存电路SRLT1。高侧导通/截止检测电路VGSHDT监测高侧晶体管QH的栅极源极电压VGSH以便输出导通/截止检测信号HGS。
上升沿检测电路RDT1检测从输出电位检测电路VODT传输的高侧钳位信号HCLPa的上升沿，并且输出单触发脉冲信号。下降沿检测电路FDT1检测从高侧导通/截止检测电路VGSHDT传输的导通/截止检测信号HGS的下降沿，并且输出单触发脉冲信号。置位复位锁存电路SRLT1基于从上升沿检测电路RDT1传输的单触发脉冲信号来执行设置操作，并且基于从下降沿检测电路FDT1传输的单触发脉冲信号来执行复位操作。从置位复位锁存电路SRLT1传输的输出信号和从低侧导通/截止检测电路VGSLDT传输的导通/截止检测信号LGS被输入到或门OR1。
图13A是示出图12的高侧导通/截止检测电路的配置示例的电路图，并且图13B是示意性地示出图13A的操作示例的波形图。图13A所示的高侧导通/截止检测电路VGSHDT包括CMOS反相器电路IV2和电平移位器电路LSH。CMOS反相器电路IV2例如由低耐压MOSFET构成，并且以高侧电源电位“VO+VCC”进行操作，其中输出电位VO用作参考电位。
在高侧电源电位“VO+VCC”与输出电位VO之间变化的栅极电位VGH(即，在电源电位VCC电平与零电平之间变化的栅极源极电压VGSH)被输入到CMOS反相器电路IV2，并且，例如，该中间输入幅度电平用作用于执行反相输出的逻辑阈值。电平移位器电路LSH将从CMOS反相器电路IV2传输的输出信号的电平转换为在电源电位VCC与地电源电位GND之间变化的信号的电平。另外，电平移位器电路LSH在转换电平的同时执行反相输出，以便输出导通/截止检测信号HGS。
<<检测电感器电流的方法(第二实施例)>>
图14是示出根据本发明的第二实施例的检测负载驱动***中的电感器电流的方法的示例的流程图。图14所示的流程与图6所示的流程的不同之处在于，步骤S104被替换为步骤S204。在步骤S204中，电流检测单元(即，电流检测电路IDT、采样保持电路SH和监测电路MNIb)基于栅极源极电压VGSH的下降的所监测的结果，允许电感器电流IL的检测操作从采样操作转变为保持操作。具体地，电流检测单元监测例如栅极源极电压VGSH是否已下降到中间幅度电平。
<<第二实施例的主要效果>>
如上所述，使用第二实施例的配置允许获取与第一实施例中描述的效果类似的效果。另外，与第一实施例的配置相比，可以以更高的准确度检测电感器电流，从而可以以更高的准确度控制电感器电流。然而，由于第二实施例的配置需要输出电位检测电路VODT和高侧导通/截止检测电路VGSHDT，因此从减小电路面积的观点来看，使用第一实施例的配置是更优选的。
(第三实施例)
<<负载驱动***的配置(第三实施例)>>
图15是示出根据本发明的第三实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。图15所示的负载驱动***与图2的配置示例的不同之处在于半导体器件DEVc内的监测电路MNIc的配置。监测电路MNIc监测高侧晶体管QH的栅极电位(控制输入电位)VGH，而不是图2的输出电位VO，以便生成基本上类似于图2的高侧钳位信号HCLPb。
高侧采样定时HSPL和高侧保持定时HHLD分别由高侧钳位信号HCLPb的上升沿和下降沿确定。另一方面，与图2的情况一样，低侧采样定时LSPL和低侧保持定时LHLD基于低侧导通/截止检测信号LGS来确定。采样保持电路SH使用应的定时(HSPL、HHLD、LSPL和LHLD)执行采样操作和保持操作，以便输出检测电压VISHc。
<<负载驱动***的操作(第三实施例)>>
图16是示出图15的负载驱动***的操作示例的波形图。图16的时间t30到时间t33分别对应于图3的时间t10到时间t13。然而，在时间t31处，与在时间t11处的情况不同，高侧采样定时HSPL由高侧钳位信号HCLPb的上升沿确定。同样，在时间t32处，与在时间t12处的情况不同，高侧保持定时HHLD由高侧钳位信号HCLPb的下降沿确定。
这里，高侧晶体管QH的栅极电位VGH变为基本上等于输出电位VO的值。具体地，当高侧切换信号HS转变为“H”电平时，输出电位VO从地电源电位GND电平上升到电池电源电位VB电平。此后，栅极电位VGH从地电源电位GND电平暂时上升到实质的电池电源电位VB电平(具体地，通过将高侧晶体管QH的阈值电压与电池电源电位VB相加而获取的电位电平)，使得高侧晶体管QH维持弱导通状态。然后，在输出电位VO已上升到电池电源电位VB电平之后，栅极电位VGH从实质的电池电源电位VB电平进一步上升到通过将电源电位VCC与电池电源电位VB相加而获取的电位电平，使高侧晶体管QH处于强导通状态。
另外，当高侧切换信号HS转变为“L”电平时，栅极电位VGH暂时下降到实质的电池电源电位VB电平，使得高侧晶体管QH处于弱导通状态。此后，当输出电位VO从电池电源电位VB电平下降到地电源电位GND电平附近时，栅极电位VGH从实质的电池电源电位VB电平下降到地电源电位GND电平，使得高侧晶体管QH维持弱导通状态。
基于这样的操作，当高侧晶体管QH的栅极电位VGH在时间t31处上升到作为在电池电源电位VB附近的电位电平的确定电位VJ时，监测电路MNIc允许高侧钳位信号HCLPb上升以便生成高侧采样定时HSPL。另外，当栅极电位VGH在时间t32处下降到确定电位VJ时，监测电路MNIc允许高侧钳位信号HCLPb下降以便生成高侧保持定时HHLD。
确定电位VJ可以是与例如电池电源电位VB相同的电位。另外，监测电路MNIc具体地包括高侧栅极电位检测电路，而不是图4所示的输出电位检测电路VODT。高侧栅极电位检测电路例如由其中栅极电位VGH被输入的电路构成，而不是图5所示的输出电位VO被输入的电路构成。
<<第三实施例的主要效果>>
如上所述，使用第三实施例的配置允许获取与第一实施例中描述的效果类似的效果。另外，监测电路MNIc可能执行比第一实施例的配置更稳定的监测操作。即，由于输出电位VO是暴露于外部的电位，因此寄生电容、寄生电感等可能发生一定程度的噪声。另一方面，由于栅极电位VGH是内部电位，因此不太可能发生噪声。结果，在监测电路MNIc中不太可能发生由噪声引起的错误检测等。
(第四实施例)
<<负载驱动***的配置(第四实施例)>>
图17是示出根据本发明的第四实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。图17所示的负载驱动***与图10所示的第二实施例的配置示例的不同之处在于半导体器件DEVd的配置。与图10的配置示例不同，半导体器件DEVd提供有模数转换器ADC，并且图10的采样保持电路SH被替换为由数字电路构成的数字采样保持电路DSH。
模数转换器ADC以比PWM信号的PWM频率更快的采样频率(诸如以几十倍或更大的频率)对从电流检测电路IDT传输的检测电压VIS进行数字转换。数字采样保持电路DSH通过从模数转换器ADC接收数字检测电压DVIS作为输入来操作，并且输出数字检测电压DVISH。
<<第四实施例的主要效果>>
如上所述，使用第四实施例的配置允许获取与第二实施例中描述的效果类似的效果。此外，除了数字采样保持电路DSH，误差检测器SUB、补偿器PIC、PWM信号生成电路PWMG等也可以由数字电路构成，使得可以简化设计，减少电路面积和功耗，等等。这里，使用图10的配置示例。然而，应当注意，可以替代地使用图2的配置示例或图15的配置示例。
(第五实施例)
<<负载驱动***的配置(第五实施例)>>
图18是示出根据本发明的第五实施例的负载驱动***的主要部分的配置示例的示意图。图18所示的负载驱动***与图10的配置示例的不同之处在于，半导体器件DEVe中提供有延迟电路DLY。延迟电路DLY向从监测电路MNIb传输的每个采样定时(HSPL和LSPL)和保持定时(HHLD和LHLD)添加延迟，并且向采样保持电路SH输出结果。
例如，在电流检测电路IDT中可能发生一定程度的延迟。延迟电路DLY补偿在该电流检测电路IDT中发生的延迟，从而更精确地去除在检测电压VIS中发生噪声的时段。另外，延迟电路DLY可以向高侧采样定时HSPL添加延迟，使得在图11的时间t21处和时间t21之后发生的噪声可以去除，如第二实施例中所述。
<<第五实施例的主要效果>>
如上所述，使用第五实施例的配置允许获取与第二实施例中描述的效果类似的效果。另外，与第二实施例的配置相比，更精确地去除在检测电压VIS中发生的噪声，允许以更高的准确度来检测电感器电流，从而可以以更高的准确度控制电感器电流。这里，使用图10的配置示例。然而，应当注意，可以替代地使用图2的配置示例、图15的配置示例或图17的配置示例。
在上文中，基于实施例具体地描述了由本发明人做出的发明。然而，本发明不限于前述实施例，并且可以在本发明的范围内进行各种修改和变更。例如，为了便于描述本发明，已经详细描述了每个前述实施例。然而，本发明不限于包括上述所有配置。另外，一个实施例的配置的一部分可以替换为另一实施例的配置。此外，一个实施例的配置可以添加到另一实施例的配置。此外，可以向每个实施例的配置添加、移除或替换其他配置。

Claims (17)

1.一种半导体器件，包括：
高侧晶体管，被耦合在高电位侧电源电位与输出端子之间，并且当所述高侧晶体管被控制为导通时，允许电力经由所述输出端子被累积在电感器中；
PWM信号生成电路，生成控制所述高侧晶体管的导通/截止的PWM信号；
监测电路，监测被施加到所述高侧晶体管的控制输入节点的高侧控制输入电位，或者监测在所述输出端子处生成的输出电位，并且基于所述高侧控制输入电位或所述输出电位的所监测的结果生成高侧采样定时，其中所述监测电路还监测高侧导通/截止控制电压，所述高侧导通/截止控制电压是所述高侧控制输入电位与所述输出电位之间的电位差，并且所述监测电路基于所述高侧导通/截止控制电压的所监测的结果，生成高侧保持定时；
电流检测电路，检测在所述电感器中流动的电感器电流，并且生成与所述电感器电流成比例的第一检测电压；以及
采样保持电路，响应于所述高侧采样定时而开始所述第一检测电压的采样操作，并且响应于所述高侧保持定时而开始所述第一检测电压的保持操作，以便输出第二检测电压。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中当所述高侧控制输入电位或所述输出电位上升到确定电位时，所述监测电路生成所述高侧采样定时，所述确定电位是所述高电位侧电源电位附近的电位电平，并且当所述高侧控制输入电位或所述输出电位已经下降到所述确定电位时，生成所述高侧保持定时。
3.根据权利要求2所述的半导体器件，
其中所述监测电路包括钳位晶体管，以及
所述高侧控制输入电位或所述输出电位被施加到所述钳位晶体管的一端，并且与所述确定电位相对应的电位被施加到所述钳位晶体管的控制输入节点，使得所述钳位晶体管将所述高侧控制输入电位或所述输出电位钳位在用作下限值的所述确定电位处。
4.根据权利要求1所述的半导体器件，还包括：
模数转换器，以比所述PWM信号的PWM频率更快的采样频率，对从所述电流检测电路传输的所述第一检测电压进行数字转换，
其中所述采样保持电路由数字电路构成，所述数字电路从所述模数转换器接收数字信号作为输入。
5.根据权利要求1所述的半导体器件，还包括：
延迟电路，向从所述监测电路传输的所述高侧采样定时和所述高侧保持定时中的每个定时添加延迟，并且向所述采样保持电路输出所述结果。
6.根据权利要求1所述的半导体器件，还包括：
低侧晶体管，被耦合在所述输出端子与低电位侧电源电位之间，所述低侧晶体管具有与所述高侧晶体管互补地控制的导通/截止，并且当所述低侧晶体管被控制为导通时允许所述电感器电流回流，
其中所述监测电路还监测低侧导通/截止控制电压，所述低侧导通/截止控制电压是所述低电位侧电源电位与被施加到所述低侧晶体管的控制输入节点的低侧控制输入电位之间的电位差，并且基于所监测的结果生成低侧采样定时和低侧保持定时，以及
所述采样保持电路还响应于所述低侧采样定时而开始所述第一检测电压的采样操作，并且响应于所述低侧保持定时而开始所述第一检测电压的保持操作。
7.根据权利要求1所述的半导体器件，还包括：
补偿器，确定PWM占空比，使得从所述采样保持电路传输的所述第二检测电压与预定目标电压之间的误差接近于零，并且向所述PWM信号生成电路传输所述PWM占空比。
8.一种负载驱动***，包括：
电感器，被耦合到输出端子并且用作负载；
高侧晶体管，被耦合在高电位侧电源电位与所述输出端子之间，并且当所述高侧晶体管被控制为导通时，允许电力经由所述输出端子累积在电感器中；
PWM信号生成电路，生成控制所述高侧晶体管的导通/截止的PWM信号；
监测电路，监测被施加到所述高侧晶体管的控制输入节点的高侧控制输入电位，或者监测在所述输出端子处生成的输出电位，并且基于所述高侧控制输入电位或所述输出电位的所监测的结果，生成高侧采样定时，其中所述监测电路还监测高侧导通/截止控制电压，所述高侧导通/截止控制电压是所述高侧控制输入电位与所述输出电位之间的电位差，并且所述监测电路基于所述高侧导通/截止控制电压的所监测的结果，生成高侧保持定时；
电流检测电路，检测在所述电感器中流动的电感器电流，并且生成与所述电感器电流成比例的第一检测电压；以及
采样保持电路，响应于所述高侧采样定时而开始所述第一检测电压的采样操作，并且响应于所述高侧保持定时而开始所述第一检测电压的保持操作，以便输出第二检测电压。
9.根据权利要求8所述的负载驱动***，
其中当所述高侧控制输入电位或所述输出电位上升到确定电位时，所述监测电路生成所述高侧采样定时，所述确定电压是所述高电位侧电源电位附近的电位电平，并且当所述高侧控制输入电位或所述输出电位已经下降到所述确定电位时，生成所述高侧保持定时。
10.根据权利要求8所述的负载驱动***，还包括：
模数转换器，以比所述PWM信号的PWM频率更快的采样频率，对从所述电流检测电路传输的所述第一检测电压进行数字转换，
其中所述采样保持电路由数字电路构成，所述数字电路从所述模数转换器接收数字信号作为输入。
11.根据权利要求8所述的负载驱动***，还包括：
低侧晶体管，被耦合在所述输出端子与低电位侧电源电位之间，具有与所述高侧晶体管互补地控制的导通/截止，并且当所述低侧晶体管被控制为导通时，允许所述电感器电流回流，
其中所述监测电路还监测低侧导通/截止控制电压，所述低侧导通/截止控制电压是所述低电位侧电源电位与被施加到所述低侧晶体管的控制输入节点的低侧控制输入电位之间的电位差，并且基于所监测的结果生成低侧采样定时和低侧保持定时，以及
所述采样保持电路还响应于所述低侧采样定时而开始所述第一检测电压的采样操作，并且响应于所述低侧保持定时而开始所述第一检测电压的保持操作。
12.根据权利要求8所述的负载驱动***，还包括：
补偿器，确定PWM占空比，使得从所述采样保持电路传输的所述第二检测电压与预定目标电压之间的误差接近于零，并且向所述PWM信号生成电路传输所述PWM占空比。
13.根据权利要求12所述的负载驱动***，
其中所述电感器被提供在电磁阀中。
14.根据权利要求8所述的负载驱动***，
其中所述高侧晶体管、所述PWM信号生成电路、所述监测电路、所述电流检测电路和所述采样保持电路被安装在单个半导体芯片上。
15.一种通过使用负载驱动***来检测电感器电流的方法，所述负载驱动***包括：
电感器，被耦合到输出端子并且用作负载；
高侧晶体管，被耦合在高电位侧电源电位与所述输出端子之间，具有由PWM信号控制的导通/截止，并且当所述高侧晶体管被控制为导通时，允许电力经由所述输出端子累积在所述电感器中；以及
电流检测单元，通过采样操作和保持操作来检测在所述电感器中流动的电感器电流，
其中所述电流检测单元执行：
第一步骤，监测施加到所述高侧晶体管的控制输入节点的高侧控制输入电位，或者监测在所述输出端子处生成的输出电位，其中在所述第一步骤中，所述电流检测单元还监测高侧导通/截止控制电压，所述高侧导通/截止控制电压是所述高侧控制输入电位与所述输出电位之间的电位差，
第二步骤，基于所述高侧控制输入电位或所述输出电位的的所监测的结果，生成高侧采样定时，并且基于所述高侧导通/截止控制电压的所监测的结果，生成高侧保持定时，以及
第三步骤，响应于所述高侧采样定时而开始所述采样操作，并且响应于所述高侧保持定时而开始所述保持操作。
16.根据权利要求15的检测电感器电流的方法，
其中在所述第二步骤中，当所述高侧控制输入电位或所述输出电位上升到确定电位时，所述电流检测单元生成所述高侧采样定时，所述确定电位是所述高电位侧电源电位附近的电位电平，并且当所述高侧控制输入电位或所述输出电位已经下降到所述确定电位时，生成所述高侧保持定时。
17.根据权利要求15的检测电感器电流的方法，
其中所述负载驱动***还包括被耦合在所述输出端子与低电位侧电源电位之间的低侧晶体管，所述低侧晶体管具有与所述高侧晶体管互补地控制的导通/截止，并且当所述低侧晶体管被控制为导通时，允许所述电感器电流回流，
在所述第一步骤中，所述电流检测单元还监测低侧导通/截止控制电压，所述低侧导通/截止控制电压是所述低电位侧电源电位与被施加到所述低侧晶体管的控制输入节点的低侧控制输入电位之间的电位差，
在所述第二步骤中，所述电流检测单元还基于所述低侧导通/截止控制电压的所监测的结果，生成低侧采样定时和低侧保持定时，以及
在所述第三步骤中，所述电流检测单元还响应于所述低侧采样定时而开始所述采样操作，并且响应于所述低侧保持定时而开始所述保持操作。
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