CN104583784A - 输入功率和电流测量的***及方法 - Google Patents

Abstract

功率因数校正(PFC)控制设备用于功率因数校正并同时用于输入功率和电流测量。使用电流传感器和电压传感器测量输入电压和输入电流(510,520)。在电磁干扰(EMI)滤波器之后测量电流。基本上同时对输入电压和输入电流采样(530)。由于电流感测电路中所引入的相移，因此调节所测量的输入电流(540)。使用输入电压和调节后的输入电流计算输入功率(550)。使用PFC输入电流和EMI滤波器无功电流确定总输入电流(560)。

Description

输入功率和电流测量的***及方法

技术领域

本申请总体涉及电子学，并更具体地涉及输入功率和电流测量。

背景技术

在当今的“绿色世界”环境中，包括输入功率和RMS电流(Irms)测量的实时能源消耗测量变得越来越重要。这些测量可用于调节功率输送并最优化能源使用。此外，它们鼓励非高峰时期的能源消耗以及有效的能源资源管理。传统上，通过专用功率计量芯片测量输入功率和电流。尽管功率计量芯片已经提供了可接受的结果，但其显著地增加了成本和设计工作。迄今为止，先前方案存在着未被解决的需求。

发明内容

所描述的示例实施例提供输入功率和电流测量的***。在体系结构中，其中***的一个示例实施例被简要地描述为可被实施为：功率因数校正(PFC)控制设备，其包括：多个模数转换器(ADC)输入和PWM输出，多个ADC输入中的第一至少一个经配置用于感测输入电压，多个ADC输入中的第二至少一个经配置用于感测输入电流，PWM输出经配置控制PFC电路的输出电压；输入电压信号调整模块，其经配置接收输入电压并针对多个ADC输入中的第一个的测量范围调节输入电压范围；以及电流感测信号调整模块，其经配置感测PFC控制电路的输入电流并调节表示感测到的输入电流的信号，以适合在多个ADC输入中的第二至少一个的测量范围内，PFC控制设备经配置调节所确定的输入电流以补偿电磁滤波器中的无功电流，以便确定总输入电流以及补偿由电流感测调整电路引入的相移。

所描述的实施例还可被视为提供输入功率和电流测量的方法。在这点上，其中可通过以下步骤概括地总结这种方法的一个实施例：以PFC控制设备的输入确定功率因数校正(PFC)输入电流；以PFC控制设备的输入确定PFC输入电压；使PFC输入电压和PFC输入电流相互关联，以使PFC输入电压和PFC输入电流基本上被同时采样；调节所确定的PFC输入电流值以补偿电流感测电路中的相移，以便确定调节后的输入电流；使用相互关联的PFC输入电压和调节后的输入电流计算输入功率，并调节所确定的输入电流以补偿电磁干扰(EMI)滤波器中的无功电流，以便确定总输入电流。

附图说明

图1为输入功率和电流测量***的示例实施例的电路图。

图2为图1的EMI滤波器的简化电路的示例实施例的电路图。

图3为图1的电流测量电路的示例实施例的电路图。

图4为图1的输入电压感测电路的示例实施例的电路图。

图5为输入功率和电流测量方法的示例实施例的流程图。

具体实施方式

本文公开了输入功率和电流测量的***及方法。例如，可通过服务器使用输入功率和电流测量，以识别功率成本。在许多服务器功率电路中，使用功率因数控制(PFC)设备以使任何电力负载好像是到为其供电的电压电源的电阻器。PFC可为政府委托的(如在欧洲、日本等等)或来自公共利益实体的指导准则(诸如U.S.的能源之星)。如本文所公开，PFC控制设备可用于功率因数校正以及输入功率和电流测量两者。

功率供给控制电路的前端上的PFC设备收集交流电(AC)输入信号并调节电流信号，以追随电压信号的相位。电压信号通常为正弦曲线；因此电流信号经调节追随具有正弦信号和同相的电压信号。为了控制PFC，测量输入电压和输入电流，以便可适当地调节输入电流。

为了确定输入功率，确定输入电压和输入电流。例如，可使用电流传感器和电压传感器执行这些测量。在本文所公开的输入功率和电流测量的***及方法的示例实施例中，在电磁干扰(EMI)滤波器之后测量电流。然而，实际的输入电流包括EMI滤波器无功电流以及在EMI滤波器之后测量的电流。可使用公式来计算EMI滤波器无功电流。EMI滤波器可被简化为用于该计算的单个电容器。EMI滤波器的输入电压和总电容可用于确定EMI滤波器无功电流。

图1提供电路100，其为使用示例PFC控制设备(UCD3138)的输入功率和测量的***的示例实施例。电路100使用示例传统PFC应用。通过调整块140感测输入线和中性电压两者，并随后通过分离的模数转换器(ADC)输入对其采样。可通过固件“矫正(rectified)”这些测量，以用于控制功能和监测功能两者。通过另一个ADC经过调整块(conditioning block)160感测的输出电压可被用于电压回路控制。电流信号可由电流分流器感测并在信号调整块150中被放大和过滤，并且然后被连接到误差ADC(EADC)，以用于电流回路控制。此外，电流信号可进一步被过滤并连接到ADC，以用于输入电流测量。图1的示例配置使用几乎相同的现有PFC电路，添加低通滤波器以用于ADC电流感测。示例实施例极大地降低了输入功率和电流测量的成本和设计工作。

由于未包括EMI输入滤波器中电容的贡献，因此在PFC控制设备的ADC处感测的测量电流可能不表示总输入电流。所测量的电流和实际输入电流之间的差异在高压线和轻负载处增大，并且可被包括用于精确的输入电流上报。

图2提供简化的EMI滤波器电路200。在电路200中，去除电感器并以单个电容器C代替总电容。I_EMI表示EMI电容器210的RMS电流。I_测量表示由PFC控制设备220测量的输入RMS电流。I_in表示总输入RMS电流。在示例实施方式中，该EMI滤波器的等效电容为3μF。考虑其中Vin＝265V，AC频率＝65Hz，以及具有I_测量＝0.25A的轻负载的情况。输入电流测量精确性可被要求低于该功率水平下的0.05A。可如下计算由EMI滤波器产生的无功电流：

$I_{\mathrm{EMI}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{1/2\mathrm{\πfC}}=265*2\mathrm{\π}*65*3*{10}^{-6}=0.325.---\left(1\right)$

I_EMI为无功电流并以90度导出所测量的电流I_测量，因此：

因此所测量的输入电流和实际总输入电流之间的差异将为0.41A-0.25A＝0.16A，其可远大于在该功率水平下所典型要求的0.05A的精确性。因此，通过EMI滤波器生成的无功电流可被包括在总上报的输入电流中。

图3提供电流反馈和测量电路300。电阻器320上的电压降被放大和过滤，其输出“ISENSE_SHUNT”将进入电流回路，以用于PFC输入电流校准。调节“ISENSE_SHUNT”以使电压摆动适合在EADC的测量范围内。

由于典型电流感测滤波器的高带宽，“ISENSE_SHUNT”可具有高频率波纹，其可影响输入电流测量精确性。同样，ADC可具有比EADC更高的测量范围。为了在示例实施例中去除高频率波纹并充分地使用ADC测量范围，另一个运算放大器和低通滤波器可被用于将“ISENSE_SHUNT”改变为“IIN_SENSE”。在该信号调整之后，“IIN_SENSE”将为平滑的波形并适应ADC测量范围。其可然后由ADC(例如，12位ADC)测量。

然后，电流感测信号可被测量并被上报在数字化ADC计数中。为了得到以安培为单位真实电流值，ADC计数可被转化回为以安培为单位的电流。ADC计数和安培数之间的关系可衍生自电路。然而，部件容差可能使测量精确性不可接受。因此，可以实施校准以用于确定数字化ADC计数和安培数之间的关系。

给定假设的电流测量电路，在任何时刻：

i＝k_iC_i-m_i；  (3)

其中i为通过电流分流器的输入电流(以mA为单位)，k_i为电流感测增益，C_i为ADC转换输出(为计数)，并且m_i为电流感测偏移。对于恒定的DC输入，平均电流值等于瞬间值，因此等式(3)仍然有效：

I_DC＝k_iC_i-m_i；.  (4)

等式(4)允许使用DC电源以校准(calibrate)电流测量。在示例实施例中，在PFC输入上施加恒定的DC功率；然后施加25％负载和75％负载。将平均输入电流值比作两个负载值中的每个处的ADC转换输出：

25％负载：I_DC1＝k_iC_i1-m_i；以及(5)

75％负载：I_DC2＝k_iC_i2-m_i。  (6)

可从(5)和(6)计算电流感测增益k_i和偏移m_i：

$k_i=\frac{I_{\mathrm{DC}2}-I_{\mathrm{DC}1}}{C_{i2}-C_{i1}};$ 以及(7)

$m_i=\frac{C_{i1}{I}_{\mathrm{DC}2}-C_{i2}{I}_{\mathrm{DC}1}}{C_{i2}-C_{i1}}.---\left(8\right)$

可在PFC控制设备的数据闪存中存储所校准的k_i和m_i，例如，用于输入功率和电流测量。然而，所计算的k_i和m_i可为小数值(decimalvalue)且可小于1，并且PFC控制设备可使用定点数学计算。为了减小舍入误差并维持计算中的足够精确性，小的小数值可乘以2^N并然后被取整成最靠近的整数。例如，如果PFC的电流感测增益和偏移被计算为k_i＝1.59且m_i＝229.04，则k_i可乘以2⁸并然后被取整为407，并且m_i可乘以2⁰并然后被取整为229。以下项可然后被定义为以C语言编程：

#define IIN_SLOPE        (407)

#define IIN_SLOPE_SHIFT  (8)

#define IIN_OFFSET       (229)

#define IIN_OFFSET_SHIFT (0)。

当计算输入功率和电流时，如果乘以k_i和m_i而不是直接使用k_i和m_i，则使用IIN_SLOPE和IIN_SHIFT以执行乘法。然后结果被右移IIN_SLOPE_SHIFT和IIN_OFFSET_SHIFT。例如，并非计算如下等式：y＝k_ix+m_iz，

而是将其计算为：

y＝((IIN_SLOPE*x)>>IIN_SLOPE_SHIFT)+((IIN_OFFSET*z)>>IIN_OFFSET_SHIFT)。

在示例实施例中，电压感测电路为如图4的电路400中所提供的电压分配器。通过电阻器410、420对AC输入线电压进行分压，并且通过电阻器430、440对AC中性电压进行分压。在任何时刻：

v＝k_vC_v-m_v  (9)

其中v为输入电压(以V为单位)，k_v为电压感测增益，C_v为ADC转换输出(为计数)，并且m_v为电压感测偏移。可通过与校准输入电流的相似方式校准增益k_v和偏移m_v。然而，由于简化了电路并节约了校准成本，通过示意图足以计算k_v和m_v。用于电压分配器的电阻精确性将影响测量精确性。在示例实施例中，例如0.1％容差的低容差电阻器用作电压分配器，以减小误差并放弃校准步骤。

如图4所示，通过电压分配器减弱输入电压。然后所减弱的信号进入ADC(例如，12位ADC)并被转换为数字信号。在示例实施方式中，ADC的参考值为2.5V。在这种情况下，

$C_v=\frac{v{R}_2}{2.5(R_1+R_2)}*4096.---\left(10\right)$

从以上求解v:

$v=\frac{2.5(R_1+R_2)}{4096R_2}{C}_v.---\left(11\right)$

因此，

$k_v=\frac{2.5(R_1+R_2)}{4096R_2};$ 以及(12)

m_v＝0.  (13)

和输入电流测量一样，电压感测增益和偏移可乘以2^N并然后被取整成最靠近的整数，以减小计算误差。例如，具有k_v＝0.09623以及m_v＝0的电路可被定义为以C语言编程：

#define VIN_SLOPE        (197)

#define VIN_SLOPE_SHIFT  (11)

#define VIN_OFFSET       (0)

#define VIN_OFFSET_SHIFT (0)

电压感测增益和偏移将为：

k_v＝VIN_SLOPE>>VIN_SLOPE_SHIFT；以及

m_v＝VIN_OFFSET>>VIN_OFFSET_SHIFT。

当计算输入功率时，如果k_v和m_v被使用为相乘而不是直接使用k_v和m_v，则使用VIN_SLOPE和VIN_OFFSET以首先执行乘法，并且然后结果被右移VIN_SLOPE_SHIFT和VIN_OFFSET_SHIFT。

真实输入功率可被定义为：

$P=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}v\left(t\right)i\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(14\right)$

在离散格式中为：

$P=\frac{\mathrm{\Σ}\left(v\left(n\right)i\left(n\right)\right)}{N}---\left(15\right)$

等式(15)使用基本上被同时采样的Vin和Iin。可通过具有双重采样功能和保持功能的两个不同ADC通道对Vin和Iin采样。双重采样和保持功能允许这些两个通道被同时采样，使得输入功率计算是精确的。

由于电流感测电路中的低通滤波器，因此，所测量的电流信号被延迟并且与实际电流异相。来自低通滤波器的IIN_SENSE信号具有来自实际电流信号的相位延迟。补偿其的简单方式为通过相位延迟量延迟Vin感测信号。然后所延迟的Vin信号可被用于计算输入功率。例如，如果每20μs测量Vin并且相位延迟为220μs，则Vin感测信号被延迟220/20或11倍。因此可在固件中如下定义延迟指针：

iv.ipm_buff_delay＝11.

在示例实施方式中，在循环的数据阵列中存储ADC采样的Vin信号值，并且在固件中通过以下代码实施延迟：

iv.cir_buff[iv.cir_buff_ptr]＝iv.vin_raw；

iv.ipm_pointer＝(iv.cir_buff_ptr–iv.ipm_buff_delay)&0x3f；

iv.cir_buff_ptr＝(iv.cir_buff_ptr+1)&0x3f；

iv.vin＝iv.cir_buff[iv.ipm_pointer]；

等式(15)可被重写为：

$\begin{array}{c}P=\frac{\mathrm{\Σ}(k_v{C}_v\left(n\right)-m_v)(k_i{C}_i\left(n\right)-m_i)}{N}\\ =\frac{k_v{k}_i\mathrm{\Σ}{C}_v\left(n\right)C_i\left(n\right)}{N}-\frac{k_v{m}_i\mathrm{\Σ}{C}_v\left(n\right)}{N}-\frac{k_v{n}_i\mathrm{\Σ}{C}_i\left(n\right)}{N}+m_v{m}_i\end{array}.---\left(16\right)$

在示例实施方式中，在中断回路中通过ADC每20μs测量Vin和Iin。由于中断回路可用于PFC回路控制，以节省CPU计算时间并防止中断回路溢出，因此在中断回路中仅计算C_v(n)C_i(n)，并且可通过固件中的IIR滤波器代替以及可在后台回路中执行最终的输入真实功率计算。

在计算EMI电容器的无功电流时，首先确定输入电压频率。在示例实施例中，通过2个ADC通道感测AC线和中性电压，并且然后在固件中被进行矫正。可通过比较ADC结果寻找过零。由于以固定比率对输入电压采样，因此可通过在2个连续的过零点之间对采样数目计数，来确定AC频率。一旦确定了输入电压频率，EMI电容器的无功电流可被计算为：

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{EMI}}=2\mathrm{\πfC}{V}_{\mathrm{in}\_\mathrm{rms}}\\ =2\mathrm{\πfC}\sqrt{\frac{{k_v}^2\mathrm{\Σ}{C_v}^2\left(n\right)}{N}-\frac{2k_v{m}_v\mathrm{\Σ}{C}_v\left(n\right)}{N}}+{m_v}^2\end{array}.---\left(17\right)$

在示例实施方式中，在中断回路中每20μs测量电压。为了节省CPU计算时间并防止中断回路溢出，可在中断回路中计算C_v ²(n)，并且可通过固件中的IIR滤波器代替和然后可在后台回路中执行通过EMI电容器的无功电流。

RMS电流值可被计算为：

$I_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}i{\left(t\right)}^2\mathrm{dt}}---\left(18\right)$

在离散格式中为：

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\frac{\mathrm{\Σ}{i}_{\mathrm{in}}{\left(n\right)}^2}{N}}\\ =\sqrt{\frac{{k_i}^2\mathrm{\Σ}{C_i}^2\left(n\right)}{N}-\frac{{2k}_i{m}_i\mathrm{\Σ}{C}_i\left(n\right)}{N}+{m_i}^2}\end{array}.---\left(20\right)$

在示例实施方式中，在中断回路中每20μs测量电流。为了节省CPU计算时间并防止中断回路溢出，可在中断回路中计算C_i ²(n)，并且可通过固件中的IIR滤波器代替和

可然后将EMI滤波器无功电流作为因素计算入：

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{rms}}=\sqrt{{I_{\mathrm{EMI}}}^2+{I_{\mathrm{rms}}}^2}---\left(20\right)$

RMS输入电流可然后被计算在后台回路中。

图5提供输入功率和电流测量的方法的示例实施例的流程图500。在方块510中，以PFC设备的输入确定PFC输入电流。在方块520中，以PFC设备的输入确定PFC输入电压。在方块530中，使PFC输入电压和PFC输入电流相互关联，以便基本上同时对PFC输入电压和PFC输入电流采样。在方块540中，PFC输入电流经调节以补偿电流感测电路中的相移，以确定调节后的输入电流。在方块550中，使用相互关联的PFC输入电压和调节后的输入电流计算输入功率。在方块560中，PFC输入电流经调节补偿EMI滤波器中的无功电流，以确定总输入电流。

图5的流程图示出输入功率和电流测量软件的可能实施方式的体系结构、功能和操作。在这点上，每个方块可表示模块、区段或代码的部分，其包括用于实施指定逻辑功能的一个或多个可执行指令。还应当注意的是，在一些可替换实施方式中，方块中指出的功能可不按照图5所指的顺序发生。例如，可实际基本上同时执行图5中连续示出的两个方块，或者可以以相反顺序执行方块，这取决于所涉及的功能。流程图中的任何过程描述或方块应当被理解为表示模块、区段或代码的部分，其包括用于实施过程中的特定逻辑功能或步骤的一个或多个可执行指令，并且可选实施被包括在示例实施例的范围内，其中可以以不同于所示出或讨论的顺序执行功能，包括基本上同时执行或以相反顺序执行，这取决于所涉及的功能。另外，流程图中的过程描述或方块应当被理解为表示通过诸如状态机的硬件结构做出的决定。

可以通过硬件、软件、固件或其组合实施示例实施例的逻辑。在示例实施例中，在软件或固件中实施逻辑，该逻辑存储在存储器中并且由合适的指令执行***执行。如果在硬件中实施，如在可选实施例中，可以以以下技术中的任何一项或其组合实施逻辑：具有根据数据信号实施逻辑功能的逻辑门的离散逻辑电路，具有适当组合的逻辑门的专用集成电路(ASIC)，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。可以通过在硬件或软件配置的介质中具体化的逻辑来具体化本文所公开的示例实施例的功能。

本领域技术人员应当理解的是，可对所描述的实施例作出修改，并且在所要求保护发明的范围内，许多其他实施例也为可能的。

Claims (20)

1.一种确定输入功率和电流的方法，其包括：

以功率因数校正即PFC控制设备的输入确定PFC输入电流；

以PFC控制设备的输入确定PFC输入电压；

使所述PFC输入电压和所述PFC输入电流相互关联，使得所述PFC输入电压和所述PFC输入电流基本同时被采样；

调节所确定的PFC输入电流值以补偿电流感测电路中的相移，以便确定调节后的输入电流；

使用相互关联的PFC输入电压和所述调节后的输入电流计算所述输入功率；以及

调节所述所确定的输入电流以补偿电磁干扰即EMI滤波器中的无功电流，以便确定总输入电流。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述总输入电流基本等于EMI无功电流的平方与所述所确定的输入电流的平方的总和的平方根，所述EMI无功电流基本等于所述输入电压除以1/(2πfC)，其中C为EMI电容值。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括针对电流测量电路中运算放大器的增益和偏移，校准所述所确定的输入电流。

4.根据权利要求3所述的方法，其中使用至多两个校准点执行所述校准。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述PFC输入电压和PFC输入电流的相互关联包括使用双重采样和保持电路，以基本同时对所述PFC输入电压和PFC输入电流采样。

6.根据权利要求1所述的方法，其中补偿所述电流感测电路中的相移包括确定通过所述电流感测电路的所述电流感测信号的延迟。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述计算所述输入功率包括计算其中k_v为电压感测增益，C_v为电压ADC转换输出(为计数)，m_v为电压感测偏移，k_i为电流感测增益，C_i为电流ADC转换输出(为计数)，并且m_i为电流感测偏移。

8.一种输入功率和电流测量的***，其包括：

功率因数校正即PFC控制设备，其包括：

多个模数转换器输入即ADC输入和PWM输出，所述多个ADC输入中的第一至少一个经配置用于感测输入电压，所述多个ADC输入中的第二至少一个经配置用于感测输入电流，所述PWM输出经配置控制PFC电路的输出电压；

输入电压信号调整模块，其经配置接收输入电压并针对所述多个ADC输入中的第一个的测量范围调节所述输入电压范围；以及

电流感测信号调整模块，其经配置感测所述PFC控制电路的输入电流并调节表示所述感测到的输入电流的信号，以适合在所述多个ADC输入中的所述第二至少一个的测量范围内，所述PFC控制设备经配置确定输入电流并调节所述所确定的输入电流以补偿电磁滤波器中的无功电流，以便确定总输入电流以及补偿由所述电流感测调整电路引入的相移。

9.根据权利要求8所述的***，其中所述PFC控制设备将所述总输入电流确定为基本等于EMI无功电流的平方和所述所确定的输入电流的平方的总和的平方根，所述EMI无功电流基本等于所述输入电压除以1/(2πfC)，其中C为EMI电容值。

10.根据权利要求8所述的***，其中所述PFC控制设备针对所述电流感测信号调整模块中的运算放大器中的增益和偏移误差，校准所述所确定的输入电流。

11.根据权利要求10所述的***，其中所述PFC控制设备使用至多两个校准点进行校准。

12.根据权利要求8所述的***，其中所述PFC控制电路进一步经配置使所述输入电压和所述输入电流相互关联，使得所述输入电压和所述输入电流基本同时被采样。

13.根据权利要求12所述的***，其中所述输入电压和输入电流相互关联包括使用双重采样和保持电路，以基本同时对所述输入电压和输入电流采样。

14.根据权利要求8所述的***，其中所述PFC控制设备通过确定经过所述电流感测信号调整模块的所述感测到的输入电流信号的延迟来补偿由所述电流感测信号调整模块引入的相移。

15.根据权利要求9所述的***，其中所述PFC控制设备将所述输入功率计算为其中k_v为电压感测增益，C_v为电压ADC转换输出(为计数)，m_v为电压感测偏移，k_i为电流感测增益，C_i为电流ADC转换输出(为计数)，并且m_i为电流感测偏移。

16.一种输入功率和电流测量的***，其包括：

多个模数转换器输入即ADC输入，所述多个ADC输入中的第一至少一个经配置用于感测输入电压，所述多个ADC输入中的第二至少一个经配置用于感测输入电流；

输入电压信号调整模块，其经配置接收输入电压并针对所述多个ADC输入中的第一个的测量范围调节所述输入电压范围；

电流感测信号调整模块，其经配置感测输入电流并调节表示所述感测到的输入电流的信号，以适合在所述多个ADC输入中的所述第二至少一个的测量范围内；以及

PFC控制设备，其经配置确定输入电流并调节所述所确定的输入电流以补偿电磁滤波器中的无功电流，以便确定总输入电流以及补偿由所述电流感测调整电路引入的相移。

17.根据权利要求16所述的***，其中所述PFC控制设备将所述总输入电流确定为基本等于EMI无功电流的平方与所述所确定的输入电流的平方的总和的平方根，所述EMI无功电流基本等于所述输入电压除以1/(2πfC)，其中C为EMI电容值。

18.根据权利要求16所述的***，其中所述PFC控制设备针对所述电流感测信号调整模块中的运算放大器中的增益和偏移误差，校准所述所确定的输入电流。

19.根据权利要求16所述的***，其中所述PFC控制电路进一步经配置使所述输入电压和所述输入电流相互关联，使得所述输入电压和所述输入电流基本上被同时采样。

20.根据权利要求16所述的***，其中所述PFC控制设备将所述输入功率计算为其中k_v为电压感测增益，C_v为电压ADC转换输出(为计数)，m_v为电压感测偏移，k_i为电流感测增益，C_i为电流ADC转换输出(为计数)，并且m_i为电流感测偏移。