CN108352788B - 功率因数校正装置、双向ac/dc转换设备和计算机程序 - Google Patents

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Abstract

交流电压经其中无功电流在电容器中流动的电路被输入至功率因数改进装置中；并且由功率因数改进装置控制由转换器执行的以将交流电压转换为直流电压的切换，从而改进包括上述电路的功率因数，其中：基于输入至转换器的交流电压的幅值以及电容器的电容计算无功电流的幅值；基于计算的幅值以及输入至电容器的交流电流的幅值或者从转换器输出的直流电压的幅值，计算交流电流相对于交流电压的延迟的相位的目标值；以及基于计算的目标值计算用于延迟切换相位的操作变量。

Description

功率因数校正装置、双向AC/DC转换设备和计算机程序
本申请要求于2015年11月6日提交的日本专利申请No.2015-218457的利益，该申请的全部内容以引用方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及一种功率因数校正装置、一种双向AC/DC转换设备和一种计算机程序。
背景技术
诸如***式混合动力电动汽车(PHEV)和电动汽车(EV)之类的机动车已经被广泛地使用，其安装有将从家用商用电源供应的AC(交流)电压转换为DC(直流)电压的AC/DC转换器，并且用通过AC/DC转换器转换后的转换的DC电压为电池充电。
近年来，对使用用于诸如插电式混合动力汽车和电动汽车之类的机动车的电池作为灾难性或应急性电源的期望很高。为了利用所述电池作为应急性电源，需要从AC电压到DC电压和从DC电压到AC电压的双向转换。
专利文献1公开了一种充电器控制***(对应于双向AC/DC转换设备)，该***执行来自AC电源的AC电压和来自电池的DC电压之间的双向转换。充电器控制***包括在电池充电和放电时具有功率因数校正功能的功率因数校正(下文中称作PFC)电路和与PFC电路级联连接的隔离式双向DC/DC转换器。
DC/DC转换器包括两个全桥电路，它们设置在变压器的初级侧和次级侧，每个电路作为DC/AC逆变器和整流电路。更具体地说，在对电池充电时，PFC电路侧的全桥电路和电池侧的全桥电路分别用作DC/AC逆变器和整流电路，而在对电池放电时，电池侧的全桥电路和PFC电路侧的全桥电路分别用作DC/AC逆变器和整流电路。
在与专利文献1中公开的类似的转换装置中，PFC电路和DC/DC转换器的电路损耗的总和整体决定了转换效率。因此，为了优化整个***的转换效率，专利文献1描述了具有其中在对电池充电和放电时优化了将要从PFC电路输入和输出的DC电压的这种构造的充电器控制***，但是仅描述了公知技术范围内的功率因数校正(PFC)本身。
[现有技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利申请特开No.2013-247817
发明内容
根据本发明的一个实施例的功率因数校正装置包括转换器和控制单元，所述转换器通过切换将AC电压转换为DC电压，AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，该功率因数校正装置包括：电压检测单元，其检测输入至转换器的AC电压的幅值；以及检测单元，其检测输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，并且所述控制单元包括：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值，第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算AC电流相对于AC电压的相位延迟的目标值，以及第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值来计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
根据本发明的一个实施例的功率因数校正装置包括转换器和控制单元，所述转换器通过切换将通过对AC电压进行全波整流获得的脉动电压转换为DC电压，AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，该功率因数校正装置包括：电压检测单元，其检测输入至转换器的脉动电压的幅值；以及检测单元，其检测输入至转换器的脉动电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，并且所述控制单元包括：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算脉动电流相对于脉动电压的相位延迟的目标值；以及第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
根据本发明的一个实施例的双向AC/DC转换设备包括：上述功率因数校正装置；以及DC/DC转换器，其双向地转换DC电压；以及功率因数校正装置，其具有被包括在转换器中并且双向地执行AC电压与DC电压之间的转换的全桥电路。
根据本发明的一个实施例的可由功率因数校正装置的控制单元执行的计算机程序，所述功率因数校正装置包括、转换器、检测单元、电压检测单元和控制单元，所述转换器通过切换将AC电压转换为DC电压，AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述检测单元检测输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，所述电压检测单元检测输入至转换器的AC电压的幅值，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，所述计算机程序使得控制单元用作：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算AC电流相对于AC电压的相位延迟的目标值；以及第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值来计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
应该注意，本申请既可实现为设有这种特征处理单元的功率因数校正装置和双向AC/DC转换设备以及实现为使计算机执行这种特征处理的计算机程序，本申请也可实现为用于逐步执行这种特征处理的功率因数校正方法。此外，本发明允许功率因数校正装置和双向AC/DC转换装置的一部分或全部实现为半导体集成电路，或者可实现为包括功率因数校正装置和双向AC/DC转换设备的另一***。
附图说明
图1是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备的构造的示例的电路图；
图2是示意性地示出输入至功率因数校正装置的AC电压和AC电流以及转换器的切换定时的示图；
图3是对用于延迟根据本发明的实施例1的功率因数校正装置中的切换的操作量进行计算的DSP的处理过程的流程图；
图4是关于操作量计算的子例程的DSP的处理过程的流程图；
图5是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备中的功率因数-输出功率的变化的图表；
图6是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备中的总谐波失真-输出功率的变化的图表；
图7是对用于延迟根据本发明的实施例2的功率因数校正装置中的切换的操作量进行计算的DSP的处理过程的流程图；
图8是对用于延迟根据本发明的实施例3的功率因数校正装置中的切换的操作量进行计算的DSP的处理过程的流程图；
图9是对根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备中的校正电流的幅值进行计算的DSP的处理过程的流程图；
图10是示出根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备中的功率因数-输出功率的变化的图表；
图11是示出根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备中的总谐波失真-输出功率的变化的图表；
图12是示出根据本发明的实施例5的功率因数校正装置的构造的示例的电路图。
具体实施方式
[本发明要解决的问题]
然而，专利文献1中公开的技术具有以下问题：在电池的充电操作时，输入至PFC电路的AC电压和AC电流分别由连接在跨接在AC功率的输入侧上的滤波电路与PFC电路之间的AC电压传感器和AC电流传感器进行检测，因此，通过PFC电路未消除由分流至滤波电路中的电容器的具有提前的相位的电流所导致的无功功率。
鉴于上述问题提出本发明，并且目的是提供一种功率因数校正装置，其能够校正包括由分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数、一种包括该功率因数校正装置的双向AC/DC转换设备、和一种计算机程序。
[本申请的效果]
根据本申请的公开，可校正包括由分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数。
[本发明的实施例的描述]
首先，列出和描述了本发明的实施例。注意，下面列出的实施例的至少一部分可任意组合。
(1)根据本发明的一个实施例的功率因数校正装置包括：转换器和控制单元，所述控制单元通过切换将AC电压转换至DC电压，经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路输入所述AC电压，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，功率因数校正装置包括：电压检测单元，其检测输入至转换器的AC电压的幅值；以及检测单元，其检测输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，并且所述控制单元包括：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算AC电流相对于AC电压的相位延迟的目标值；和第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值来计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
根据本申请，相位提前的无功电流分流至在跨接在AC电压的输入侧上的电路中的电容器。当转换器通过开关元件的切换将经所述电路输入的AC电压转换为DC电压时，由控制单元校正输入至所述电路的AC功率的功率因数。控制单元通过第一计算单元基于输入至转换器的AC电压的幅值和所述电路中的电容器的电容来计算相位相对于AC电压提前了π/2的、流动通过电容器的无功电流的幅值，通过第二计算单元基于无功电流的计算的幅值和输入至转换器的AC电流的幅值或从转换器输出的DC功率的幅值来计算AC电流的相位延迟的目标值从而执行控制以使得所述AC电流变为消除掉了上述相位提前的无功电流的相位延迟的电流，以及通过第三计算单元基于计算的目标值来计算用于对转换器的开关元件的导通和截止的相位进行延迟的操作量。
因此，根据输入至转换器的AC电压的幅值和AC电流的幅值或者输入AC电压的幅值和输出DC功率的幅值以及电容器的电容，计算用于对通过转换器导通和截止开关元件的相位进行延迟的操作量，以消除掉分流至电容器的相位提前的无功电流，并且根据计算的操作量来控制输入至转换器的AC电流的相位延迟的量。
(2)根据本发明的一个实施例的功率因数校正装置包括：转换器和控制单元，所述转换器通过切换将通过对AC电压全波整流获得的脉动电压转换为DC电压，经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路输入所述AC电压，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，功率因数校正装置包括：电压检测单元，其检测输入至转换器的脉动电压的幅值；以及检测单元，其检测输入至转换器的脉动电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，并且控制单元包括：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算脉动电流相对于脉动电压的相位延迟的目标值；以及第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
根据本申请，相位提前的无功电流被分流至在跨接在AC电压的输入侧上的电路中的电容器。当转换器通过开关元件的切换将通过对经所述电路输入的AC电压进行全波整流获得的脉动电压转换为DC电压时，通过控制单元来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数。控制单元通过第一计算单元基于输入至转换器的脉动电压的幅值和电路中的电容器的电容来计算相位相对于AC电压提前了π/2的在电容器中流动的无功电流的幅值，通过第二计算单元基于无功电流的计算的幅值和输入至转换器的脉动电流的幅值或从转换器输出的DC功率的幅值来计算脉动电流的相位延迟的目标值从而执行控制以使得脉动电流成为消除掉上述相位提前的无功电流的相位延迟的电流，以及通过第三计算单元基于计算的目标值计算用于对转换器的开关元件的导通或截止的相位进行延迟的操作量。
因此，根据输入至转换器的脉动电压的幅值和脉动电流的幅值或者输入的脉动电压的幅值和输出的DC功率的幅值以及电容器的电容，计算用于对转换器的开关元件的导通或截止的相位进行延迟的操作量，以消除掉分流至电容器的相位提前的无功电流，并且根据计算的操作量控制输入至转换器的脉动电流的相位延迟的量。
(3)优选地，第三计算单元计算随着通过检测单元检测到的幅值变得小于参考值而减小的操作量。
根据本申请，由于输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值与参考值相比较小，因此用于对转换器的开关元件的导通/截止的相位进行延迟的操作量减小。
因此，当输入至转换器的电流或者从转换器输出的功率与分流至上述电容器的相位提前的无功电流相比较小时，计算时可避免具有与操作量对应的所延迟的相位的AC电流变为反向电流的情况。
(4)优选地，第三计算单元计算以预定比率减小的操作量。
另外，根据本申请，将通过以预定比率进一步减小由第三操作单元计算的操作量而获得的操作量被看作是第三计算单元的计算结果。
因此，可以以功率因数校正方面的一些牺牲作为代价来减小总谐波失真。
(5)优选地，在计算的操作量大于第一操作量的情况下，第三计算单元将第一操作量看作是计算的操作量。
根据本申请，当由第三操作单元计算的操作量大于第一操作量时，将第一操作量看作是第三计算单元的计算结果。
因此，即使减小了输入至转换器的电流或者从转换器输出的功率(其增大了操作量)，操作量的上限也限于第一操作量，因此在计算时可以避免其中与操作量对应的相位延迟的AC电流变为反向电流的情况。
(6)优选地，第三计算单元在通过检测单元检测到的幅值小于预定阈值的情况下将第二操作量看作是计算的操作量。
根据本申请，当输入至转换器的AC电流的幅值或从转换器输出的DC功率的幅值小于预定阈值时，将预定的第二操作量看作是第三计算单元的计算结果。
因此，当输入至转换器的电流的幅值或者从转换器输出的功率的幅值减小为小于预定阈值时，通过固定于第二操作量的操作量，可以提供特定程度的功率因数校正的效果，并且在计算时避免其中与操作量对应的相位延迟的AC电流变为反向电流的情况。
(7)根据本发明的一个实施例的双向AC/DC转换设备包括上述功率因数校正装置和双向地转换DC电压的DC/DC转换器，并且功率因数校正装置具有包括在转换器中的全桥电路，并且双向地执行AC电压与DC电压之间的转换。
根据本申请，功率因数校正装置通过利用全桥电路执行AC与DC之间的双向转换，并且DC/DC转换器执行转换为对外的DC电压和对功率因数校正装置的DC电压的双向转换。
因此，用于对包括由于分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流而导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数进行校正的功率因数校正装置可应用于双向AC/DC转换设备。
(8)一种通过功率因数校正装置的控制单元可执行的根据本发明的一个实施例的计算机程序，所述功率因数校正装置包括转换器、检测单元、电压检测单元和控制单元，所述转换器通过切换将AC电压转换为DC电压，所述AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述检测单元检测输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值，所述电压检测单元检测输入至转换器的AC电压的幅值，所述控制单元通过控制转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，使得控制单元用作：第一计算单元，其基于通过电压检测单元检测的幅值和电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于通过第一计算单元计算的幅值和通过检测单元检测到的幅值来计算AC电流相对于AC电压的相位延迟的目标值；以及第三计算单元，其基于通过第二计算单元计算的目标值来计算用于对所述切换的相位进行延迟的操作量。
根据本申请，通过控制单元执行计算机程序的计算机被用作：第一计算单元，其基于输入至转换器的AC电压的幅值和所述电路中的电容器的电容来计算在电容器中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；第二计算单元，其基于无功电流的计算的幅值和输入至转换器的AC电流的幅值或者从转换器输出的DC功率的幅值来计算AC电流的相位延迟的目标值，从而执行控制以使得所述AC电流变为消除掉上述相位提前的无功电流的相位延迟的电流；以及第三计算单元，其基于计算的目标值来计算用于对转换器的开关元件的导通和截止的相位进行延迟的操作量。
因此，根据输入至转换器的AC电压的幅值和AC电流的幅值或者输入的AC电压的幅值和输出的DC功率的幅值以及电容器的电容，计算用于对转换器的开关元件的导通和截止的相位进行延迟的操作量以消除掉分流至电容器的相位提前的无功电流，并且根据计算的操作量控制输入至转换器的AC电流的相位延迟的量。
[本发明的详细描述]
下面将参照附图详细描述根据本发明的实施例的功率因数校正装置、双向AC/DC转换设备和计算机程序的示例。应该理解，本文公开的实施例在所有方面都是示出性的而非限制性的，并且落入含义和界限内的所有改变旨在被权利要求包含。此外，实施例中描述的技术特征可彼此组合。
(实施例1)
图1是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备的构造的示例的电路图。图中的附图标记1指双向AC/DC转换设备，并且双向AC/DC转换设备1是安装在诸如插电式混合动力汽车和电动汽车的机动车上的隔离的转换设备，并且用于执行AC电压与DC电压之间的双向转换。
双向AC/DC转换设备1的AC输入/输出端子T1和T2经由能够附接于机动车的入口并从机动车拆下的充电线缆(二者均未示出)和噪声滤波器3连接至公共用电2和电负载(未示出)。双向AC/DC转换设备1的DC输入/输出端子T3和T4分别连接至电池B1的正端子和负端子。
噪声滤波器(对应于具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路)3包括经共模扼流圈31彼此连接的两对输入/输出端子。电容器32连接在公共用电2侧的一对输入/输出端子之一上，而电容器33连接在AC输入/输出端子T1和T2侧的另一对输入/输出端子上。在AC输入/输出端子T1和T2侧的输入/输出端子上还连接有包括用于去除高频噪声的电容器34和35的串联电路，并且电容器34和35的连接点连接至地电位。从噪声滤波器3的输入/输出端子中的每一个来看，容抗是主要的阻抗，但是阻抗不限于容抗。
双向AC/DC转换设备1包括：输入/输出单元4，其从AC输入/输出端子T1和T2输入AC功率并将AC功率输出至输入/输出端子T1和T2；转换器5，其具有连接至输入/输出单元4的AC输入/输出端子T51和T52，并且执行AC电压与DC电压之间的双向转换；转换器9，其具有分别连接至转换器5的DC输入/输出端子T53和T54的DC输入/输出端子T61和T62，并且双向地转换DC电压；控制单元10，其控制通过转换器5和转换器9的电压转换。转换器5的DC输入/输出端子T53和T54与转换器9的DC输入/输出端子T61和T62分别连接，同时在它们之间***用于平滑DC电压的电容器C2。通过集成于控制单元10中的电压传感器检测电容器C2上的DC电压。例如，控制单元10是数字信号处理器(DSP)。
输入/输出单元4包括：继电器触点41和42，它们各自的端部分别连接至AC输入/输出端子T1和T2；零相电流互感器(ZCT)43，其用于检测输入至AC输入/输出端子T1和T2和从AC输入/输出端子T1和T2输出的AC功率的电流泄漏；AC电压检测单元(对应于电压检测单元)44，其用于检测输入至转换器5和从其输出的AC电压；以及AC电流检测单元(对应于检测AC功率的幅值的检测单元)45。
零相电流互感器43、AC电压检测单元44和AC电流检测单元45的检测端子的一端连接至控制单元10。继电器触点41和42由控制单元10接通和断开。继电器触点41的另一端连接至AC输入/输出端子T51。继电器触点42的另一端通过AC电流检测单元45连接至AC输入/输出端子T52。AC电流检测单元45是例如电流互感器(CT)，并且检测在继电器触点42中流动的电流，但是也可检测在继电器触点41中流动的电流。
转换器9包括执行DC电压与AC电压之间的双向转换的逆变器6和8以及将逆变器6与逆变器8连接的匹配变压器7。匹配变压器7隔离在初级侧与次级侧之间，并且连接至初级侧上的逆变器6的AC输入/输出端子T63和T64，同时连接至次级侧上的逆变器8的AC输入/输出端子T81和T82。转换器9的一个DC输入/输出端子T61和T62还用作逆变器6的DC输入/输出端子T61和T62，而转换器9的另一DC输入/输出端子T83和T84还用作逆变器8的DC输入/输出端子T83和T84。
转换器9的另一DC输入/输出端子T83和T84连接至电容器C3和电感器L3形成的串联电路，其用于对转换器9在第二方向(从DC输入/输出端子T61和T62至DC输入/输出端子T83和T84)上转换的DC电压进行平滑。电容器C3的两端连接在DC输入/输出端子T3和T4上。通过具有连接至控制单元10的检测端子的电流传感器11检测通过转换器9输入至DC输入/输出端子T83和T84以及从其输出的DC电流。通过集成于控制单元10中的电压传感器检测通过转换器9输入至DC输入/输出端子T83和T84以及从其输出的DC电压，也就是电容器C3上的电压。
转换器5包括电感器L1和L2，它们的一端利用诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)等的开关元件分别连接至AC输入/输出端子T51和T52以及全桥电路50。在实施例1中，IGBT 51、52、53和54被用作开关元件。在AC输入/输出端子T51和T52上，连接着用于从通过转换器5转换的AC电压去除噪声的电容器C1。
电感器L1的另一端连接至IGBT 51的发射极以及连接至LGBT 52的集电极。电感器L2的另一端连接至IGBT 53的发射极以及连接至IGBT 54的集电极。IGBT 51和53的集电极连接至转换器5的DC输入/输出端子T53。IGBT 52和54的发射极连接至转换器5的DC输入/输出端子T54。二极管55、56、57和58分别反向并联连接在IGBT 51、52、53和54的集电极与发射极之间。
在转换器5将AC电压转换为DC电压的情况下，其通过IGBT 52(或54)对从AC输入/输出端子T51和T52输入至电感器L1和L2的一端的AC电压执行切换，并且通过二极管55和58(或者57和56)将在电感器L1和L2处感生的DC电压输出至DC输入/输出端子T53和T54。在转换器5将DC电压转换为AC电压的情况下，其通过交替地导通和截止IGBT 51和54以及IGBT53和52来交替地反转施加至DC输入/输出端子T53和T54的DC电压的极性，并且从AC输出端子T51和T52输出反转后的电压。
逆变器6具有由IGBT 61、62、63和64构成的全桥电路60。逆变器6的DC输入/输出端子T61连接至IGBT 61和63的集电极。逆变器6的DC输入/输出端子T62连接至IGBT 62和64的发射极。IGBT 61的发射极和IGBT 62的集电极连接至逆变器6的AC输入/输出端子T63。IGBT63的发射极和IGBT 64的集电极连接至逆变器6的AC输入/输出端子T64。二极管65、66、67和68分别反向并联连接在IGBT 61、62、63和64的集电极与发射极之间。
在逆变器6将DC电压转换为AC电压的情况下，控制单元10通过利用驱动单元(未示出)(这一点应用于下文)交替地导通和截止IGBT 61和64以及IGBT 63和62来反转施加至DC输入/输出端子T61和T62的DC电压的极性，并且从AC输出端子T63和T64输出反转后的电压。AC电压经匹配变压器7施加至逆变器8的输入/输出端子T81和T82。在逆变器6将AC电压转换为DC电压的情况下，在控制单元10将IGBT 61、62、63和64截止的期间，通过由二极管65、66、67和68形成的二极管桥对施加至AC输入/输出端子T63和T64的AC电压进行全波整流，并且该AC电压从DC输入/输出端子T61和T62输出。
逆变器8是由IGBT 81、82、83和84构成的全桥电路80。逆变器8的AC输入/输出端子T81连接至IGBT 81的发射极和IGBT 82的集电极。逆变器8的AC输入/输出端子T82连接至IGBT 83的发射极和IGBT 84的集电极。IGBT 81和83的集电极连接至逆变器8的DC输入/输出端子T83。IGBT 82和84的发射极连接至逆变器8的DC输入/输出端子T84。二极管85、86、87和88分别反向并联连接在IGBT 81、82、83和84的集电极与发射极之间。
在逆变器8将AC电压转换为DC电压的情况下，在控制单元10将IGBT 81、82、83和84截止的期间通过由二极管85、86、87和88形成的二极管桥对施加至AC输入/输出端子T81和T82的AC电压进行全波整流，并且该AC电压从DC输入/输出端子T83和T84输出。在逆变器8将DC电压转换为AC电压的情况下，通过控制单元10交替地导通和截止IGBT 81和84以及IGBT83和82，施加至DC输入/输出端子T83和T84的DC电压交替地反转极性，并且从AC输出端子T81和T82输出。AC电压通过匹配变压器7施加至逆变器6的输入/输出端子T63和T64。
控制单元10通过执行IGBT 51、52、53和54的导通/截止控制对转换器5的转换执行开/关控制并且对转换器5的转换方向进行控制。控制单元10通过执行控制以使得IGBT 61、62、63和64的导通/截止与IGBT 81、82、83和84的导通/截止相关联来对包括逆变器6和8的转换器9的转换方向执行控制。也就是说，在假设转换器9的转换方向为第一方向(从DC输入/输出端子T83和T84指向DC输入/输出端子T61和T62)的情况下，控制单元10使得逆变器8将DC电压转换为AC电压，同时使得逆变器6将AC电压转换为DC电压。可替换地，在假设转换器9的转换方向为第二方向的情况下，控制单元10使得逆变器6将DC电压转换为AC电压，同时使得逆变器8将AC电压转换为DC电压。
控制单元10进一步通过执行控制以使得IGBT 51、52、53和54的导通/截止、IGBT61、62、63和64的导通/截止和IGBT 81、82、83和84的导通/截止彼此关联来将转换器5的转换方向与转换器9的转换方向匹配。也就是说，在AC电压通过双向AC/DC转换设备1转换为DC电压的情况下，控制单元10使得转换器5将AC电压转换为DC电压，并且将转换器9的转换方向设为第二方向。在DC电压通过双向AC/DC转换设备1转换为AC电压的情况下，控制单元10将转换器9的转换方向设为第一方向，并且使得转换器5将DC电压转换为AC电压。
在电池B1根据上述构造充电或放电的情况下，继电器触点41和42首先被接通。这里，在继电器触点41和42被接通的期间在通过零相电流互感器43检测到电流泄漏的情况下，继电器触点41和42被断开。然后，控制单元10通过基于通过通信接口(未示出)从例如电子控制单元(ECU)接收到的指令信号执行控制来使得双向AC/DC转换设备1作为AC/DC转换器或DC/AC逆变器工作。这里，通过集成于控制单元10中的电压传感器检测到在转换器5与转换器9之间被发送和接收的DC电压，作为电容器C2上的电压。
在向控制单元10通知针对电池B1的充电指令的情况下，控制单元10通过利用未示出的驱动单元(其也应用于下文)使得转换器5将AC电压转换为DC电压，并且将转换器9的转换方向设为第二方向。因此，从AC输入/输出端子T1和T2输入的AC电压转换为DC电压，并且通过从DC输入/输出端子T3和T4输出的转换后的DC电压对电池B1进行充电。通过集成于控制单元10中的电压传感器和电流传感器11检测供应至电池B1的DC电压和DC电流。控制单元10中的DSP将转换器5和转换器9的IGBT导通和截止，以使得检测到的DC电压和DC电流分别与目标电压和目标电流一致。将不描述其细节。
在向控制单元10通知针对电池B1的放电指令的情况下，控制单元10将转换器9的转换方向设为第一方向，并且使得转换器5将DC电压转换为AC电压。因此，从电池B1输入至DC输入/输出端子T3和T4的DC电压转换为AC电压，并且经AC输入/输出端子T1和T2以及噪声滤波器3将转换后的AC电压供应至公共用电2或者由公共用电2供电的电负载(未示出)。由电流传感器11检测从电池B1供应的DC电流。控制单元10中的DSP将转换器5和转换器9的IGBT导通和截止，以使得检测到的电流与目标电流一致。将不描述其细节。也将不描述对本文所需的功率***的互连的控制细节。
接着，下面描述通过输入/输出单元4、转换器5和控制单元10实现的功率因数校正装置(PFC电路)。
图2是示意性地示出输入至功率因数校正装置的AC电压和AC电流以及转换器5的切换定时的示图。在图2的顶部，经输入/输出单元4输入至转换器5的AC电压和AC电流以及AC电流的移动平均值分别由粗实线、细实线和虚线描绘。在其底部，当导通转换器5中的IGBT 52或54时的定时由实线描绘。在图中，竖轴表示电压、电流或切换状态，而横轴表示时间。这里，假设在AC输入/输出端子T52的电压高于输入/输出端子T51的电压的情况下AC电压的极性为正，同时假设在电流从AC输入/输出端子T51流至转换器5的情况下AC电流的极性为正。
作为示例，图2示出了电流连续模式下的PFC，但是相同的描述可应用于电流临界模式和电流不连续模式。在实施例1中，由于输入至转换器5的AC电压的频率为60Hz，并且转换器5的切换频率为约50kHz，因此在AC电压的一个周期进行833次切换。然而，将假设在图2中进行16次切换来进行示意性描述。
在输入至转换器5的AC电压为正的情况下，也就是说，就由图2中的左半部分周期(相位从0至π)表示的半周期而言，当IGBT 52导通时，电流从AC输入/输出端子T51经电感器L1、IGBT 52、二极管58和电感器L2流动(图2中的正电流)。这种情况下，电流按照与正AC电压基本成比例的增大速度通过电感器L1和L2的感抗而线性增大。相反，当IGBT 52截止时，在电流从AC输入/输出端子T51通过电感器L1、二极管55、电容器C2下游的朝着电池B1的电路返回至二极管58和电感器L2流动的同时，电流随时间减小。
在输入至转换器5的AC电压为负的情况下，也就是说，就由图2中的右半部分周期(相位从π至2π)表示的半周期而言，当IGBT 54导通时，电流从AC输入/输出端子T52经电感器L2、IGBT 54、二极管56和电感器L1流动(图2中的负电流)。这种情况下，电流的绝对值按照与负AC电压的绝对值基本成比例的增大速度通过电感器L1和L2的感抗而线性增大。相反，当IGBT 54截止时，在电流从AC输入/输出端子T52通过电感器L2、二极管57、电容器C2下游的朝着电池B1的电路返回至二极管56和电感器L1流动的同时，电流的绝对值随时间减小。
在电流连续模式中，控制转换器5的切换，以使得由虚线表示的AC电流的移动平均值与AC电压成比例。结果，在IGBT 52或54被切换时的占空比在AC电压的每个周期的相位角0和π处被最大化而在AC电压的每个周期的相位角在π/2和3π/2处被最小化。注意，这是电流连续模式的情况下的示例。例如，在电流临界模式中，在IGBT52或54被切换时的占空比为常数，并且通过与AC电压相应地改变切换周期来调整AC电流。
通常，功率因数校正装置执行控制，以使得由AC电流检测单元45检测的AC电流随着由AC电压检测单元44检测的AC电压而发生相位改变。这里检测到的AC电流不包括分流至噪声滤波器3的电容器32、33、34和35的电流。然而，分流至电容器32、33、34和35的电流是比由AC电压检测单元44检测到的AC电压提前π/2相位的无功电流。随着输入至转换器5的AC电流的幅值减小并且接近无功电流的幅值，从公共用电2通过噪声滤波器3供应的总AC电流的功率因数减小了。
因此，在实施例1中，调整由AC电流检测单元45检测到的AC电流，以使AC电流相对于由AC电压检测单元44检测到的AC电压成为相位延迟的AC电流，从而消除掉分流至电容器32、33、34和35的相位提前的无功电流。更具体地说，DSP在IGBT 52或54的导通和截止定时被控制为使得输入至包括在功率因数校正装置中的转换器5的AC功率的功率因数接近于1的状态下计算相位延迟的目标值，然后根据计算的目标值计算用于延迟IGBT 52或54的导通和截止定时的操作量。以下详细描述了计算目标值和操作量的方法。
公共用电2的AC电压Vac(也就是说，由AC电压检测单元44检测到的AC电压)由下面的等式(1)表示。此外，流入转换器5的AC电流iL(也就是说，由AC电流检测单元45检测到的AC电流)由下面的等式(2)表示。
Vac＝Esin(2πft)……(1)
iL＝Is in(2πft+θ)……(2)
其中：
E：公共用电2的AC电压的峰值
Figure BDA0001650861200000171
I：流入转换器5的AC电流的峰值
Figure BDA0001650861200000172
f：公共用电2的频率(Hz)
t：时间
θ：相位延迟
在从由AC电流检测单元45检测到的AC电流的峰值估计出等式(2)的I的情况下，I是由转换器5执行切换调整相位之前的值，因此I可能不是合适的值。此外，在不使用AC电流检测单元45对功率因数校正装置执行控制的情况下，需要通过另一装置估计I。在这种情况下，建立了下面的等式(3)和(4)，因此，通过将等式(4)的左侧代入等式(3)的右侧，可从下面获得的等式(5)计算I。因此，基于转换器5的输出功率的幅值间接计算I。注意，在等式(5)中，为了简明起见，可建立cosθ＝1以及转换器5的效率＝1。
转换器5的输出功率＝转换器5的输入功率×转换器5的效率……(3)
Figure BDA0001650861200000181
I＝转换器5的输出功率×2/(转换器5的效率×Ecosθ)……(5)
为了简明起见，当从公共用电2的角度看时假设噪声滤波器3的容抗为1/2πfC。C通常为电容器32、33、34和35的组合电容(F)，但是可估计减去了由共模扼流圈31导致的感抗的C，或者可通过提前实际测量来精确估计C。由以下等式(6)计算从公共用电2分流至噪声滤波器3的相位提前的无功电流iC。因此，由下面的等式(7)表示从公共用电2经噪声滤波器3流动的总AC电流iac。
iC＝(2πfCE)cos(2πft)……(6)
iac＝iC+iL……(7)
其中
2πfCE：无功电流的峰值
Figure BDA0001650861200000182
将等式(6)和(2)的左侧代入等式(7)的右侧，并且将三角函数的加法公式应用于代入后的等式(7)，等式(7)变成等式(8)。
iac＝(2πfCE)cos(2πft)+Isin(2πft+θ)＝(Icosθ)sin(2πft)+(2πfCE+Isinθ)cos(2πft)……(8)
如果最终获得的等式(8)的右侧中的cos(2πft)的系数为0，则总AC电流iac变为与公共用电2的AC电压Vac同相，因此，校正了包括分流至噪声滤波器3中的电容器32、33、34和35的电流的总AC功率的功率因数。也就是说，从下面的等式(9)计算相位延迟θ的目标值θa。
θa＝-arcsin(2πfCE/I)……(9)
通过分别由下面的等式(10)、(11)、(12)和(13)表示的α1、α2、α3和α4中的任一个计算上述操作量，以使得由AC电流检测单元45检测到的AC电流的相位延迟的值尽可能接近于等式(9)表示的相位延迟的目标值θa。
α1＝fcount×(θa/2π)/2……(10)
α2＝α1×(目标/基本值)……(11)
α3＝α2×调整系数……(12)
α4＝α1×调整系数……(13)
其中
fcount＝833(每周期AC电压的切换次数)
目标：转换器5的输出功率的幅值
基本值：功率参考值
调整系数：0.2-0.5范围内的减小系数(这里采用0.4)
通过等式(10)计算的操作量α1理论上是用于校正上述总AC功率的功率因数的最佳操作量，并且优选地应用于转换器5的输出功率大于功率参考值的情况。例如，将iC的幅值与iac的幅值的比率大于20％时的值周围的幅值iL看作电流的参考值，并且将此时的输出功率看作功率参考值。在实施例1中，在公共用电2的AC电压的幅值(有效值)为240V交流电的情况下，功率参考值为800W。等式(10)右侧被除以2的原因是因为每AC电压的半周期执行操作量的调整，半周期中的切换次数为833/2。在其中转换器5的输出功率大于功率参考值的情况下，等式(10)计算的操作量α1为相对非常小的值，因此，α1＝0是可能的(意味着不执行调整)。
等式(11)计算的操作量α2优选地应用于转换器5的输出功率小于功率参考值的情况。这是为了在转换器5的输出功率的幅值接近于分流至电容器32、33、34和35的相位提前的电流所导致的无功功率的幅值的情况下，避免不再能通过流入转换器5的相位延迟后的AC功率消除相位提前的无功功率的情况。
注意，等式(11)的右侧(目标/基本值)可由(目标/基本值)X(X是正实数)代替。输入至转换器5的表观功率的幅值(也就是说，由AC电压检测单元44检测到的AC电压的幅值与由AC电流检测单元45检测到的AC电流的乘积)可被应用于目标。在任何情况下，根据等式(11)，由等式(10)计算的理想操作量α1随着输入至转换器5和从转换器5输出的功率的幅值减小而减小。换句话说，可以说，由于公共用电2的AC电压的幅值基本恒定，因此操作量随着输入至转换器5的AC电流的幅值减小而减小。因此，可计算等式(11)中的(目标/基本值)，作为输入至转换器5的AC电流的幅值与上述电流参考值的比率。
分别通过等式(12)和(13)计算的操作量α3和α4优选地应用于其中进一步需要校正从公共用电2通过噪声滤波器3供应的AC功率的功率因数以及减小总谐波失真(THD)的情况。
下面通过流程图描述了控制单元10的上述操作。由构成控制单元10的DSP重复进行根据预先存储在程序存储器中的程序的乘法累加操作和确定处理来执行下面描述的处理。注意，将不描述基于计算的操作量通过控制单元10对IGBT中的每一个的导通/截止定时进行实际延迟的调整处理的细节。
图3是用于计算用于对根据本发明的实施例1的功率因数校正装置中的切换进行延迟的操作量的DSP的处理过程的流程图。图4是关于操作量计算的子例程的DSP的处理过程的流程图。例如，在公共用电2的每AC电压周期激活图3中的处理。
当图3中的处理被激活时，DSP调用关于操作量计算的子例程，以计算由上述等式(10)表示的操作量α1(S10)。当DSP返回子例程时，DSP检测从转换器9输出的DC电压的幅值(S11)，同时通过电流传感器11检测从转换器9输出的DC电流的幅值(S12)，以及计算检测到的DC电压的幅值与检测到的DC电流的幅值的乘积(S13：对应于用于检测DC功率的幅值的检测单元)。该乘积为等式(11)中的被称作“目标”的DC功率的幅值。这里，转换器9的输出功率的幅值被看作转换器5的输出功率。然而，转换器5的输出功率可鉴于转换器9的转换效率而增大。可替换地，从转换器5输出的DC功率的幅值可通过检测电路直接检测。
接着，DSP确定计算的DC功率的幅值是否小于参考值(S14)。如果其较小(S14：是)，则子例程中将计算的操作量α1和计算的DC功率的幅值相乘(S15)。此外，DSP将相乘后的值除以参考值(S16：
对应于用于计算减小的操作量的第三计算单元)，从而计算在等式(11)中表示的操作量α2，随后将相除后的值乘以预定减小比率“调整系数”(S17：对应于用于计算以预定比率减小的操作量的第三计算单元)，以计算等式(12)中表示的操作量α3。
同时，如果在步骤S14，计算的DC功率的幅值不小于参考值(S14：否)，则DSP将在子例程中计算的操作量α1乘以预定减小比率“调整系数”(S18)，从而计算在等式(13)中表示的操作量α4。当步骤S17或S18的处理结束时，DSP将操作量α3或α4(即步骤S17或S18的相乘后的值)存储在数据存储器(未示出)中(S19)，并且结束图3中的处理。
注意，在步骤S18，可强行将操作量α4看作0。
现在转至图4，当调用关于操作量计算的子例程时，DSP通过AC电压检测单元44检测AC电压的幅值
Figure BDA0001650861200000211
并且通过AC电流检测单元45进一步检测AC电流的幅值
Figure BDA0001650861200000212
然后，DSP将检测到的AC电压的幅值应用于等式(6)的右侧，以计算分流至噪声滤波器3的无功电流的幅值
Figure BDA0001650861200000213
(S23：对应于第一计算单元)，并且将计算的无功电流的幅值和AC电流的幅值应用于等式(9)的右侧，以计算AC电流的相位延迟的目标值θa(S24：对应于第二计算单元)。
然后，DSP将用于相位延迟的计算的目标值θa应用于等式(10)的右侧，以计算用于对通过转换器5切换的相位进行延迟的操作量α1(S25：对应于用于计算操作量的第三计算单元)，并且返回调用的例程。
注意，通过图3中的处理，确定了通过从转换器9输出的DC电压的幅值与AC电流的幅值的乘积计算的DC功率的幅值是否小于功率参考值。然而，基于关于上面的等式(11)的描述，可在步骤S14确定通过在子例程中检测到的AC电压的幅值
Figure BDA0001650861200000214
和AC电流的幅值
Figure BDA0001650861200000215
的乘积计算的表观功率的幅值是否小于功率参考值。在这种情况下，在步骤S15，在子例程中计算的操作量α1和计算的DC功率的幅值相乘。类似地，基于关于以上等式(11)的描述，可在步骤S14确定在子例程中检测到的AC电流的幅值
Figure BDA0001650861200000216
是否小于电流参考值。在这种情况下，在步骤S 15，在子例程中计算的操作量α1和检测到的DC电流的幅值相乘，并且在步骤S 16，将相乘后的值除以电流参考值。
此外，在图4中的步骤S22，通过AC电流检测单元45检测AC电流的幅值
Figure BDA0001650861200000221
但是可使用通过等式(5)计算的I除以
Figure BDA0001650861200000222
获得的AC电流的幅值来替代检测到的AC电流的幅值。在这种情况下，主要将转换器5的输出电压与输出电流的乘积应用于将被代入等式(5)的右侧的转换器5的输出功率，但是在实施例1中，应用了作为电容器3的电压而检测到的转换器9的输出电压与通过电流传感器11检测到的转换器9的输出电流的乘积。
下面利用仿真结果描述了根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备1中的本发明的效果。
图5是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备1中的功率因数-输出功率的变化的图表，图6是示出根据本发明的实施例1的双向AC/DC转换设备1中的总谐波失真-输出功率的变化的图表。图5和图6中的竖轴分别表示功率因数和总谐波失真(％)，两幅图中的横轴表示DC输出功率(W)。在图5和图6的两种情况下，输入AC电压的幅值(有效值)为240V交流电，并且输出电压为300V直流电。此外，在应用通过调整的纠正之前的特性由细实线表示，而在应用通过调整的纠正之后的特性由粗实线表示。
在图5中，输出功率为200W、300W、400W、600W和800W时，在应用纠正之前的功率因数分别为0.800、0.883、0.927、0.966和0.982，而在应用纠正之后分别为0.908、0.956、0.977、0.988和0.980。在输出功率等于或小于功率参考值的情况下，随着输出功率减小，进一步获得了功率因数校正的效果。
在图6中，输出功率为150W、250W、400W、600W和800W时，在应用纠正之前的总谐波失真为12.0％、6.58％、4.15％、2.79％和2.05％，而在应用纠正之后分别为6.81％、3.77％、2.74％、2.28％和1.93％。在输出功率等于或小于功率参考值的情况下，随着输出功率在大体上减小，具有总谐波失真进一步减小的效果。
根据上述实施例1，相位提前的无功电流分流至在跨接在AC电压的输入侧上的噪声滤波器3中的电容器。当转换器5通过IGBT 52和54的切换将通过噪声滤波器3输入的AC电压转换为DC电压时，输入至噪声滤波器3的AC功率的功率因数由控制单元10的DSP校正。DSP通过第一计算单元基于输入至转换器5的AC电压的幅值和噪声滤波器3中的电容器的电容来计算流动通过电容器的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值，通过第二计算单元基于计算的无功电流的幅值和输入至转换器5的AC电流的幅值或者从转换器5输出的DC功率的幅值来计算AC电流的相位延迟的目标值θa，从而执行控制以使得所述AC电流变为消除掉上述相位提前的无功电流的相位延迟的电流，并且通过第三计算单元基于计算的目标值θa计算用于对转换器5的IGBT 52和54的导通和截止的相位进行延迟的操作量α1。
因此，根据输入至转换器5的AC电压的幅值和AC电流的幅值或者输入AC电压的幅值和输出DC功率的幅值以及电容器的电容，计算用于通过转换器5对IGBT 52和54的导通和截止的相位进行延迟的操作量α1，以消除掉分流至电容器的相位提前的无功电流，并且根据计算的操作量α1控制输入至转换器5的AC电流的相位延迟的量。
因此，可以校正包括由于分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数。
此外，根据实施例1，由于与参考值(基本值)相比，输入至转换器5的AC电流的幅值或者从转换器5输出的DC功率的幅值较小，因此用于延迟导通和截止的相位的操作量α1减小至α2。
因此，在输入至转换器5的电流或者从转换器5输出的功率与分流至上述电容器的相位提前的无功电流相比而言较小的情况下，可以在计算时避免其中与操作量α1对应的相位延迟的AC电流变为反向电流的情况。
另外，根据实施例1，将通过按照预定比率(调整系数)进一步减小计算的操作量α2(或α1)获得的操作量α3(或α4)看作计算结果。
因此，可以以功率因数校正方面的一些牺牲作为代价来减小总谐波失真。
(实施例2)
在实施例1中，分别通过等式(12)或(13)计算操作量α3或α4，并且计算的操作量的幅值无关紧要，而在实施例2中，将上限设为计算的操作量的幅值。由于实施例2中的双向AC/DC转换设备1和噪声滤波器3的构造与实施例1中的相似，因此下面不描述构造，而是利用流程图描述控制单元10的操作。
图7是对用于延迟根据本发明的实施例2的功率因数校正装置中的切换的操作量进行计算的DSP的处理过程的流程图。例如，在公共用电2的每AC电压周期激活图7中的处理。
当图7中的处理被激活时，DSP调用关于操作量计算的子例程，以计算由上述等式(10)表示的操作量α1(S31)。当DSP返回子例程时，DSP确定子例程计算的操作量α1是否大于预定第一操作量(S32)。如果其大于预定第一操作量(S32：是)，则将第一操作量看作计算的操作量(S33：对应于第三计算单元)。第一操作量是操作量的上限。
如果子例程计算的操作量α1不大于预定第一操作量(S32：否)，或者如果步骤S33的操作结束，则DSP将在步骤S31或S33计算的操作量(在这里为α1或者第一操作量)存储在数据存储器(未示出)中(S34)，并且结束图7中的处理。
在实施例2中，确定操作量α1是否大于第一操作量，但是可确定在图3中的步骤S15、S17和S18处计算的操作量α2、α3和α4中的任一个是否大于第一操作量。
根据上述实施例2，如果计算的操作量α1、α2、α3或α4大于第一操作量，则将计算结果看作第一操作量。
因此，即使输入至转换器5的电流或从转换器5输出的功率减小，使得操作量增大，操作量的上限也限于第一操作量，因此可以在计算时避免其中与操作量对应的相位延迟的AC电流变为反向电流的情况。
(实施例3)
在实施例1中，计算操作量α2、α3或α4，而在实施例3中，在输入至功率因数校正装置的AC电流的幅值或者从功率因数校正装置输出的DC功率的幅值小于预定幅值的情况下，将操作量看作恒定值。由于实施例3中的双向AC/DC转换设备1和噪声滤波器3的构造类似于实施例1中的构造，因此下面不描述构造，而是利用流程图描述控制单元10的操作。
图8是对用于延迟根据本发明的实施例3的功率因数校正装置中的切换的操作量进行计算的DSP的处理过程的流程图。例如，图8中的处理在公共用电2的每AC电压周期被激活。注意，在图8的流程图中，检测在第二方向上从转换器9输出的DC功率来代替从功率因数校正装置输出的DC功率。
由于图8中的步骤S40至S43的处理与实施例1中的图3中描述的步骤S10至S13的处理相似，因此将不描述这些处理的细节。
与实施例1中的部件对应的部件由相似附图标记指代，并且将不描述。
当图8中步骤S43的处理结束时，DSP确定计算的DC功率的幅值(也就是说，从转换器9输出的DC功率的幅值)是否小于预定阈值(S44)，并且如果其较小(S44：是)，则将预定的第二操作量看作计算的操作量(S45：对应于第三计算单元)。
如果计算的DC功率的幅值不小于预定阈值(S44：否)，或者如果步骤S45的处理结束，则DSP在数据存储器(未示出)中存储(S46)在步骤S40的子例程中计算的操作量α1或者第二操作量，并且结束图8中的处理。
注意，在图8中的处理中，确定通过从转换器9输出的DC电压和DC电流的乘积计算的DC功率的幅值是否小于预定阈值。这不限于DC功率。例如，在从转换器9输出的DC功率的幅值变小的情况下，当公共用电2的AC电压恒定时，输入至转换器5的AC电流也变小。因此，可在S44确定由AC电流检测单元45检测到的AC电流的幅值是否小于预定阈值。
根据上述实施例3，当输入至转换器5的AC电流的幅值或者从转换器5输出的DC功率的幅值小于预定阈值时，将预定第二操作量看作第三计算单元的计算结果。
因此，当输入至转换器5的电流的幅值或者从转换器5输出的功率的幅值减小到变为小于预定阈值时，通过固定于第二操作量的操作量，可以提供特定程度的功率因数校正的效果，以避免其中与操作量对应的相位延迟的AC电流变为要从转换器5的输入侧输出的电流的情况。
(实施例4)
在实施例1中，在双向AC/DC转换设备1中，AC电压转换为DC电压，而在实施例4中，在双向AC/DC转换设备1中，DC电压转换为AC电压。实施例4中的双向AC/DC转换设备1和噪声滤波器3的构造与实施例1中的相似。
与实施例1中的部件对应的部件由相似附图标记指代，并且将不描述。
在其中在双向AC/DC转换设备1中DC电压转换为AC电压的情况下，将被供应至公共用电2的AC电压Vac由上述等式(1)表示，而从用作逆变器的转换器5分流至噪声滤波器3的相位提前的无功电流iC由下面的等式(6)表示。因此，合理的情况是，将从转换器5输出的AC电流可包括足以消除掉等式(6)表示的无功电流iC的相位提前的无功电流。假设无功电流的校正量的有效值(下文中，称作校正电流的幅值)为β1和β2，并且在实施例4中，β1和β2分别由下面的等式(14)和(15)计算。这里，再次描述下面的等式(1)和等式(6)。
Vac＝Esin(2πft)……(1)
iC＝(2πfCE)cos(2πft)……(6)
Figure BDA0001650861200000261
β2＝β1×(目标/基本值)……(15)
其中：
目标：至转换器5的输入功率的幅值
基本值：功率参考值
调整系数：0.2–0.5范围内的减小系数(这里采用0.4)
以下利用流程图描述了控制单元10的操作。
图9是用于对根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备1中的校正电流的幅值进行计算的DSP的处理过程的流程图。例如，公共用电2的每AC电压周期激活图9中的处理。
当图9中的处理被激活时，DSP通过AC电压检测单元44检测AC电压的幅值
Figure BDA0001650861200000271
并且将检测到的AC电压的幅值应用于等式(6)的右侧，以计算分流至噪声滤波器3的无功电流的幅值
Figure BDA0001650861200000272
DSP随后将计算的无功电流的幅值应用于等式(14)，以计算校正电流β1的幅值(S52)。
此外，DSP检测从DC输入/输出端子T83和T84输入至转换器9的DC电压的幅值(S53)，通过电流传感器11检测输入至转换器9的DC电流的幅值(S54)，并且随后计算检测到的DC电压的幅值与检测到的DC电流的幅值的乘积(S55)。通过相乘获得的值是在等式(15)中称作“目标”的DC功率的幅值。这里，将转换器9的输入功率的幅值看作转换器5的输入功率。然而，鉴于转换器9的转换效率，可减小转换器5的输入功率。
接着，DSP确定计算的DC功率的幅值是否小于功率参考值(S56)。如果其较小(S56：是)，则在步骤S52将计算的校正电流β1的幅值和所计算的DC功率的幅值相乘(S57)。结果，DSP将相乘后的值除以参考值(S58)以计算由等式(15)表示的校正电流β2的幅值。
如果在步骤S56，计算的DC功率的幅值不小于参考值(S56：否)，或者在步骤S58的处理结束，则DSP将分别在S52或S58计算的校正电流β1或β2的幅值存储在数据存储器(未示出)中(S59)，并且结束图9中的处理。
下面通过利用仿真结果描述了根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备1中的本发明的效果。
图10是示出根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备1中的功率因数-输出功率的变化的图表，而图11是示出根据本发明的实施例4的双向AC/DC转换设备1中的总谐波失真-输出功率的变化的图表。图10和图11中的竖轴分别表示功率因数和总谐波失真(％)，并且两幅图中的横轴均表示AC输出功率(W)。在图10和图11这两种情况下，输入电压的幅值为300V直流电，并且输出电压(有效值)的幅值为240V交流电。此外，由细实线表示在应用通过调整的纠正之前的特性，而通过粗实线表示在应用通过调整的纠正之后的特性。
在图10中，在输出功率为200W、300W、400W、600W和800W时，在应用纠正之前的功率因数分别为0.828、0.917、0.953、0.978和0.989，而在应用纠正之后分别为0.866、0.949、0.977、0.991和0.990。在输出功率等于或小于功率参考值的情况下，随着输出功率减小，进一步实现了功率因数校正的效果。
在图11中，输出功率为250W、350W、500W和700W时，在应用纠正之前的总谐波失真分别为11.4％、7.57％、5.58％和3.94％，而在应用纠正之后分别为15.5％、10.6％、6.50％和4.53％。在输出功率等于或小于功率参考值的情况下，总谐波失真极大地减小。
根据实施例4和上述实施例1，功率因数校正装置通过利用全桥电路50执行AC与DC之间的双向转换，并且转换器9执行针对朝向电池B1的DC电压和朝向功率因数校正装置的DC电压的双向转换。
因此，可将对包括由分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流所导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数进行校正的功率因数校正装置应用于双向AC/DC转换设备1。
(实施例5)
在实施例1和4中，功率因数校正装置的转换器5具有全桥电路50，并且能够进行AC电压与DC电压之间的双向转换，而在实施例5中，功率因数校正装置的转换器将脉动电压转换为DC电压。
图12是示出根据本发明的实施例5的功率因数校正装置的构造的示例的电路图。在图中，附图标记100表示功率因数校正装置，其包括：AC输入端子T1a和T2a，来自公共用电2的AC功率经噪声滤波器3输入所述AC输入端子T1a和T2a；以及DC输出端子T3a和T4a，它们分别连接至电池B1的正端子和负端子。
功率因数校正装置100包括：输入单元4a，其从AC输入/输出端子T1a和T2a输入AC功率；全波整流电路46，其为对经输入单元4a输入的AC电压进行全波整流的二极管桥；升压转换器5a，其通过切换将通过经全波整流电路46对AC电压进行全波整流而得到的脉动电压转换为DC电压；以及控制单元10a，其控制转换器5a的电压转换。通过集成于控制单元10a中的电压传感器(对应于电压检测单元)检测从全波整流电路46输出的脉动电压，并且其被控制单元10a捕获作为脉动电压的参考电压。
用于对DC电压进行平滑的电容器C2连接在转换器5a的输出侧上。由集成于控制单元10a中的电压传感器来检测电容器C2的DC电压(也就是说，转换器5a的输出电压)。通过具有连接至控制单元10a的检测端子的电流传感器11检测通过转换器5a从DC输出端子T3a和T4a输出的DC电流。控制单元10a是例如DSP。通过DSP将从转换器5a输出的DC功率计算为检测到的DC电压和DC电流的乘积(对应于用于检测DC功率的幅值的检测单元)，但是可由检测电路直接检测所述DC功率。
转换器5a包括：电感器L3，其一端连接至全波整流电路46的插头侧上的输出端子；n沟道MOSFET(下文中，称作晶体管)Q1，其漏极端子连接至电感器L3的另一端；以及电阻器R1，其连接在晶体管Q1的源极端子与全波整流电路46的负侧上的输出端子之间。电感器L3的所述另一端连接至二极管D1的阳极端子，并且二极管D1的阴极端子是转换器5a的输出端子。
晶体管Q1的栅极端子连接至控制单元10a，并且从驱动单元(未示出)接收脉宽调制(PWM)信号。电阻器R1的两端连接至控制单元10a，以检测在电感器L3中流动的电流，也就是说，从全波整流电路46流至转换器5a中的脉动电流。
噪声滤波器3具有与实施例1中的构造相同的构造。通过从实施例1中的输入/输出单元4中删除AC电压检测单元44和AC电流检测单元45获得输入单元4a。与实施例1中的部件对应的其它部件由相似附图标记表示，并且将不在此描述。
控制单元10a将通过乘法器将捕获的脉动电压与来自转换器5a的输出电压相乘而获得的脉动电压与电阻器R1的检测到的电压进行比较，并且基于比较结果控制施加至晶体管Q1的栅极端子的PWM信号的导通和截止定时。晶体管Q1的漏极电压被二极管D1和电容器C2平滑，并且作为DC电压从DC输出端子T3a和T4a输出。
在功率因数校正装置100中，控制通过电阻器R1检测到的脉动电流，以与从全波整流电路46输入至转换器5a的脉动电压同相地改变。这里，所检测的脉动电流不包括分流至噪声滤波器3的电容器32、33、34和35的电流。因此，与实施例1相似，随着输入至转换器5的脉动电流的幅值减小为接近于无功电流的幅值，从公共用电2供应的通过噪声滤波器3供应的总AC功率的功率因数减小。
这里，假设由输入单元4a检测AC电压和AC电流，建立与实施例1中的等式(1)至(13)相同的等式。然后，分别检测等式(9)中的E和I，作为输入至转换器5a的脉动电压和脉动电流的峰值(也就是说，脉动电压的幅值和脉动电流的幅值
Figure BDA0001650861200000301
)。在实施例1中，每AC电压的半周期调整操作量，而在实施例5中，可在与上述半周期对应的脉动电压的周期调整操作量。因此，这里将不描述通过DSP的操作量α1、α2、α3和α4的计算处理。
根据上述实施例5，相位提前的无功电流被分流至在跨接在AC电压的输入侧上的噪声滤波器3中的电容器。当转换器5a通过晶体管Q1的切换将通过对经噪声滤波器3输入的AC电压进行全波整流而获得的脉动电压转换为DC电压时，输入至噪声滤波器3的AC功率的功率因数被控制单元10a的DSP校正。DSP通过第一计算单元基于输入至转换器5a的脉动电压的幅值和噪声滤波器3中的电容器的电容来计算在电容器中流动的、相位相对于AC电压提前了π/2的无功电流的幅值，通过第二计算单元基于计算的无功电流的幅值和输入至转换器5a的脉动电流的幅值或者从转换器5a输出的DC功率的幅值来计算脉动电流的相位延迟的目标值θa，从而执行控制以使得脉动电流变成消除掉上述相位提前的无功电流的相位延迟的电流，并且通过第三计算单元基于计算的目标值θa来计算用于对转换器5a的晶体管Q1的导通或截止的相位进行延迟的操作量。
因此，根据输入至转换器5a的脉动电压的幅值和脉动电流的幅值或者输入脉动电压的幅值和输出DC功率的幅值以及电容器的电容，计算用于对转换器5a的晶体管Q1的导通和截止的相位进行延迟的操作量α1，以消除掉分流至电容器的相位提前的无功电流，并且根据计算的操作量α1控制输入至转换器5a的脉动电流的相位延迟的量。
因此，可以校正包括由于分流至在跨接在AC功率的输入侧上的电路中的电容器的电流所导致的无功功率在内的总AC功率的功率因数。
[附图标记说明]
1：双向AC/DC转换设备
100：功率因数校正装置
T1、T2：AC输入/输出端子
T1a、T2a：AC输入端子
T3、T4：DC输入/输出端子
T3a、T4a：DC输出端子
2：公共用电
3：噪声滤波器
31：共模扼流圈
32、33、34、35：电容器
4：输入/输出单元
4a：输入单元
41、42：继电器触点
43：零相电流互感器
44：AC电压检测单元
45：AC电流检测单元
46：全波整流电路
47：电流传感器
5、5a：转换器
50：全桥电路
51、52、53、54：IGBT
55、56、57、58：二极管
T51、T52：AC输入/输出端子
T53、T54：DC输入/输出端子
6：逆变器
60：全桥电路
61、62、63、64：IGBT
65、66、67、68：二极管
T61、T62：DC输入/输出端子
T63、T64：AC输入/输出端子
7：匹配变压器
8：逆变器
80：全桥电路
81、82、83、84：IGBT
85、86、87、88：二极管
T81、T82：AC输入/输出端子
T83、T84：DC输入/输出端子
9：转换器
10、10a：控制单元
11：电流传感器
B1：电池
C1、C2、C3：电容器
D1：二极管
L1、L2、L3：电感器
Q1：晶体管
R1：电阻器

Claims (7)

1.一种功率因数校正装置，包括转换器和控制单元，所述转换器通过开关元件的切换将AC电压转换为DC电压，所述AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述控制单元通过控制所述转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，该功率因数校正装置包括：
第一检测单元，其检测输入至所述转换器的AC电压的幅值；以及
第二检测单元，其检测输入至所述转换器的AC电流的幅值或者从所述转换器输出的DC功率的幅值，
其中，所述控制单元包括：
第一计算单元，其基于通过所述第一检测单元检测的幅值和所述电容器的电容来计算在所述电路中流动的、相位相对于所述AC电压提前了π/2的无功电流的幅值，
第二计算单元，其基于通过所述第一计算单元计算的幅值和通过所述第二检测单元检测到的幅值来计算所述AC电流相对于所述AC电压的相位延迟的目标值，以及
第三计算单元，其基于通过所述第二计算单元计算的所述目标值来计算用于延迟所述开关元件的导通和截止的定时的操作量；
在计算的操作量大于第一操作量的情况下，所述第三计算单元将所述第一操作量看作计算的操作量。
2.一种功率因数校正装置，包括转换器和控制单元，所述转换器通过开关元件的切换将通过对AC电压进行全波整流获得的脉动电压转换为DC电压，所述AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述控制单元通过控制所述转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，该功率因数校正装置包括：
第一检测单元，其检测输入至所述转换器的脉动电压的幅值；以及
第二检测单元，其检测输入至所述转换器的脉动电流的幅值或者从所述转换器输出的DC功率的幅值，
其中，所述控制单元包括：
第一计算单元，其基于通过所述第一检测单元检测的幅值和所述电容器的电容来计算在所述电路中流动的、相位相对于所述AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；
第二计算单元，其基于通过所述第一计算单元计算的幅值和通过所述第二检测单元检测到的幅值来计算所述脉动电流相对于所述脉动电压的相位延迟的目标值；以及
第三计算单元，其基于通过所述第二计算单元计算的所述目标值来计算用于延迟所述开关元件的导通和截止的定时的操作量；
在计算的操作量大于第一操作量的情况下，所述第三计算单元将所述第一操作量看作计算的操作量。
3.根据权利要求1或2所述的功率因数校正装置，其中，所述第三计算单元计算随着通过所述第二检测单元检测到的幅值变得小于参考值而减小的操作量。
4.根据权利要求1或2中的任一项所述的功率因数校正装置，其中，所述第三计算单元计算按照预定比率减小的操作量。
5.根据权利要求1或2中的任一项所述的功率因数校正装置，其中，在通过所述检测单元检测到的幅值小于预定阈值的情况下，所述第三计算单元将第二操作量看作计算的操作量。
6.一种双向AC/DC转换设备，包括：
根据权利要求1或2中的任一项所述的功率因数校正装置；以及
DC/DC转换器，其双向地转换DC电压，其中，
所述功率因数校正装置具有被包括在所述转换器中并且双向地执行AC电压与DC电压之间的转换的全桥电路。
7.一种存储有用于控制功率因数校正装置的计算机程序的记录介质，其中，所述功率因数校正装置包括转换器、第一检测单元、第二检测单元和控制单元，所述转换器通过开关元件的切换将AC电压转换为DC电压，所述AC电压经具有无功电流在其中流动通过的电容器的电路而输入，所述第一检测单元检测输入至所述转换器的AC电压的幅值，所述第二检测单元检测输入至所述转换器的AC电流的幅值或者从所述转换器输出的DC功率的幅值，所述控制单元通过控制所述转换器的切换来校正输入至所述电路的AC功率的功率因数，所述记录介质使得所述控制单元用作：
第一计算单元，其基于通过所述第一检测单元检测的幅值和所述电容器的电容来计算在电路中流动的、相位相对于所述AC电压提前了π/2的无功电流的幅值；
第二计算单元，其基于通过所述第一计算单元计算的幅值和通过所述第二检测单元检测到的幅值来计算所述AC电流相对于所述AC电压的相位延迟的目标值；以及
第三计算单元，其基于通过所述第二计算单元计算的所述目标值来计算用于延迟所述开关元件的导通和截止的定时的操作量；
在计算的操作量大于第一操作量的情况下，所述第三计算单元将所述第一操作量看作计算的操作量。
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